本發(fā)明屬于電流傳感器技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種具有溫度穩(wěn)定性的電流傳感器及其測量方法。

背景技術(shù)：

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，高壓電源系統(tǒng)成為研究的熱點。高壓電源系統(tǒng)中整流和逆變環(huán)節(jié)需要對直流信號和高頻信號進行檢測；在電壓變換過程中需要對大電流和微小電流精確檢測。在高壓電源系統(tǒng)中大電流工作時功率開關(guān)產(chǎn)熱多會使周圍環(huán)境溫度升高，甚至有些高壓電源設(shè)備長期工作在溫度較高的環(huán)境中，但是高溫會影響電流檢測的精確度進而影響傳感器的性能，這會引起較大的測量誤差，嚴重時將影響系統(tǒng)的安全保護。因此需要一種具有高精確度、寬范圍、高分辨率、溫漂小、結(jié)構(gòu)簡單等特點的傳感器，從而保證其長期工作穩(wěn)定且適應(yīng)寬范圍的電流檢測。

目前常用的電流傳感器中磁通門電流傳感器具有高分辨率、高靈敏度、高精確度等特點，因此具有更好的研發(fā)和應(yīng)用優(yōu)勢。但現(xiàn)有的磁通門傳感器有如下三個問題：其一，目前存在的磁通門電流傳感器多用于低頻小電流的測量，對高頻檢測有一定的局限性。其二，現(xiàn)有的傳感器大部分應(yīng)用在常溫下，對長期工作的大電流測量或在溫度較高的環(huán)境中測量時，由于溫度偏移問題引起較大的測量誤差，降低了傳感器的精確度。其三，現(xiàn)有大部分傳感器采用分離式激勵電路，需要感應(yīng)線圈和反饋回路來保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，因此傳感器的體積和功耗較大，不利于小型化結(jié)構(gòu)。針對上述三個問題，亟待需要一種測量方法，對測量大電流和小電流都有很好的精確度，并且能減少溫度漂移帶來的誤差，提高傳感器的溫度穩(wěn)定性和精確度，并且在一定程度上能夠測量高頻電流，拓寬傳感器的測量頻帶。

論文“Wide-range ac/dc Earth Leakage Current Sensor using Fluxgate with Self-excitation System”(IEEE Sensors,2011,512-515.)采用自激電路對磁芯進行勵磁，使得傳感器的靈敏度比分離式激勵電路高出近十倍，勵磁電路簡單，利于實現(xiàn)小型化和低功耗，能夠檢測電流幅值范圍為10mA到10A。該傳感器只能測量直流或低頻交流，對于幾十安培甚至上百安培的大電流及高頻電流的檢測不適用。

專利號為ZL200910066926.X的中國專利公開了一種雙向磁飽和時間差磁通門傳感器，通過測量傳感器輸出的正負脈沖時間差值判定被測磁場的大小，檢測電路簡單，有效減小傳感器整體體積和功耗，利于實現(xiàn)數(shù)字化測量，其不足之處在于該傳感器利用時間差原理只是從峰值時間差上推出被測電流，當溫度過高時，溫度會影響磁芯的BH曲線矯頑力的偏移，從而帶來測量誤差，因此并沒能減少溫度漂移帶來的誤差，且不適用于高頻電流的測量。

論文“Self-oscillating fluxgate-based quasi-digital sensor for DC high-current measurement”(IEEE Transactions on Instrumentation and Measurement,2015,64(12):3555-3563.)中通過測量自激磁通門激勵電壓的占空比得到被測電流的方法，拓寬了傳感器的測量范圍。但溫度漂移引起較大誤差問題沒有解決。

論文“Design of a Low-Consumption Fluxgate Transducer for High-Current Measurement Applications”(IEEE Sensors Journal,2011,11(2):280-287.)設(shè)計了一種利用積分反饋控制的零磁通電流傳感器，增加第三個磁芯利用互感器原理拓寬了傳感器測量的頻帶。但這種傳感器的磁芯數(shù)量和電路元件數(shù)量較多，不利于小型化發(fā)展，論文中也沒有解決溫度漂移引起較大誤差的問題。

