專(zhuān)利名稱(chēng)：雙極性多輸出dc/dc轉(zhuǎn)換器以及電壓調(diào)整器的制作方法
雙極性多輸出DC/DC轉(zhuǎn)換器以及電壓調(diào)整器
背景技術(shù)：
為了防止給各種微電子組件(諸如數(shù)字ic、半導(dǎo)體存儲(chǔ)器、顯示模塊、硬盤(pán)驅(qū)動(dòng)
器、RF電路、微處理器、數(shù)字信號(hào)處理器和模擬IC)供電的電源電壓的變化，尤其是在類(lèi)似 蜂窩電話、筆記本電腦和消費(fèi)產(chǎn)品的以電池供電的應(yīng)用中，通常要求進(jìn)行電壓調(diào)整。
因?yàn)楫a(chǎn)品的電池或者DC輸入電壓常常必須被升高到更高DC電壓或者被降低到更 低DC電壓，所以這樣的調(diào)整器被稱(chēng)為DC-DC轉(zhuǎn)換器。當(dāng)電池的電壓大于所希望的負(fù)載電壓 時(shí)，使用降低型(st印-down)轉(zhuǎn)換器。降低型轉(zhuǎn)換器可以包括電感性開(kāi)關(guān)式調(diào)整器、電容性 電荷泵、以及線性調(diào)整器。相反，當(dāng)電池的電壓低于對(duì)負(fù)載供電所需的電壓時(shí)，需要升高型 (st印-up)轉(zhuǎn)換器，升高型轉(zhuǎn)換器通常被稱(chēng)為升壓轉(zhuǎn)換器。升高型轉(zhuǎn)換器可以包括電感性開(kāi) 關(guān)式調(diào)整器或者電容性電荷泵。 在前述電壓調(diào)整器中，電感性開(kāi)關(guān)式轉(zhuǎn)換器可以實(shí)現(xiàn)最廣范圍的電流、輸入電壓 和輸出電壓中的優(yōu)良性能。DC/DC電感性開(kāi)關(guān)式轉(zhuǎn)換器的根本原理是以如下簡(jiǎn)單前提為基 礎(chǔ)的電感器(線圈或變壓器)中的電流不立刻改變，并且電感器將產(chǎn)生相反電壓以抵抗其 電流的任何改變。 基于電感器的DC/DC開(kāi)關(guān)式轉(zhuǎn)換器的基本原理是將DC電源切換或"突變"成脈 沖或突發(fā)，并且利用包括電感器和電容器的低通濾波器濾除那些突發(fā)來(lái)產(chǎn)生表現(xiàn)良好的隨 時(shí)間變化的電壓，即將DC改變成AC。通過(guò)利用一個(gè)或多個(gè)晶體管以高頻進(jìn)行開(kāi)關(guān)來(lái)對(duì)電感 器重復(fù)磁化和解磁化，電感器可以被用于升高型或降低型轉(zhuǎn)換器的輸入，從而產(chǎn)生與其輸 入不同的輸出電壓。在利用磁化將AC電壓升高或降低改變之后，輸出然后被整流回到DC， 并且被濾波以去除任何紋波。 晶體管一般是用具有低導(dǎo)通狀態(tài)阻抗的M0SFET (通常稱(chēng)為"功率MOSFET")來(lái)實(shí) 現(xiàn)的。利用來(lái)自轉(zhuǎn)換器的輸出電壓的反饋控制開(kāi)關(guān)狀況，可以維持恒定的調(diào)整良好的輸出 電壓，而無(wú)論轉(zhuǎn)換器的輸入電壓或其輸出電流是否迅速改變。 為了去除由晶體管的開(kāi)關(guān)動(dòng)作而生成的任何AC噪聲或紋波，在開(kāi)關(guān)式調(diào)整器電 路的輸出的兩端設(shè)置了輸出電容器。輸出電容器與電感器一起形成能夠去除晶體管的開(kāi)關(guān) 噪聲中的大多數(shù)以防止它們達(dá)到負(fù)載的"低通"濾波器。開(kāi)關(guān)頻率(一般為lMHz或更大) 必須相對(duì)于濾波器的"LC"振蕩回路(tank)的諧振頻率為"高"。對(duì)多個(gè)開(kāi)關(guān)周期進(jìn)行平 均，被開(kāi)關(guān)的電感器表現(xiàn)得像具有低改變平均電流的可編程電流源。 因?yàn)槠骄姼衅麟娏饔杀黄米鳛?導(dǎo)通(on)"或"關(guān)斷(off)"開(kāi)關(guān)的晶體管來(lái) 控制，所以在晶體管中的功耗理論上來(lái)說(shuō)是小的并且可以實(shí)現(xiàn)在百分之八十到百分之九十 范圍內(nèi)的高轉(zhuǎn)換器效率。具體地，當(dāng)功率MOSFET被偏置作為利用"高"柵極偏置的導(dǎo)通狀 態(tài)開(kāi)關(guān)時(shí)，其展現(xiàn)出具有低R。s(。ri阻抗(一般為200毫歐或更小)的線性I-V漏極特性。例 如，在0. 5A時(shí)，這樣的器件將展現(xiàn)出僅僅lOOmV的最大電壓降ID R。s(。n)，而不論其漏極電 流如何。在其導(dǎo)通狀態(tài)導(dǎo)電時(shí)間期間的功耗為ID2 在該示例中，給出在晶體管導(dǎo)電 期間的功耗為(0. 5A)2 (0. 2Q) = 50mW。 在其關(guān)斷狀態(tài)，功率MOSFET使其柵極偏置到其源極，即，使得Ves = 0。即使施加
5的漏極電壓VDS等于轉(zhuǎn)換器的電池輸入電壓Vbatt，功率MOSFET的漏極電流IDSS也是很小的， 通常在1微安以下并且更一般為數(shù)毫微安。電流IDSS主要包括結(jié)漏(junction leakage)。
所以，用作DC/DC轉(zhuǎn)換器中的開(kāi)關(guān)的功率MOSFET是高效的，因?yàn)樵谄潢P(guān)斷狀況中， 其以高電壓展現(xiàn)出低電流，并且在其導(dǎo)通狀態(tài)中，其以低電壓降展現(xiàn)出高電流。在開(kāi)關(guān)瞬變 以外，功率MOSFET中的ID VDS乘積保持很小，并且開(kāi)關(guān)中的功耗保持很低。
功率MOSFET不僅用于通過(guò)使輸入電源突變而使AC轉(zhuǎn)換成DC，而且可以用 于替代將合成的AC整流回DC所需的整流二極管。作為整流器的MOSFET的操作常 常通過(guò)如下方式實(shí)現(xiàn)與肖特基二極管并列地設(shè)置MOSFET，并且當(dāng)二極管導(dǎo)電時(shí)使 MOSFET導(dǎo)通，即與二極管的導(dǎo)電同步。在這樣的應(yīng)用中，MOSFET因此被稱(chēng)為同步整流器 (synchronousrectifier)。 因?yàn)橥秸鱉OSFET的大小可以被設(shè)置為具有低導(dǎo)通阻抗和比肖特基 (Schottky)更低的電壓降，所以導(dǎo)電電流從二極管被轉(zhuǎn)移到MOSFET溝道，從而"整流器"中 的總功耗被降低。大多數(shù)功率MOSFET包括寄生源-漏二極管。在開(kāi)關(guān)式調(diào)整器中，固有的 P-N二極管的取向性必須與肖特基二極管的極性相同，即陰極對(duì)陰極，陽(yáng)極對(duì)陽(yáng)極。因?yàn)樵?同步整流MOSFET導(dǎo)通之前，此硅P-N 二極管和肖特基二極管的并列組合僅僅承載用于被稱(chēng) 為"先斷后通"的短暫時(shí)間間隔的電流，所以這些二極管中的平均功耗是低的并且肖特基通 常被完全去除。 假設(shè)晶體管開(kāi)關(guān)事件與振蕩時(shí)段比較而言相對(duì)較快，在電路分析中，開(kāi)關(guān)期間的 功率損耗可以忽略不計(jì)，或者替代地被認(rèn)為是固定功率損耗。大體說(shuō)來(lái)，然后，可以通過(guò)考 慮導(dǎo)電和柵極驅(qū)動(dòng)損耗來(lái)估計(jì)低電壓開(kāi)關(guān)式調(diào)整器中的功率損耗。然而，當(dāng)有多種兆赫茲 的開(kāi)關(guān)頻率時(shí)，開(kāi)關(guān)波形分析變得很重要，并且必須通過(guò)相對(duì)時(shí)間分析器件的漏極電壓、漏 極電流和柵極偏置電壓驅(qū)動(dòng)來(lái)考慮。 基于上述原理，當(dāng)今的基于電感器的DC/DC開(kāi)關(guān)式調(diào)整器利用廣范圍的電路、電 感器和轉(zhuǎn)換器技術(shù)來(lái)實(shí)現(xiàn)。廣義上，它們分為兩種主要技術(shù)類(lèi)型，非隔離式轉(zhuǎn)換器和隔離式 轉(zhuǎn)換器。 最普通的隔離式轉(zhuǎn)換器包括反激式并且正向轉(zhuǎn)換器，并且要求變壓器或者耦合電 感器。當(dāng)功率較高時(shí)，還使用全橋轉(zhuǎn)換器。隔離式轉(zhuǎn)換器能夠通過(guò)調(diào)節(jié)變壓器的初級(jí)和次 級(jí)繞組比來(lái)升高或降低它們的輸入電壓。具有多繞組的變壓器可以同時(shí)產(chǎn)生多個(gè)輸出，包 括比輸入高的電壓和比輸入低的電壓。變壓器的缺點(diǎn)在于與單繞組電感器相比，它們很大 并且遭受不希望的雜散電感。 非隔離式電源包括降低型Buck轉(zhuǎn)換器、升高型升壓轉(zhuǎn)換器和Buck升壓轉(zhuǎn)換器。 Buck轉(zhuǎn)換器和升壓轉(zhuǎn)換器特別高效并且在尺寸上緊密，尤其是可在可以使用2. 2 H或更 低的電感器的兆赫茲頻率范圍中操作。這樣的技術(shù)對(duì)于每個(gè)線圈產(chǎn)生單個(gè)經(jīng)過(guò)調(diào)整的輸出 電壓，并且要求專(zhuān)用控制回路并且將針對(duì)各個(gè)輸出的P麗控制器分離開(kāi)，以便不斷地調(diào)節(jié) 開(kāi)關(guān)導(dǎo)通時(shí)間來(lái)調(diào)整電壓。 在便攜式并且以電池供電的應(yīng)用中，通常采用同步整流來(lái)提高效率。采用同步整 流的降低型Buck轉(zhuǎn)換器被稱(chēng)為同步Buck轉(zhuǎn)換器。采用同步整流的升高型升壓(boost)轉(zhuǎn) 化器被稱(chēng)為同步升壓轉(zhuǎn)換器。 同步升壓轉(zhuǎn)換器操作如圖l所示，現(xiàn)有技術(shù)同步升壓轉(zhuǎn)換器l包括低側(cè)功率M0SFET開(kāi)關(guān)2，連接電池的電感器3的電池、輸出電容器6以及與整流二極管5并列的"浮 動(dòng)"同步整流MOSFET 4。由先斷后通電路(未示出)驅(qū)動(dòng)并且由P麗控制器7響應(yīng)于來(lái)自 轉(zhuǎn)換器的輸出的電壓反饋V^控制的MOSFET的柵極跨接濾波電容器6兩端。BBM操作被需 要用來(lái)防止將輸出電容器6短路。 在同步整流MOSFET 5 (其可以是N溝道或者是P溝道的)的源極端子和漏極端子 不是永久地被連接到任意供電軌(即，不接地也不接Vbatt)的意義上，其被認(rèn)為是浮動(dòng)的。 二極管5是同步整流M0SFET 4固有的P-N 二極管，無(wú)論同步整流器是P溝道器件還是N溝 道器件?？梢耘cMOSFET 4并列地包括肖特基二極管，但是串聯(lián)電感可能不能足夠快地操作 來(lái)轉(zhuǎn)移來(lái)自前向偏置的固有二極管5的電流。二極管8包括N溝道低側(cè)M0SFET 2固有的 P-N結(jié)二極管，并且在正常升壓轉(zhuǎn)換器操作下保持反向偏置。因?yàn)槎O管8在正常升壓操作 下不導(dǎo)電，所以其被示為虛線。 如果將轉(zhuǎn)換器的占空因子D定義為能量從電池或電源流到DC/DC轉(zhuǎn)換器的時(shí)間， 即，在此時(shí)間期間，低側(cè)MOSFET開(kāi)關(guān)2處于導(dǎo)通并且電感器3正被磁化，則升壓轉(zhuǎn)換器的輸 出輸入電壓比與1減去其占空因子的倒數(shù)成正比，即， 雖然此公式描述了廣范圍的轉(zhuǎn)換比，但是升壓轉(zhuǎn)換器在沒(méi)有極快設(shè)備和電路響應(yīng) 時(shí)間的情況下不能順利地達(dá)到單一傳送特性。對(duì)于高占空因子和轉(zhuǎn)換比，電感器傳導(dǎo)大電 流尖峰信號(hào)，并因此降低了效率?？紤]到這些因素，升壓轉(zhuǎn)換器占空因子在實(shí)踐中被限制在 5%到75%的范圍內(nèi)。 對(duì)雙極性經(jīng)過(guò)調(diào)整的電壓的需要現(xiàn)今的電子器件要求大量經(jīng)過(guò)調(diào)整的電壓來(lái)進(jìn) 行操作，這些電壓中的某些電壓可以相對(duì)地來(lái)說(shuō)是負(fù)的。某些智能電話可以在單個(gè)手持式 主機(jī)(handheld)中利用二十五個(gè)以上單獨(dú)調(diào)整的電源，包括某些有機(jī)發(fā)光二極管或LED、 顯示器所需的負(fù)偏置電源?？臻g局限性妨礙了對(duì)如此多的每個(gè)具有單獨(dú)電感器的開(kāi)關(guān)式調(diào) 整器的利用。 不幸的是，能夠生成負(fù)電源電壓和正電源電壓二者的多輸出非隔離式轉(zhuǎn)換器要求 多繞組或抽頭式電感器。雖然比隔離式轉(zhuǎn)換器和變壓器小，但是抽頭式電感器實(shí)質(zhì)上也比 單繞組電感器更大并且在高度上更高，并且遭受增大的寄生作用和輻射噪聲。結(jié)果，在任何 空間敏感或者諸如耳機(jī)的便攜設(shè)備和便攜消費(fèi)電子品中通常不采用多繞組電感器。
作為折中，現(xiàn)今的便攜設(shè)備僅采用少量的開(kāi)關(guān)式調(diào)整器以及大量線性調(diào)整器來(lái)產(chǎn) 生必要數(shù)量的獨(dú)立電源電壓。雖然低壓差線性調(diào)整器(或LDO)的效率通常比開(kāi)關(guān)式調(diào)整 器更糟，但是因?yàn)椴恍枰€圈，所以它們更小并且成本更低。結(jié)果，為了更低成本和更小尺 寸而犧牲了效率和電池壽命。負(fù)電源電壓要求專(zhuān)用開(kāi)關(guān)式調(diào)整器，其不能與正電壓調(diào)整器 共用。 需要一種能夠從單繞組電感器產(chǎn)生正輸出和負(fù)輸出二者(雙極性輸出)以減小成 本和尺寸的開(kāi)關(guān)式調(diào)整器實(shí)現(xiàn)方式。

發(fā)明內(nèi)容