論文“High-Bandwidth High-Temperature(250℃/500F)Isolated DC and AC Current Measurement:Bidirectionally Saturated Current Transformer”(IEEE Transaction on Power Electronics,2013,28(11):5404-5413.)提出一種新的雙向飽和磁通門方法，能夠減少溫度偏移引起的誤差，非常適合溫度偏高的環(huán)境中電流的檢測。但此方法要求被測磁場必須大于磁芯的飽和磁場強度，對被測磁場小于磁芯最小飽和磁場時的情況，檢測電路并不適合，因此對于小電流測量有一定的局限性，此外，外電路中使用單限電壓比較器，抗干擾能力差，在周圍復(fù)雜情況下測量會存在較大的干擾誤差，測量結(jié)果不準確。

為了解決現(xiàn)有傳感器的缺點，常采用的方法：(1)增加外環(huán)磁芯利用互感器原理測量高頻電流，拓寬傳感器的頻帶，但增加磁芯數(shù)量會增大傳感器體積；(2)在溫度較高環(huán)境中測量時，通常采用矯頑力較小的磁芯，這樣可以減少溫度引起矯頑力偏移帶來的誤差，但對高溫中小電流的測量仍有較大的誤差，因此需要一種方法能夠在測量原理上解決溫度漂移引起的誤差問題；(3)在保證測量精確度的前提下拓寬傳感器的測量范圍，將大電流測量和小電流測量原理相配合，應(yīng)盡量避免過于復(fù)雜的電路結(jié)合，優(yōu)化檢測電路的設(shè)計，利于數(shù)據(jù)處理和小型化結(jié)構(gòu)。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明擬解決的技術(shù)問題是：提供一種具有溫度穩(wěn)定性的電流傳感器及其測量方法。該電流傳感器適用于高壓電源系統(tǒng)電流的檢測，在測量大電流和小電流方面均表現(xiàn)出良好的溫度穩(wěn)定性，尤其適用于高溫環(huán)境中的測量，同時抗干擾能力強，結(jié)構(gòu)簡單，體積和功耗較小，有利于電流傳感器的小型化發(fā)展。

本發(fā)明解決所述技術(shù)問題采用的技術(shù)方案是：

一種具有溫度穩(wěn)定性的電流傳感器，其特征在于該電流傳感器包括傳感器檢測探頭、激磁電路模塊和檢測電路模塊；所述傳感器檢測探頭包括環(huán)形磁芯，在環(huán)形磁芯上纏繞激磁繞組和次級繞組；

所述激磁電路模塊包括電壓跟隨器、雙限電壓比較器、MOSFET驅(qū)動芯片和半橋勵磁電路，半橋勵磁電路包括上下兩個MOSFET器件、兩個電容器和直流電源，具體連接關(guān)系是：MOSFET驅(qū)動芯片的高低輸入端與雙限電壓比較器的輸出端連接，MOSFET驅(qū)動芯片的高低輸出端與半橋勵磁電路中的上下兩個MOSFET器件的驅(qū)動端相連；雙限電壓比較器的輸入端與電壓跟隨器的輸出端連接；半橋勵磁電路中兩個電容器的中端與激磁繞組的一端連接；

所述檢測電路模塊包括直流和低頻電流采樣電阻、高頻電流采樣電阻、高通濾波器、低通濾波器、預(yù)估采樣電阻、工作模式選擇單元和顯示器，所述預(yù)估采樣電阻直接與被測電流并聯(lián)，估測被測電流的大概值，預(yù)估采樣電阻與工作模式選擇單元連接；直流和低頻電流采樣電阻的一端與激磁繞組的另一端、電壓跟隨器的輸入端、低通濾波器的輸入端連接，直流和低頻電流采樣電阻的另一端與半橋勵磁電路中上下兩個MOSFET器件的中端、參考接地端連接；低通濾波器的輸出端與工作模式選擇單元中的DSP輸入端相連；高頻電流采樣電阻一端與高通濾波器的輸入端和次級繞組的一端相連，高頻電流采樣電阻的另一端和次級繞組的另一端都與參考接地端連接；高通濾波器的輸出端與工作模式選擇單元中的DSP輸入端相連；工作模式選擇單元中的DSP輸出端與顯示器的輸入相連。