本公開(kāi)描述了一種具有創(chuàng)造性的升壓轉(zhuǎn)換器，該升壓轉(zhuǎn)換器能夠從一個(gè)單繞組電感器產(chǎn)生兩個(gè)獨(dú)立調(diào)整的極性相反的輸出，即一個(gè)正的地電位以上的輸出和一個(gè)負(fù)的地電 位以下的輸出。雙輸出雙極性電感性升壓轉(zhuǎn)換器的代表性實(shí)施方式包括電感器，第一輸出 節(jié)點(diǎn)，第二輸出節(jié)點(diǎn)和開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)，開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)被配置為提供如下的電路操作模式1)第一模 式，其中電感器的正電極連接到輸入電壓并且電感器的負(fù)電極連接到地；2)第二模式，其 中電感器的正電極連接到第一輸出節(jié)點(diǎn)并且電感器的負(fù)電極連接到第二輸出節(jié)點(diǎn)；以及 3)第三模式，其中電感器的正電極連接到輸入電壓并且電感器的負(fù)電極連接到第二輸出節(jié) 點(diǎn)。 第一操作模式將電感器充電到等于輸入電壓的電壓。第二操作模式同時(shí)向第一輸 出節(jié)點(diǎn)和第二輸出節(jié)點(diǎn)傳送電荷。 一旦第一輸出節(jié)點(diǎn)達(dá)到目標(biāo)電壓，第二模式結(jié)束。第三 操作模式繼續(xù)對(duì)第二輸出節(jié)點(diǎn)充電，直到它達(dá)到其目標(biāo)電壓為止。按照這樣的方式，該升壓 轉(zhuǎn)換器從單個(gè)電感器提供了兩個(gè)穩(wěn)壓輸出。 對(duì)于第二實(shí)施例，使用相同的基本組件。然而，在此情況中，開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)提供如下的 模式1)第一模式，其中電感器的正電極連接到輸入電壓并且電感器的負(fù)電極連接到地； 2)第二模式，其中電感器的正電極連接到輸入電壓并且電感器的負(fù)電極連接到第二輸出節(jié) 點(diǎn)；以及3)第三模式，其中電感器的正電極連接到第一輸出節(jié)點(diǎn)并且電感器的負(fù)電極連接 到地。 第一操作模式將電感器充電到等于輸入電壓的電壓。第二操作模式向第一輸出節(jié) 點(diǎn)傳送電荷，并且在第一輸出節(jié)點(diǎn)達(dá)到目標(biāo)電壓時(shí)結(jié)束。第三操作模式對(duì)第二輸出節(jié)點(diǎn)進(jìn) 行充電，并且在第二輸出節(jié)點(diǎn)達(dá)到其目標(biāo)電壓時(shí)結(jié)束。按照這樣的方式，該升壓轉(zhuǎn)換器從單 個(gè)電感器提供了兩個(gè)穩(wěn)壓輸出。


圖1是現(xiàn)有技術(shù)的單輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器的示意圖。 圖2是由本發(fā)明提供的雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器的示意圖。 圖3A到圖3C示出圖2的升壓轉(zhuǎn)換器執(zhí)行實(shí)現(xiàn)被稱(chēng)為同步傳送的模式的操作序
列。同步傳送模式包括如下連續(xù)的操作階段電感器被磁化(3A)，電荷被同步傳送給+V。m
和_V。UT2 (3B)，電荷排他性地被繼續(xù)傳送給+V。UT1 (3C)。 圖4是圖2的升壓轉(zhuǎn)換器以同步傳送模式進(jìn)行操作的開(kāi)關(guān)波形特性的繪圖。
圖5示出圖2的升壓轉(zhuǎn)換器排他性地向V。UT2傳送電荷的替代操作階段。
圖6是圖2的升壓轉(zhuǎn)換器利用同步傳送模式的流程圖。 圖7A到圖7C示出圖2的升壓轉(zhuǎn)換器執(zhí)行實(shí)現(xiàn)被稱(chēng)為時(shí)分復(fù)用傳送的模式的操作 序列。時(shí)分復(fù)用傳送模式包括如下連續(xù)的操作階段電感器被磁化(7A)，電荷排他性地被 傳送給+V。UT1 (7B)，電荷排他性地被傳送給+V。UT2 (7C)。 圖8是示出圖2的升壓轉(zhuǎn)換器以時(shí)分復(fù)用傳送模式進(jìn)行操作的操作序列的流程 圖。 圖9是示出圖2的升壓轉(zhuǎn)換器改為利用具有復(fù)用式反饋的數(shù)字控制的框圖。
具體實(shí)施例方式
如前面所述，傳統(tǒng)的非隔離式開(kāi)關(guān)調(diào)節(jié)器對(duì)于每個(gè)經(jīng)過(guò)調(diào)整的輸出電壓和極性要
8求一個(gè)單繞組電感器和相應(yīng)的專(zhuān)用P麗控制器。相對(duì)地，本公開(kāi)描述了一種具有創(chuàng)造性的 升壓轉(zhuǎn)換器，該升壓轉(zhuǎn)換器能夠從一個(gè)單繞組電感器產(chǎn)生兩個(gè)獨(dú)立調(diào)整的極性相反的輸 出，g卩，即一個(gè)正的在地電位以上的輸出和一個(gè)負(fù)的在地電位以下的輸出。 如圖2所示，雙輸出雙極性電感性升壓轉(zhuǎn)換器10包括低側(cè)N溝道M0SFET 11、電感 器12、高側(cè)P溝道MOSFET 13、具有固有源-漏二極管16的浮動(dòng)正輸出同步整流器14、具有 固有源-漏二極管17的浮動(dòng)負(fù)輸出同步整流器15、對(duì)輸出+V。UT1和-V。UT2濾波的輸出濾波 電容器18和19。調(diào)整器操作被P麗控制器20控制，P麗控制器20包括先斷后通柵極緩沖 器(未示出)，其控制MOSFET 11、13、14和15的導(dǎo)通時(shí)間。P麗控制器20可以以固定頻率 或者可變頻率進(jìn)行操作。 閉環(huán)調(diào)整通過(guò)來(lái)自利用相應(yīng)的反饋信號(hào)VFB1和VFB2的V。UT1和_V。UT2輸出的反饋來(lái)實(shí) 現(xiàn)。按照需要，反饋電壓可以通過(guò)電阻分壓器(未示出)或者其它電平移位(level shift) 電路來(lái)縮放。低側(cè)MOSFET 11包括以虛線示出的固有P-N二極管21，在正常操作下保持反 向偏置并且不導(dǎo)電。類(lèi)似地，高側(cè)MOSFET 13包括以虛線示出的固有P-N二極管22，在正常 操作下保持反向偏置并且不導(dǎo)電?？梢詫?duì)柵極驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行適當(dāng)調(diào)整而利用P溝道MOSFET 或N溝道MOSFET來(lái)實(shí)現(xiàn)高側(cè)MOSFET 13。 與傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器不同，在雙極性升壓轉(zhuǎn)換器10中，磁化電感器要求使高側(cè) MOSFET 13和低側(cè)MOSFET 11都導(dǎo)通。電感器12因此不硬連線到Y(jié)batt或地。結(jié)果，節(jié)點(diǎn) V,和Vy處的電感器的端電壓不是永遠(yuǎn)固定的或者局限于任何給定的電壓電勢(shì)，除非將固有 P-N 二極管21和22前向偏置以及采用器件的雪崩擊穿電壓。 具體地，在P-N二極管22沒(méi)有前向偏置并且被箝位到電壓(Vbatt+Vf)的情況下，節(jié) 點(diǎn)Vy不能超過(guò)電池輸入Vbatt —個(gè)前向偏置二極管電壓降Vf。在所公開(kāi)的轉(zhuǎn)換器10中，電 感器12不能將Vy節(jié)點(diǎn)電壓驅(qū)動(dòng)到Vbatt以上，所以只有開(kāi)關(guān)噪聲可以使二極管22變?yōu)榍跋?偏置。 然而，在有關(guān)器件的指定操作電壓范圍內(nèi)，Vy可以以不如Vbatt正的電壓進(jìn)行操作，
甚至可以以地電位以下的電壓進(jìn)行操作，即，Vy可以以負(fù)電勢(shì)操作。 最負(fù)的Vy電勢(shì)受到高側(cè)MOSFET的BVDSS1擊穿電壓，即與固有P_N 二極管22的反 向偏置雪崩相應(yīng)的電壓的限制。為了避免擊穿，MOSFET的擊穿電壓必須超過(guò)Vy(其可以是 負(fù)的)和Vbatt之間的最大差，即BVDSS1 > (Vbatt-Vy) 。 Vy的最大操作電壓范圍則以該擊穿電 壓和由如下關(guān)系給出的二極管22的前向偏置電壓為界
(Vbatt+Vf) > Vy > (Vbat「BVDSS1)。 類(lèi)似地，在P-N二極管21沒(méi)有前向偏置并且被箝位到電壓Vx = _Vf的情況下，節(jié) 點(diǎn)Vx不能被偏置到地電位以下超過(guò)一個(gè)前向偏置二極管電壓降Vf。但是，在所公開(kāi)的轉(zhuǎn)換 器10中，電感器12不能將V,節(jié)點(diǎn)電壓驅(qū)動(dòng)到地電位以下，所以只有開(kāi)關(guān)噪聲可以使二極 管21變?yōu)榍跋蚱谩?然而，在有關(guān)器件的指定操作電壓范圍內(nèi)，Vx可以以地電位以上的電壓進(jìn)行操作， 并且通常以比Vbatt更正的電壓進(jìn)行操作。最正的Vx電勢(shì)受到低側(cè)MOSFET的BVDSS2擊穿電 壓，即與固有P-N二極管21的反向偏置雪崩相應(yīng)的電壓的限制。為了避免擊穿，MOSFET的 BVDSS1擊穿電壓必須是Vx的最大正電壓，其應(yīng)當(dāng)超過(guò)Vbatt，即BVDSS2 > Vx。 Vx的最大操作電 壓范圍則以該擊穿電壓和由如下關(guān)系給出的二極管21的前向偏置電壓為界
<formula>formula see original document page 10</formula>
由于電感器12的Vy端子能夠在地電位以下操作并且電感器12的Vx端子能夠在Vbatt以上操作，所以所公開(kāi)的雙極性升壓轉(zhuǎn)換器10的電路技術(shù)與傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器1大大不同，傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器1僅可以在地電位以上操作并且使其電感器硬連線到其正輸入電壓。因?yàn)殡姼衅?2不被硬連線到任何供電軌，所公開(kāi)的升壓轉(zhuǎn)換器因此能夠被認(rèn)為是"浮動(dòng)電感器"開(kāi)關(guān)式轉(zhuǎn)換器。傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器不是浮動(dòng)電感器技術(shù)。 所公開(kāi)的雙極性升壓轉(zhuǎn)換器的操作涉及在磁化電感器以及然后在再次磁化電感器之前向輸出傳送能量之間交替。來(lái)自電感器的能量可以如在圖6中的算法120中所描述的那樣被同時(shí)傳送給輸出，或者通過(guò)如在圖8中的算法180中所描述的那樣被時(shí)分復(fù)用地傳送給輸出。然而，無(wú)論所采用的算法如何，除了能量被存儲(chǔ)在磁場(chǎng)而非電場(chǎng)以外，所公開(kāi)的雙極性升壓轉(zhuǎn)換器的操作的第一步是向電感器存儲(chǔ)能量，或者在此稱(chēng)為"磁化"電感器，此處理是類(lèi)似于對(duì)電容器充電的處理。 電感器磁化圖3A示出轉(zhuǎn)換器10在磁化電感器12期間的操作25。因?yàn)殡姼衅?2通過(guò)不是一個(gè)而是兩個(gè)串聯(lián)連接MOSFET被連接到電池輸入Vbatt，所以低側(cè)MOSFET 11和高側(cè)MOSFET 13都必須同時(shí)導(dǎo)通，以允許電流IJt)上升。同時(shí)，同步整流MOSFET 14和15保持關(guān)斷并且不導(dǎo)電。對(duì)于電感器的電流-電壓關(guān)系由微分公式給出 <formula>formula see original document page 10</formula>
對(duì)小時(shí)間間隔，該公式可近似為如下的微分公式 <formula>formula see original document page 10</formula>
假設(shè)導(dǎo)通狀態(tài)MOSFET 11和12的兩端為最小電壓降，則、"Vbatt，并且上述公式
可被重置為
<formula>formula see original document page 10</formula> 這描述了，對(duì)于短磁化時(shí)間間隔，電感器12中的電流IJt)可以近似為電流隨時(shí)間線性上升。例如，如在圖4的曲線圖70中所示，在t。到^的時(shí)間間隔期間，電流L線性地從時(shí)間t。時(shí)的某非零電流向時(shí)間tj磁化操作階段的結(jié)束)時(shí)的峰值71上升。在任意時(shí)間t時(shí)存儲(chǔ)在電感器12中的能量由下式給出<formula>formula see original document page 10</formula>
該能量?jī)H在其電流被通過(guò)將MOSFET 11和13中的一個(gè)或者兩個(gè)關(guān)斷而被中斷之前達(dá)到峰值Ejt》。如圖4的曲線圖70、80和90所示，在磁化期間，低側(cè)M0SFET 11中的電流L和高側(cè)MOSFET 13中的電流I2相等并且等于電感器電流I"使得在時(shí)間間隔t。到^期間， <formula>formula see original document page 10</formula>
當(dāng)電流為I2(t)時(shí)，在串聯(lián)連接的低側(cè)N溝道MOSFET 11兩端出現(xiàn)電壓降VDS2(。n)。在其線性區(qū)域中并以承載電流IJt)和導(dǎo)通狀態(tài)阻抗RDS2(。n)操作時(shí)，電壓Vx由下式給出
<formula>formula see original document page 10</formula>