一種上述的具有溫度穩(wěn)定性的電流傳感器的測量方法，其特征在于該測量方法的具體測量過程是：被測電流穿過環(huán)形磁芯的中心，當被測電流為直流或低頻電流時，激磁電路模塊開始工作，激勵磁芯處于交替飽和狀態(tài)，檢測電路模塊中需要根據(jù)大電流和小電流的值從不同時間進行采樣，被測電流大于分界電流時，采樣時間沒有初始限制，所述分界電流為其中，N_P為1，l為磁芯的平均磁路長度，H_sat為磁芯最小飽和磁場；當電流小于分界電流時，半個周期之后進行采樣取值；

預(yù)估采樣電阻判定被測電流的值輸入到工作模式選擇單元中，選擇初始采樣時間，采集到直流和低頻電流采樣電阻的信號，并進行信號處理，最終送入顯示器，顯示被測電流；當被測電流為高頻電流時，次級繞組開始工作，高頻電流采樣電阻將次級繞組感應(yīng)到的被測電流的信號輸入到工作模式選擇單元中，在工作模式選擇單元中處理后送入顯示器中，顯示被測電流。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是：

本發(fā)明的突出的實質(zhì)性特點是：本發(fā)明的傳感器檢測探頭在同一環(huán)形磁芯上增加次級繞組測量高頻，能夠拓寬傳感器的頻帶，減少磁芯數(shù)量，利于小型化；激磁電路模塊采用電壓跟隨器—雙限電壓比較器—MOSFET驅(qū)動芯片—半橋電路對磁芯負載勵磁，提高了傳感器在復(fù)雜環(huán)境中測量時的抗干擾能力，能夠在復(fù)雜環(huán)境中測量電流，且輸出功率大，能夠驅(qū)動環(huán)形磁芯穩(wěn)定工作；檢測電路模塊針對之前的雙向飽和原理適用于測量安培單位級別的大電流，例如1A到100A(具體范圍與磁芯尺寸、線圈匝數(shù)和激磁電壓有關(guān))，對于毫安級別的電流，例如10mA到200mA(具體范圍與磁芯尺寸、線圈匝數(shù)和激磁電壓有關(guān))，現(xiàn)有檢測電路不能測量或誤差太大的問題進行改進，本發(fā)明設(shè)置直流和低頻電流采樣電阻和高頻電流采樣電阻，根據(jù)被測電流的大小選取不同的初始采樣點。原理圖1(a)測量直流或低頻大電流時對應(yīng)的激勵電流變化為圖2所示，開始測量時，激勵磁場與被測磁場方向可能不同，也可能相同，這兩種情況下激勵電流的變化對應(yīng)圖2(a)、(b)。圖2中激勵電流變化沒有磁芯初始磁化段，直接是磁芯飽和段變化，這也正好對應(yīng)大電流必須使得磁芯飽和的條件，因此采樣時間從開始測量就開始取樣。測量直流或低頻對應(yīng)毫安級別的小電流，被測磁場對應(yīng)圖1(b)、(c)這兩種情況，同大電流一樣，激勵磁場與被測磁場方向可能不同，也可能相同，這兩種情況下激勵電流的變化對應(yīng)圖3(a)、(b)和圖4(a)、(b)，當開始測量電流時，環(huán)形磁芯并沒有達到飽和狀態(tài)，因此環(huán)形磁芯需要初始磁化從非飽和階段到飽和階段，不同的情況對應(yīng)的激勵電流變化不同，且與后面激勵電流變化的周期也不同，電流采樣時必須避開這段時間(t₀-t₁)，從t₁之后開始采樣。