如圖4的曲線圖50中的線51所示。對(duì)于低導(dǎo)通阻抗(通常為數(shù)百微歐或更小)，Vx被近似等于地電勢(shì)，即，Vx " 0。類(lèi)似地，在串聯(lián)連接的高側(cè)P溝道MOSFET 13兩端出現(xiàn) 電壓降VDS1(。n)。在其線性區(qū)域中并以承載電流IJt)和導(dǎo)通狀態(tài)阻抗為RDS2(。n)操作時(shí)，電壓 Vy由如下公式給出 Vy = Vbatt-VDS1(on) = Vbat「IL RDS1(on)， 如圖4的曲線圖50中的線52所示。對(duì)于低導(dǎo)通阻抗，Vy被近似等于電池電勢(shì)，
W'Vy" VbaM。 如果Vx " 0并且Vy " Vbatt，則近似、=(Vy_Vx) " Vbatt有效假設(shè)。因此，如前面 所示，在曲線圖70中所示的電感器電流的上升因此近似為斜率為(Vbatt/L)的直線段。此 外，假設(shè)電容器18兩端的電壓+V。UT1在地電位以上，并且電容器19兩端的電壓_V。UT2在地 電位以下，則+V。UT1 > Vx并且Vy > -V。UT2，從而使得P-N 二極管16和17都被反向偏置而不 導(dǎo)電。 向雙輸出的同步能量傳送在磁化了電感器12之后，在同步傳送算法120中，低側(cè) MOSFET和高側(cè)MOSFET被同時(shí)關(guān)斷，如圖4的曲線圖50中的時(shí)間、所示。中斷高側(cè)MOSFET 13中的電流L和低側(cè)MOSFET 11中的電流I2使得電感器的Vx端子飛升到比V。UT1大的正 電壓53，從而使二極管16前向偏置并且向第一電壓輸出+V。UT1傳送能量。這還使得電感器 的Vy端子飛降到比V。UT2更負(fù)的地電位以下的電壓54，從而使二極管17前向偏置并且同時(shí) 向第二電壓輸出_V。UT2傳送能量。 在過(guò)渡期間，先斷后通電路防止同步整流MOSFET 14和15導(dǎo)通以及使濾波電容器 18和19瞬間短路。在MOSFET不導(dǎo)電的情況下，二極管16和17承載電感器電流^，并且 展現(xiàn)出前向偏置電壓降Vf。然后，V,上的瞬時(shí)電壓等于(V。UT1+Vf)。類(lèi)似地，Vy上的瞬時(shí)電
壓等于(_v。UT2-vf)。 根據(jù)Kirchoff的電流法則，在^為峰值的時(shí)間^時(shí)，中斷高側(cè)MOSFET 13的電流 L使得電流改向到同步整流MOSFET和二極管，所以在節(jié)點(diǎn)Vy(node Vy)處， H "仏+A 其中，13包括二極管17中的電流以及與關(guān)斷MOSFET 15相關(guān)聯(lián)任何結(jié)電容。參考 圖4的曲線圖80，因?yàn)殡姼衅麟娏鱚不能立即改變，所以其電流從L被重路由到13，如點(diǎn) 81所示。 在相同時(shí)刻，中斷低側(cè)MOSFET 11中的電流12使得電流改向到同步整流二極管和 MOSFET，從而在節(jié)點(diǎn)Vx(node Vx)處 Z /《+/2+/4) 其中，14包括二極管16中的電流以及與關(guān)斷MOSFET 14相關(guān)聯(lián)任何結(jié)電容。參考 圖4的曲線圖80，因?yàn)殡姼衅麟娏鱈不能立即改變，所以其電流從L被重路由到13，如點(diǎn) 81所示。在節(jié)點(diǎn)Vx處電流在I2和I4之間"傳遞"以及在節(jié)點(diǎn)Vy處電流從L到I3的"傳 遞"意味著Vx和Vy獨(dú)立地行為，作為共享公共能量存儲(chǔ)元件(即，電感器12)的不相關(guān)電 路。換句話說(shuō)，電感器12實(shí)質(zhì)上對(duì)節(jié)點(diǎn)Vx和Vy處的電壓解耦合，以允許它們?cè)谀芰勘粋魉?給負(fù)載并進(jìn)而傳送給輸出電容器18和19期間獨(dú)立動(dòng)作。 如圖3B的電路30所示，在先斷后通時(shí)間間隔t皿之后，同步整流MOSFET 14和 15導(dǎo)通并且使電流轉(zhuǎn)移出二極管16和17。隨著MOSFET導(dǎo)通，并列組合的同步整流器和
11P-N二極管兩端的的電壓降從前向偏置電壓降Vf轉(zhuǎn)變到MOSFET的導(dǎo)通狀態(tài)電壓VDS(。N)=L RDS(。n)。此改變?cè)谇€圖50的曲線54和55中分別所示的電壓Vx和Vy中被清楚表示，射 1 = ￥固+1。1^4( )，并且
Vy二-V國(guó)+lL.R脂(。n)。 在此能量傳送階段，電感器12中的電流同時(shí)將電容器18和19充電。按照這種方式，正極性輸出+V。UT1和負(fù)極性輸出_V。UT2同時(shí)從單個(gè)電感器被充電。根據(jù)算法120，在示意圖30中所示的狀況應(yīng)當(dāng)繼續(xù)，直到其中一個(gè)電容器達(dá)到指定容限范圍(tolerance range)為止。目標(biāo)電壓的容限范圍由控制器響應(yīng)于反饋信號(hào)V皿和V，來(lái)確定。利用模擬控制，P麗控制器20包括誤差放大器、斜坡發(fā)生器和用于確定何時(shí)關(guān)閉同步整流器的比較器。利用數(shù)字控制，此決定可以根據(jù)算法120而由邏輯或軟件做出。 向一個(gè)輸出的同步能量傳送依賴(lài)于負(fù)載狀況，任一輸出可能首先達(dá)到其目標(biāo)電壓，如算法120中條件邏輯121和122所示。 一旦任一輸出達(dá)到其指定輸出電壓，轉(zhuǎn)換器就再次重新配置，以停止對(duì)充電完全的輸出電容器的充電，但是繼續(xù)對(duì)還未在容限范圍內(nèi)的輸出電容器進(jìn)行充電直到其指定電壓目標(biāo)。 例如，如果在時(shí)間t2，負(fù)輸出_V。UT2在+V。UT1之前達(dá)到其目標(biāo)電壓，則第一動(dòng)作是關(guān)斷同步整流MOSFET 15，在此稱(chēng)為"負(fù)同步整流器"，并且停止對(duì)電容器19充電。因?yàn)锳Q =C AV，所以在電荷傳送周期期間在每個(gè)輸出電容器上刷新的電荷由下式給出
a「，=,=-吾丄:乂,， 其中，C2是負(fù)輸出濾波電容器19的電容。 同步整流器被關(guān)斷的瞬間以及對(duì)于t皿期間的整個(gè)先斷后通時(shí)間間隔59， P-N二極管17必須承載全部電感器電流L并且電感器節(jié)點(diǎn)電壓Vy返回到值(_V。UT2-Vf)。在BBM時(shí)間間隔59結(jié)束之后，在步驟124中高側(cè)MOSFET 13被導(dǎo)通并且Vy跳變到電壓Vbatt-L 乂w。n)，如曲線圖50中的線56所示。在時(shí)間t2的傳遞期間，電感器電流玎在曲線圖80中的點(diǎn)82所示的過(guò)渡中從13轉(zhuǎn)向I1Q然而，電流14保持不變。 此狀況在圖3C的電路35中示出，其中，L的電流路徑從V^t流過(guò)正在導(dǎo)電的高側(cè)MOSFET 13、電感器12和導(dǎo)通狀態(tài)正同步整流器14，從而= ^ = 14。因此，雖然對(duì)電容器19的充電已經(jīng)停止，但是電容器18繼續(xù)充電。隨著Vy升高到接近Vbatt并且-V。UT2低于地電位，P-N 二極管17保持反向偏置并且不導(dǎo)電。 電路35的操作階段由條件邏輯126根據(jù)算法120來(lái)維持，這一直繼續(xù)，直到+V。UT1達(dá)到其目標(biāo)電壓為止。 一旦+V。m達(dá)到其目標(biāo)電壓，正同步整流MOSFET 14就被關(guān)斷并且對(duì)于先斷后通期間t^ 60，二極管16承載電感器電流。在此時(shí)間間隔期間，V,增大到電壓V固+Vf 然而，一旦BBM時(shí)間間隔60結(jié)束，低側(cè)M0SFET 11就被導(dǎo)通，如圖4的曲線圖90所示，電流從14轉(zhuǎn)向到12，并且電感器12開(kāi)始新的周期，在此周期，電感器12被磁化返回到電路25中所示的狀態(tài)。此周期結(jié)束后，總時(shí)間被描述為時(shí)間段T，其將依賴(lài)于負(fù)載電流而不同。此時(shí)間段由磁化持續(xù)時(shí)間以及正或負(fù)電荷傳送階段來(lái)確定，其甚至更長(zhǎng)。
在從^到T的時(shí)間間隔期間傳送到電容器18的電荷由下式給出
犴，=學(xué)=似、,'
其中，Q是正輸出濾波電容器18的電容。 在圖3C中給出的示例描述了負(fù)輸出_V。UT2在正輸出+V。UT1之前達(dá)到其目標(biāo)電壓的 情況。算法120示出轉(zhuǎn)換器還適合相反情形，S卩，正電壓首先到達(dá)其規(guī)定點(diǎn)。如果條件121 的結(jié)果是"是"，則正同步整流M0SFET14首先被關(guān)斷，從而對(duì)于時(shí)間間隔TBBM， 二極管16繼續(xù) 向電容器18供應(yīng)電流。在步驟123，低側(cè)MOSFET被導(dǎo)通，從而將Vx強(qiáng)迫到接近地電勢(shì)，使 得二極管16反向偏置并且停止對(duì)電容器18充電。 同時(shí)，負(fù)同步整流MOSFET 15繼續(xù)對(duì)_V。UT2電容器19傳導(dǎo)充電。此情形(在圖5 的電路110中所示)持續(xù)，直到算法中的條件125被滿足，在此情況中，負(fù)同步整流器12被 關(guān)斷，并且在BBM時(shí)間間隔之后，高側(cè)MOSFET 13被導(dǎo)通，從而將Vy強(qiáng)迫接近Vbatt，使二極管 17反向偏置并且停止對(duì)電容器19的充電。 雙極性浮動(dòng)電感器調(diào)整器的電壓調(diào)整雙極性升壓轉(zhuǎn)換器的操作要求把高側(cè) MOSFET 13和低側(cè)MOSFET 11都導(dǎo)通以磁化電感器12，然后，關(guān)閉這些MOSFET以將能量傳 送給轉(zhuǎn)換器輸出。在此同步能量傳送算法120中，前述高側(cè)MOSFET和低側(cè)MOSFET同時(shí)都 被關(guān)閉，從而同時(shí)開(kāi)始從電感器向兩個(gè)輸出傳送能量。 不管是否被同時(shí)充電，對(duì)正輸出和負(fù)輸出的獨(dú)立調(diào)整是由向向各個(gè)輸出的能量傳 送的持續(xù)時(shí)間確定的。具體地，通過(guò)經(jīng)由反饋VFB1和VFB2控制低側(cè)MOSFET 11和高側(cè)MOSFET 14的關(guān)斷時(shí)間，可以從單個(gè)電感器12獨(dú)立地調(diào)整正輸出壓+V。UT1和負(fù)輸出電壓_V。UT2。
同步整流器14和15的導(dǎo)通時(shí)間雖然影響轉(zhuǎn)換器的效率，但是不決定對(duì)輸出電容 器的充電時(shí)間。例如，當(dāng)正同步調(diào)整器MOSFET 14被關(guān)斷時(shí)，在低側(cè)MOSFET ll被導(dǎo)通之前， 二極管16—直向電容器18遞送電荷。導(dǎo)通低側(cè)M0SFET 11，不關(guān)斷同步整流MOSFET 14， 終止了對(duì)電容器18充電，并且因此確定了其電壓。類(lèi)似地，當(dāng)負(fù)同步調(diào)整器M0SFET14被關(guān) 斷時(shí)，在低側(cè)MOSFET 11被導(dǎo)通之前，二極管16—直向電容器18遞送電荷。
在此轉(zhuǎn)換器中，最大電壓情形出現(xiàn)在二極管導(dǎo)電發(fā)生時(shí)，即，MOSFET都被關(guān)斷時(shí)。 例如，Vx節(jié)點(diǎn)的最大電壓出現(xiàn)在低側(cè)同步整流M0SFET 11和高側(cè)同步整流MOSFET 14都被 關(guān)斷時(shí)。在這樣的情形下，此電壓由輸出電壓+V,加上箝位二極管兩端的前向偏置電壓Vf 來(lái)確定，即Vx(max)《(V。UT1+Vf)。 MOSFET 11需要能夠在其關(guān)斷狀態(tài)時(shí)阻止Vx (max)。
類(lèi)似地，Vy節(jié)點(diǎn)的最大負(fù)電壓出現(xiàn)在低側(cè)同步整流MOSFET 13和高側(cè)同步整流 MOSFET 15都被關(guān)斷時(shí)。在這樣的情形下，此電壓由輸出電壓-V。^減去箝位二極管兩端的 前向偏置電壓-Vf來(lái)確定，即Vy〉 (_V。UT2-Vf) 。 M0SFET 13需要能夠在其關(guān)斷狀態(tài)時(shí)阻止Vy。
所公開(kāi)的轉(zhuǎn)換器10的一個(gè)特征是因?yàn)殡姼衅魇歉?dòng)的，即，不是永久地連接到 供電軌，所以將高側(cè)和低側(cè)MOSFET 11和13中的任一個(gè)導(dǎo)通而不全部導(dǎo)通可以強(qiáng)迫Vy或 V,處的電壓不磁化電感器12或增大電感器12中的電流。對(duì)于類(lèi)似圖1中的轉(zhuǎn)換器那樣的 傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器，不可能單個(gè)MOSFET既控制V,電壓又引起電流導(dǎo)電進(jìn)而磁化電感器。換句 話說(shuō)，在傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換器中，控制電感器電壓還引起另外的(或者有時(shí)為不希望的)能量存儲(chǔ)。 在所公開(kāi)的轉(zhuǎn)換器中，Vx和Vy中的任一個(gè)可以在不磁化電感器的情況下被強(qiáng)迫供應(yīng)電壓。