本發(fā)明的顯著進步是：(1)應(yīng)用雙向飽和原理測量大電流，同時又完善了雙向飽和原理對小電流測量的理論和實驗分析，因此傳感器測量大電流和小電流都有很好的溫度穩(wěn)定性，且適用于高溫環(huán)境中的測量；(2)檢測電路模塊根據(jù)被測電流幅值的不同選擇不同的采樣初始點，檢測大電流時采樣時間從初始時刻進行采樣，檢測小電流時采樣初始時間滯后半個周期后進行采樣，根據(jù)預(yù)估采樣電阻值選擇不同的工作模式，其優(yōu)勢是采用同一測量原理對大電流和小電流進行測量，避免了兩種不同原理組合引入過多的勵磁電路元件和檢測電路元件，檢測相關(guān)量少，因此數(shù)據(jù)處理簡單，傳感器體積小，有利于小型化；(3)激勵電路模塊用雙限電壓比較器和半橋電路對磁芯勵磁，在復(fù)雜環(huán)境中抗干擾能力強；(4)利用互感器原理測量高頻電流拓寬了傳感器頻帶；其直流、低頻、高頻測量僅用一個磁芯，外電路簡單，元器件數(shù)量少，因此傳感器體積和功耗較小，利于小型化。

本發(fā)明應(yīng)用的原理是：采用雙向飽和原理測量直流和低頻電流，采用互感器原理測量高頻交流。雙向飽和磁通門原理的前提條件是被測電流產(chǎn)生的磁場強度必須大于磁芯的飽和磁場強度，當被測磁場小于磁芯的飽和磁場強度時，雙向飽和原理不能使用，因此需要一種與之配合來檢測微小電流的原理。而現(xiàn)有的磁通門傳感器中測量小電流的方法有偶次諧波法、零磁通原理、時間差原理和電壓占空比原理，但前三種方法中激勵電路都是采用的分離式結(jié)構(gòu)，而雙向飽和原理中激勵電路采用自激式結(jié)構(gòu)，上述三種方法與雙向飽和原理配合起來激勵電路過于復(fù)雜，因此功耗較大不利于小型化。時間差原理和電壓占空比原理需要測量的是時間量，雙向飽和原理測量的是電流量，這兩種方法與雙向飽和原理檢測的量不同，數(shù)據(jù)處理繁瑣，檢測電路過于復(fù)雜。

上述是現(xiàn)有磁通門中常用來測量小電流的方法，但在周圍環(huán)境較高時，從原理方面都不能解決溫度漂移引起較大誤差的問題，因此不適合與雙向飽和原理配合使用測量小電流和大電流。因此本發(fā)明檢測電路模塊采用不同的初始采樣時間分別測量大電流和小電流，解決了上述測量小電流的缺點，采用同一原理對不同幅值電流進行測量，避免了兩種不同原理結(jié)合電路過于復(fù)雜的問題，同時雙向飽和原理有很好的溫度穩(wěn)定性，適合在周圍溫度較高的環(huán)境中測量，提高了傳感器的精確度及溫度穩(wěn)定性，減少傳感器外電路元件，利于小型化。