另一考慮是傳統(tǒng)轉(zhuǎn)換器l的輸出電壓范圍。如果P-N二極管5跨接在同步整流 M0SFET的兩端，則對(duì)于此升壓轉(zhuǎn)換器的輸出，最小輸出電壓必須是Vbatt，因?yàn)樵诠β适┘咏o 調(diào)整器的輸入端時(shí)，二極管馬上前向偏置，從而將輸出推升到Vbatt。在所公開(kāi)的雙輸出轉(zhuǎn)換 器中，從Vbatt到+V。UT1的電路包括具有相反極性P-N 二極管的兩個(gè)開(kāi)關(guān)，以允許使+V。UT1調(diào) 整到比Vbatt小的電壓，這是傳統(tǒng)升壓轉(zhuǎn)換器技術(shù)不能實(shí)現(xiàn)的特征。 因此，雖然升壓電路只能夠升高電壓，但是所公開(kāi)的轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生了可以比電池電 壓小、可以等于電池電壓或者可以大于電池電壓的正輸出電壓，因此不會(huì)限制到僅僅高 于Vbw的操作。將升壓轉(zhuǎn)換器的技術(shù)應(yīng)用于降壓調(diào)整是Richard K. Williams的名稱(chēng)為 "High-Efficiency Up-Down andRelated DC/DC Converters"的相關(guān)專(zhuān)利申請(qǐng)(與本申請(qǐng) 同日提交)的一個(gè)目的，并且該申請(qǐng)通過(guò)引用被包括在此。 在Richard K.Williams的名稱(chēng)為"Dual-Polarity Multi-Output DC/ DCConverters and Voltage Regulators"的相關(guān)專(zhuān)利申請(qǐng)(與本申請(qǐng)同日提交)中，描述 了時(shí)分復(fù)用電感器在正輸出升壓轉(zhuǎn)換器和負(fù)輸出升壓轉(zhuǎn)換器中的應(yīng)用，并且該申請(qǐng)通過(guò)引 用被包括在此。 時(shí)分復(fù)用雙極性浮動(dòng)電感調(diào)整器如前面描述的，本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例同時(shí)對(duì)正 輸出和輸出進(jìn)行充電，并且在停止對(duì)其輸出達(dá)到目標(biāo)調(diào)整電壓的輸出充電的同時(shí)繼續(xù)對(duì)另 一輸出進(jìn)行充電。 圖7示出替代的利用時(shí)分復(fù)用的序列。在圖7A的電路140中，低側(cè)M0SFET和高 側(cè)MOSFET被導(dǎo)通以磁化電感器12。在圖7B中，僅僅低側(cè)M0SFET ll被關(guān)斷，以使l飛升 并對(duì)+V。UT1電容器18充電，直到V。UT1達(dá)到其目標(biāo)值為止。同步整流M0SFET隨著二極管16 導(dǎo)電而被導(dǎo)通，以提高效率。在此周期中，輸出電容器q9不被充電。 —旦V。UT1達(dá)到其目標(biāo)電壓，同步整流器14被關(guān)閉并且低側(cè)M0SFET11被導(dǎo)通，從而 將Vx強(qiáng)迫到地電位并且停止對(duì)電容器18的充電。同時(shí)，高側(cè)M0SFET 13被關(guān)斷，以允許Vy 將正偏置二極管17飛變到負(fù)，并且對(duì)負(fù)輸出_V。UT2電容器19充電。同步整流MOSFET 15被 導(dǎo)通，以提高效率。 一旦_V。UT2達(dá)到其規(guī)定電壓目標(biāo)，同步整流器15就被關(guān)斷。高側(cè)M0SFET 13然后被導(dǎo)通，并且電感器12再次被磁化。此周期然后以時(shí)分復(fù)用的順序被重復(fù)。用于時(shí) 分復(fù)用的算法在圖8的流程圖180中被示出。 雖然此算法可以利用模擬電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，但是替代方法利用如圖200中數(shù)字控制器 或微處理器220。如所示出的，來(lái)自輸出的模擬反饋VFB1和VFB2可以被M0SFET 226A和226B 復(fù)用并被利用單個(gè)A/D轉(zhuǎn)換器225而成數(shù)字格式。地電位以下的電壓需要電平移位電路 227將電壓轉(zhuǎn)換成正電勢(shì)。 如所示出的，微控制器220的正輸出可以直接驅(qū)動(dòng)M0SFET 211和213，但是需要電 平移位電路223和224來(lái)驅(qū)動(dòng)浮動(dòng)同步整流MOSFET 214和215。
權(quán)利要求
一種雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器，其包括電感器；第一輸出節(jié)點(diǎn)；第二輸出節(jié)點(diǎn)；以及開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)，所述開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)被配置為提供如下的電路操作模式第一模式，其中所述電感器的正電極連接到輸入電壓并且所述電感器的負(fù)電極連接到地；第二模式，其中所述電感器的正電極連接到所述第一輸出節(jié)點(diǎn)并且所述電感器的負(fù)電極連接到所述第二輸出節(jié)點(diǎn)；以及第三模式，其中所述電感器的正電極連接到所述輸入電壓并且所述電感器的負(fù)電極連接到所述第二輸出節(jié)點(diǎn)。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器，還包括控制電路，所述控制 電路使得所述第一模式、第二模式以及第三模式以重復(fù)順序被選擇。
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述重復(fù)順序具有如 下形式第一模式、第二模式、第一模式、第三模式。
4. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述重復(fù)順序具有如 下形式第一模式、第二模式、第三模式。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)還被配 置為提供第四模式，其中，所述電感器的正電極連接到所述第一輸出節(jié)點(diǎn)并且所述電感器 的負(fù)電極連接到地。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器，還包括反饋電路，所述反饋 電路對(duì)所述第二模式的持續(xù)時(shí)間進(jìn)行調(diào)整以控制所述第一輸出節(jié)點(diǎn)的電壓。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述反饋電路對(duì)所述 第三模式的持續(xù)時(shí)間進(jìn)行調(diào)整以控制所述第二輸出節(jié)點(diǎn)的電壓。