附圖說明

圖1(a)是被測磁場H_P大于磁芯最小飽和磁場H_sat時的原理圖。

圖1(b)是被測磁場H_P介于磁芯矯頑力磁場H_C和最小飽和磁場H_sat之間時的原理圖。

圖1(c)是被測磁場H_P小于磁芯矯頑力磁場H_C時的原理圖。

圖2(a)H_P>H_sat時被測磁場H_P與激勵磁場H_e初始t₀時刻方向相反時激勵電流變化圖。

圖2(b)H_P>H_sat時被測磁場H_P與激勵磁場H_e初始t₀時刻方向相同時激勵電流變化圖。

圖3(a)H_C<H_P<H_sat時被測磁場H_P與激勵磁場H_e初始t₀時刻方向相反時激勵電流變化圖。

圖3(b)H_C<H_P<H_sat時被測磁場H_P與激勵磁場H_e初始t₀時刻方向相同時激勵電流變化圖。

圖4(a)H_P<H_C時被測磁場H_P與激勵磁場H_e初始t₀時刻方向相反時激勵電流變化圖。

圖4(b)H_P<H_C時被測磁場H_P與激勵磁場H_e初始t₀時刻方向相同時激勵電流變化圖。

圖5是本發(fā)明的電流傳感器拓撲結(jié)構(gòu)圖。

圖6是半橋勵磁電路結(jié)構(gòu)圖。

圖7是本發(fā)明被測磁場處于三種情況下相關(guān)電壓波形示意圖。

圖8是本發(fā)明被測磁場處于三種情況下實驗電壓相關(guān)波形示意圖。

圖9是本發(fā)明測量直流小電流的輸入輸出特性曲線和相對誤差曲線圖。

圖10是本發(fā)明測量直流大電流的輸入輸出特性曲線。

圖11是本發(fā)明在不同外界溫度下測量直流大電流的相對誤差曲線圖。

圖12是本發(fā)明電流傳感器的頻率響應(yīng)。

圖中，1環(huán)形磁芯(磁芯)，2被測電流，3激磁繞組，4次級繞組，5傳感器檢測探頭，6直流和低頻電流采樣電阻，7高頻電流采樣電阻，8電壓跟隨器，9雙限電壓比較器，10MOSFET驅(qū)動芯片，11半橋勵磁電路，12激磁電路模塊、13高通濾波器、14低通濾波器、15預(yù)估采樣電阻、16工作模式選擇單元、17顯示器、18檢測電路模塊、19直流電源，20MOSFET器件，21MOSFET器件，22電容器，23電容器。

具體實施方式

下面結(jié)合實施例及附圖進一步解釋本發(fā)明，但并不以此作為對本申請權(quán)利要求保護范圍的限定。

本發(fā)明具有溫度穩(wěn)定性的電流傳感器(簡稱電流傳感器，參見圖5和圖6)包括傳感器檢測探頭5、激磁電路模塊12和檢測電路模塊18；所述傳感器檢測探頭5包括環(huán)形磁芯1，在環(huán)形磁芯1上纏繞激磁繞組3和次級繞組4，

所述激磁電路模塊12包括電壓跟隨器8、雙限電壓比較器9、MOSFET驅(qū)動芯片10和半橋勵磁電路11，半橋勵磁電路11(參見圖6)包括上下兩個MOSFET器件(20、21)、兩個電容器(22、23)和直流電源19，具體連接關(guān)系是：MOSFET驅(qū)動芯片10的高低輸入端與雙限電壓比較器9的輸出端連接，MOSFET驅(qū)動芯片10的高低輸出端與半橋勵磁電路11中的上下兩個MOSFET器件的驅(qū)動端相連；雙限電壓比較器9的輸入端與電壓跟隨器8的輸出端連接；半橋勵磁電路11中兩個電容器(22、23)的中端與激磁繞組3的一端連接；

所述檢測電路模塊18包括直流和低頻電流采樣電阻6、高頻電流采樣電阻7、高通濾波器13、低通濾波器14、預(yù)估采樣電阻15、工作模式選擇單元16和顯示器17，所述預(yù)估采樣電阻15直接與被測電流2并聯(lián)，估測被測電流的大概值，預(yù)估采樣電阻15與工作模式選擇單元16連接，工作模式選擇16讀取預(yù)估采樣電阻的數(shù)據(jù)信息，進行數(shù)據(jù)處理；直流和低頻電流采樣電阻6的一端與激磁繞組3的另一端、電壓跟隨器8的輸入端、低通濾波器14的輸入端連接，直流和低頻電流采樣電阻6的另一端與半橋勵磁電路11中上下兩個MOSFET器件(20和21)的中端、參考接地端連接；低通濾波器14的輸出端與工作模式選擇單元16中的DSP輸入端相連；高頻電流采樣電阻7一端與高通濾波器13的輸入端和次級繞組4的一端相連，高頻電流采樣電阻7的另一端和次級繞組4的另一端都與參考接地端連接；高通濾波器13的輸出端與工作模式選擇單元16中的DSP輸入端相連；工作模式選擇單元16中的DSP輸出端與顯示器17的輸入相連，測量結(jié)果在顯示器17中顯示。

本發(fā)明具有溫度穩(wěn)定性的電流傳感器的測量方法是：被測電流2穿過環(huán)形磁芯1的中心，當被測電流2為直流或低頻電流時，激磁電路模塊12開始工作，激勵磁芯處于交替飽和狀態(tài)，檢測電路模塊中需要根據(jù)大電流和小電流的值從不同時間進行采樣，被測電流大于分界電流時，采樣時間沒有初始限制，所述分界電流為其中，為了方便被測電流穿過環(huán)形磁芯，通常取N_P為1，l為磁芯的平均磁路長度，磁芯材料和尺寸選定后，l與H_sat為定值；當電流小于分界電流時，采樣時間必須從磁芯初始磁化到飽和t₁之后進行采樣，但磁芯初始磁化時刻t₀，被測磁場H_P與激勵電流產(chǎn)生的磁場H_e方向相反與相同時，對應(yīng)的t₀到t₁時間間隔不同，因此選半個周期之后進行采樣取值；

預(yù)估采樣電阻15判定被測電流2的值輸入到工作模式選擇單元16中，選擇初始采樣時間，采集到直流和低頻電流采樣電阻6的信號，并進行信號處理，最終送入顯示器17，顯示被測電流；當被測電流2為高頻電流時，次級繞組4開始工作，高頻電流采樣電阻7將次級繞組4感應(yīng)到的被測電流2的信號輸入到工作模式選擇單元16中，在工作模式選擇單元16中處理后送入顯示器17中，顯示被測電流。

本發(fā)明中半橋勵磁電路11為現(xiàn)有技術(shù)，如圖6所示，直流電源19的正極與電容器22、MOSFET器件20的源極連接，直流電源19的負極與電容器23、MOSFET器件21的漏極連接；兩個MOSFET器件(20和21)的中端與直流和低頻電流采樣電阻6的一端連接；兩個電容器(22和23)的中端與激磁繞組3的一端連接。

本發(fā)明具有溫度穩(wěn)定性的電流傳感器的工作原理是：

在這里說明一下圖1-4中出現(xiàn)的時刻的含義是：t₀為磁芯初始磁化時刻，t₁為磁芯第一次由飽和狀態(tài)到退飽和狀態(tài)的臨界時刻，t₂為磁芯處于矯頑力磁場-H_C時刻，t₃為磁芯第一次由退飽和狀態(tài)到飽和狀態(tài)的臨界時刻，t₄為磁芯達到正向閾值電流時刻，t₅為磁芯第二次由飽和狀態(tài)到退飽和狀態(tài)的臨界時刻，t₆為磁芯處于矯頑力磁場H_C時刻，t₇為磁芯第二次由退飽和狀態(tài)到飽和狀態(tài)的臨界時刻，t₈為磁芯達到負向閾值電流時刻，t₉為磁芯狀態(tài)與t₀重合時刻。

被測磁場H_P與磁芯最小飽和磁場H_sat及磁芯矯頑力H_C之間有三種關(guān)系：第一種情況，H_P>H_sat即雙向飽和磁通門條件，大電流；第二種情況，H_C<H_P<H_sat時的小電流測量；第三種情況，H_P<H_C時的小電流測量；其中第二種情況和第三種情況是在第一種情況雙向飽和原理基礎(chǔ)上對小電流測量的情況推導(dǎo)。三種情況被測磁場與磁芯的BH曲線之間的關(guān)系如圖1中(a)、(b)、(c)所示，當被測磁場大于磁芯矯頑力時，小電流測量的第二種情況與第一種情況的雙向飽和原理是相同的，如圖1(a)、(b)所示，其中ΔH₁、ΔH₂分別代表H_P與-H_C及H_C的差值，由雙向飽和原理推出的被測電流為：

激磁電流產(chǎn)生的磁場H_e和被測電流產(chǎn)生的被測磁場H_P共同作用在磁芯上，激磁電流i_e1、i_e2分別對應(yīng)磁芯的矯頑力磁場-H_C和H_C。i_p是被測電流，N_e是激磁繞組上勵磁線圈匝數(shù)，N_p是被測繞組匝數(shù)，通常為1，因此只需檢測矯頑力處的電流值就能得出被測電流值。

當?shù)谌N情況，即被測磁場小于磁芯矯頑力時，如圖1(c)所示，被測磁場為：

由安培環(huán)路得：

由圖4(a)、(b)可得此時磁芯處于矯頑力磁場t₂、t₆時刻對應(yīng)的激磁電流i_e1、i_e2的方向正好相反，上述式中的ΔH₁、ΔH₂只有正值沒有方向，因此考慮到i_e1、i_e2的方向正好相反，檢測電路模塊將直流和低頻電流采樣電阻6上的模擬量轉(zhuǎn)化為數(shù)字量時有正負之分，可將式(3)改為考慮電流方向相反的實際情況，這樣有利于檢測電路模塊處理的統(tǒng)一性，簡化測量程序，因此被測電流為：