8. —種雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器，其包括 電感器；第一輸出節(jié)點(diǎn)； 第二輸出節(jié)點(diǎn)；以及開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)，所述開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)被配置為提供如下的電路操作模式第一模式，其中所述電感器的正電極連接到輸入電壓并且所述電感器的負(fù)電極連接到地；第二模式，其中所述電感器的正電極連接到所述輸入電壓并且所述電感器的負(fù)電極連 接到所述第二輸出節(jié)點(diǎn)；以及第三模式，其中所述電感器的正電極連接到所述第一輸出節(jié)點(diǎn)并且所述電感器的負(fù)電 極連接到地。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器，還包括控制電路，所述控制 電路使得所述第一模式、第二模式以及第三模式以重復(fù)順序被選擇。
10. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述重復(fù)順序具有如 下形式第一模式、第二模式、第一模式、第三模式。
11. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述重復(fù)順序具有如 下形式第一模式、第二模式、第三模式。
12. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器，還包括反饋電路，所述反饋 電路對(duì)所述第二模式的持續(xù)時(shí)間進(jìn)行調(diào)整以控制所述第一輸出節(jié)點(diǎn)的電壓。
13. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器，其中，所述反饋電路對(duì)所述 第三模式的持續(xù)時(shí)間進(jìn)行調(diào)整以控制所述第二輸出節(jié)點(diǎn)的電壓。
14. 一種用于操作雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器的方法，所述雙極性雙輸出同步升壓 轉(zhuǎn)換器包括電感器、第一輸出節(jié)點(diǎn)和第二輸出節(jié)點(diǎn)，所述方法包括配置開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)以使得所述升壓轉(zhuǎn)換器以第一模式操作，在所述第一模式中，所述電感 器的正電極連接到輸入電壓并且所述電感器的負(fù)電極連接到地；配置所述開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)以使得所述升壓轉(zhuǎn)換器以第二模式操作，在所述第二模式中，所述 電感器的正電極連接到所述第一輸出節(jié)點(diǎn)并且所述電感器的負(fù)電極連接到所述第二輸出 節(jié)點(diǎn)；配置所述開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)以使得所述升壓轉(zhuǎn)換器以第三模式操作，在所述第三模式中，所述 電感器的正電極連接到所述輸入電壓并且所述電感器的負(fù)電極連接到所述第二輸出節(jié)點(diǎn)。
15. 根據(jù)權(quán)利要求14所述的方法，其中，所述第一模式、第二模式以及第三模式以重復(fù) 順序被選擇。
16. 根據(jù)權(quán)利要求15所述的方法，其中，所述重復(fù)順序具有如下形式第一模式、第二模式、第一模式、第三模式。
17. 根據(jù)權(quán)利要求15所述的方法，其中，所述重復(fù)順序具有如下形式第一模式、第二模式、第三模式。
18. 根據(jù)權(quán)利要求14所述的方法，還包括對(duì)所述第二模式的持續(xù)時(shí)間進(jìn)行調(diào)整以控制 所述第一輸出節(jié)點(diǎn)的電壓。
19. 根據(jù)權(quán)利要求18所述的方法，還包括對(duì)所述第三模式的持續(xù)時(shí)間進(jìn)行調(diào)整以控制 所述第二輸出節(jié)點(diǎn)的電壓。
20. —種用于操作雙極性雙輸出同步升壓轉(zhuǎn)換器的方法，所述雙極性雙輸出同步升壓 轉(zhuǎn)換器包括電感器、第一輸出節(jié)點(diǎn)和第二輸出節(jié)點(diǎn)，所述方法包括配置開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)以使得所述升壓轉(zhuǎn)換器以第一模式操作，在所述第一模式中，所述電感 器的正電極連接到輸入電壓并且所述電感器的負(fù)電極連接到地；配置所述開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)以使得所述升壓轉(zhuǎn)換器以第二模式操作，在所述第二模式中，所 述電感器的正電極連接到所述輸入電壓并且所述電感器的負(fù)電極連接到所述第二輸出節(jié) 點(diǎn)；配置所述開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)以使得所述升壓轉(zhuǎn)換器以第三模式操作，在所述第三模式中，所述 電感器的正電極連接到所述第一輸出節(jié)點(diǎn)并且所述電感器的負(fù)電極連接到地。
21. 根據(jù)權(quán)利要求20所述的方法，其中，所述第一模式、第二模式以及第三模式以重復(fù) 順序被選擇。
22. 根據(jù)權(quán)利要求21所述的方法，其中，所述重復(fù)順序具有如下形式第一模式、第二 模式、第一模式、第三模式。
23. 根據(jù)權(quán)利要求21所述的方法，其中，所述重復(fù)順序具有如下形式第一模式、第二模式、第三模式。
24. 根據(jù)權(quán)利要求20所述的方法，還包括對(duì)所述第二模式的持續(xù)時(shí)間進(jìn)行調(diào)整以控制 所述第一輸出節(jié)點(diǎn)的電壓。
25. 根據(jù)權(quán)利要求20所述的方法，還包括對(duì)所述第三模式的持續(xù)時(shí)間進(jìn)行調(diào)整以控制 所述第二輸出節(jié)點(diǎn)的電壓。
全文摘要
一種雙輸出雙極性電感性升壓轉(zhuǎn)換器包括電感器、第一輸出節(jié)點(diǎn)、第二輸出節(jié)點(diǎn)和開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)，所述開(kāi)關(guān)網(wǎng)絡(luò)被配置為提供如下的電路操作模式1)第一模式，其中電感器的正電極連接到輸入電壓并且電感器的負(fù)電極連接到地；2)第二模式，其中電感器的正電極連接到第一輸出節(jié)點(diǎn)并且電感器的負(fù)電極連接到第二輸出節(jié)點(diǎn)；以及3)第三模式，其中電感器的正電極連接到輸入電壓并且電感器的負(fù)電極連接到第二輸出節(jié)點(diǎn)。
文檔編號(hào)G05F1/577GK101779174SQ200880102314
公開(kāi)日2010年7月14日 申請(qǐng)日期2008年8月5日 優(yōu)先權(quán)日2007年8月8日
發(fā)明者理查德·K·威廉姆斯 申請(qǐng)人:先進(jìn)模擬科技公司