上式(4)與式(1)相同，因此只需測量激磁電流在矯頑力處的電流值就可以得到被測電流，從理論上完善了雙向飽和磁通門原理的測量方案。雙向飽和原理利用被測磁場與矯頑力磁場的差值ΔH推出被測電流，消除矯頑力磁場，且N_p與N_e都是與溫度無關(guān)的量，因此在一定程度上消除溫度漂移帶來的誤差，提高傳感器的溫度穩(wěn)定性。

當被測電流為高頻交流時利用互感器效應(yīng)，可以測量中頻和高頻交流電流，拓寬了傳感器的頻帶。

圖1(a)對應(yīng)的電流變化如圖2所示，當被測電流2為直流時，磁芯中總磁場為激磁繞組4產(chǎn)生的激勵電流與被測電流2的和磁場，當H_P>H_sat時，假設(shè)被測磁場H_P與激勵磁場H_e在初始磁化時刻t₀時方向相反，如圖2(a)所示，磁芯初始磁化時刻t₀立即達到飽和狀態(tài)，激勵電流反向增大使得磁芯內(nèi)的總磁場減少到磁芯第一次由飽和狀態(tài)到退飽和狀態(tài)的臨界時刻t₁，激勵電流緩慢增大經(jīng)過磁芯處于矯頑力磁場-H_C時刻t₂激勵電流繼續(xù)增大到磁芯第一次由退飽和狀態(tài)到飽和狀態(tài)的臨界時刻t₃，這時激勵電流迅速增大到磁芯達到正向閾值電流時刻t₄，直流和低頻電流采樣電阻6上的電壓迅速上升到雙限電壓比較器9的閾值電壓，雙限電壓比較器9的輸出電壓躍變，導(dǎo)致MOSFET驅(qū)動芯片10的控制狀態(tài)改變，半橋勵磁電路11的上下橋臂開關(guān)管工作狀態(tài)互換，激磁繞組3和直流和低頻電流采樣電阻6兩端的電壓翻轉(zhuǎn)，激磁繞組3上的電流減少到磁芯第二次由飽和狀態(tài)到退飽和狀態(tài)的臨界時刻t₅，激勵電流開始緩慢下降經(jīng)過磁芯處于矯頑力磁場H_C時刻t₆激勵電流繼續(xù)下降到磁芯第二次由退飽和狀態(tài)到飽和狀態(tài)的臨界時刻t₇，電流迅速減少到零時，激勵電流反向迅速增加至磁芯達到負向閾值電流時刻t₈，直流和低頻電流采樣電阻6上的電壓迅速達到雙限電壓比較器9的反向閾值，雙限電壓比較器9的輸出電壓躍變又導(dǎo)致半橋電路11的開關(guān)管工作狀態(tài)互換，激磁繞組3和直流和低頻電流采樣電阻6兩端的電壓翻轉(zhuǎn)，激勵電流減少到t₉時刻磁芯狀態(tài)與t₀重合。電流迅速減少又使得磁芯由飽和狀態(tài)到退飽和狀態(tài)，這就是典型的磁通門原理，磁芯交替處于飽和與退飽和狀態(tài)。同理當H_C<H_P<H_sat和H_P<H_C時工作狀態(tài)類似上述過程，不同的是初始階段t₀磁芯由不飽和狀態(tài)到飽和狀態(tài)t₁以后磁芯才能周期性交替飽和工作。當被測電流2為高頻小信號時，在環(huán)形磁芯1中產(chǎn)生變化的磁場，由互感器原理被測電流2的高頻信號反映在高頻電流采樣電阻7上。

本發(fā)明中工作模式選擇單元16對信號進行信號處理的過程是：

圖1(a)測量大電流時對應(yīng)的激勵電流的變化如圖2所示，初始磁化時刻t₀被測磁場H_P與激勵磁場H_e方向相反對應(yīng)的激勵電流變化如圖2(a),被測磁場H_P與激勵磁場H_e方向相同對應(yīng)的激勵電流變化如圖2(b)。測量大電流時激勵電流是周期性變化的，可以直接采樣t₂和t₆時對應(yīng)的電流。

圖1(b)、(c)測量小電流時對應(yīng)的激勵電流的變化如圖3、4所示，圖1(b)原理中初始t₀時刻被測磁場H_P與激勵磁場H_e方向相反與相同時分別對應(yīng)的激勵電流變化如圖3(a)、(b)所示，圖1(c)原理中初始磁化時刻t₀被測磁場H_P與激勵磁場H_e方向相反與相同時分別對應(yīng)的激勵電流變化如圖4(a)、(b)所示。圖3和圖4中t₀到t₁時間段是磁芯初始磁化階段，在此之后激勵電流的變化才同大電流測量一樣呈周期性變化，因此測量過程在t₁時刻以后取樣可以消除初始變化帶來的誤差。

本發(fā)明所述的大電流指被測電流為直流或低頻電流時，產(chǎn)生的磁場大于磁芯的最小飽和磁場，具體的范圍與磁芯的尺寸、線圈的匝數(shù)及激勵電壓大小有關(guān)，本實施例中大電流是大于1.2A的電流。小電流是指被測電流為直流或低頻電流時，產(chǎn)生的磁場小于磁芯的最小飽和磁場，本實施例中是指小于1.2A的電流。高壓電源系統(tǒng)的負載穩(wěn)定工作電流處于30mA～200mA左右，其精確檢測對高壓電源安全穩(wěn)定至關(guān)重要。

圖7實施例為被測電流2產(chǎn)生的磁場分別為第一種情況測量小電流產(chǎn)生的磁場H_P<H_C時，取i_p＝0.1A時，直流和低頻電流采樣電阻6的電壓仿真圖；第二種情況測量小電流產(chǎn)生的磁場H_C<H_P<H_sat時，取i_p＝1A時，直流和低頻電流采樣電阻6的電壓仿真圖；第三種情況測量大電流產(chǎn)生的磁場H_P>H_sat時，取i_p＝80A時，直流和低頻電流采樣電阻6的電壓仿真圖，從圖中看到仿真結(jié)果與理論分析波形一致，因此驗證了本發(fā)明的電流傳感器的激勵電路模塊和檢測電路模塊能很好的配合測量大電流和小電流。

圖8實施例分別對應(yīng)圖7仿真圖的三種情況的實驗圖，從波形圖上可以看出，實驗波形和仿真波形有很好的一致性，因此從實驗上驗證了本發(fā)明的電流傳感器的激勵電路模塊和檢測電路模塊能很好的配合測量大電流和小電流。

圖9所示的實施例表明，本發(fā)明的電流傳感器測量小電流時，輸入輸出特性曲線有很好的線性度，同時測量的相對誤差小于0.5％，因此提高了傳感器的分辨率和測量小電流的范圍。

圖10所示的實施例表明，本發(fā)明的電流傳感器測量大電流時，輸入輸出有很好的線性度。因此提高了傳感器的精確度和測量大電流的范圍。

圖11所示的實施例中用在高溫環(huán)境中測量電流來等效實際使用中大電流產(chǎn)生大量的熱導(dǎo)致周圍溫度升高的情況，在溫度為25℃和120℃下測量的相對誤差均小于0.5％，從測量結(jié)果看，本發(fā)明的電流傳感器在高溫下測量的相對誤差與常溫下的變化很小，表明本發(fā)明的電流傳感器可以用在溫度較高的環(huán)境中測量電流，避免了溫度漂移引起較大誤差的問題，因此本發(fā)明的電流傳感器具有很好的溫度穩(wěn)定性。

圖12所示的實施例表明，本發(fā)明的電流傳感器在單磁芯基礎(chǔ)上利用電流互感器原理在次級繞組上測量高頻交流電流，圖中增益為-3dB對應(yīng)的被測電流頻率為60KHz，所設(shè)計的電流傳感器具有60KHz的小信號帶寬，因此拓寬了傳感器的測量頻帶。

本發(fā)明未述及之處適用于現(xiàn)有技術(shù)。