專利名稱：光盤裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種光盤裝置，適合用于包括光盤驅動器和主機的光盤系統(tǒng)。
常規(guī)的光盤系統(tǒng)包括的光盤驅動器和主機如附

圖1所示。
在圖1中，光盤系統(tǒng)包括一個光盤驅動器和一個主機18，主機通過一個主機接口14和屬于光盤驅動器的SCSI(小電腦系統(tǒng)接口)總線17與光盤驅動器相連。
光盤驅動器有一個與總線2相連的CPU1，一個與總線2相連的工作RAM3，一個與總線2相連、用于儲存系統(tǒng)控制用的程序數據4a和控制用的參數數據4b的ROM4，一個與總線2相連的伺服系統(tǒng)信號處理器5，一個通過伺服系統(tǒng)信號處理器5與總線2相連的主軸馬達6，用于轉動光盤7，還有一個與總線2相連的光學拾取器8。光盤驅動器還包括一個與總線2相連的輸入/輸出口10，一個與輸入/輸出口10相連、用于平衡從與光學拾取器8相連的重現(xiàn)放大器9發(fā)出的RF信號波形的平衡器11，一個與輸入/輸出口10相連的用于將從平衡器來的輸出信號轉變?yōu)槎菩盘?，即而重現(xiàn)一個時鐘信號、重現(xiàn)一個基于時鐘信號的數據并對重現(xiàn)數據執(zhí)行糾錯處理的數字信號處理器12，還包括一個與輸入/輸出口10相連、用于將從數字信號處理器12中來的處理數據解碼成原始數據的解碼器13，和一個與輸入/輸出口10相連的，用于與主機18聯(lián)系的主機接口14。
伺服系統(tǒng)信號處理器5用于激勵主軸馬達6并執(zhí)行用于控制線索送進馬達(thread feed motor)(未示出)的對光學拾取器8的聚焦和跟蹤控制。當光盤系統(tǒng)開啟時，儲存在ROM4中的程序數據4a被裝入CPU1的主存儲器中，其功能與圖中用虛線所示的RAM控制裝置15和系統(tǒng)控制裝置16一樣。能用在光盤系統(tǒng)中的光盤7可以是一個CD-ROM，一個CD-DA(數字音頻)，一個CD-R(可記錄的)或類似物。光盤系統(tǒng)可根據從主機18發(fā)出的命令以正常的速度或兩倍的速度讀出光盤。光盤7包括具有一個最短數據長度(最短字節(jié)長度)和一個最長數據長度(最長字節(jié)長度)的記錄數據，分別設置為3T，11T，并通過無直流(DC-free)的EFM(8至14調制編碼)過程來調制。
平衡器11用于補償根據MTF(調制傳遞函數)的可見圖形的遞降。在現(xiàn)有技術中周知，當光盤7被讀放時，由于制造光盤時所處的一定條件，從光學拾取器8輸出的信號的脈沖響應波形坡度變得較平滑，并且可見圖形的中心變得模糊或擾動，結果使從光學拾取器8中的輸出信號不能穩(wěn)定地轉換成以可見圖形的中心為基礎的二進制信號。為避免這種缺點，平衡器11提升到在一個高頻范圍的電平，用以穩(wěn)定二進制信號的轉換，使MTF的下降能被等效地補償。
圖1所示的光盤系統(tǒng)操作如下當光盤7被裝入光盤驅動器時，主軸馬達6轉動，以便以恒定線速度轉動光盤7。當光盤7的轉速變?yōu)楹愣〞r，光學拾取器8從光盤7上讀取記錄數據，并且通過讀放放大器9和平衡器11將讀出數據作為重現(xiàn)的RF信號供給數字信號處理器12，RF信號重現(xiàn)為數字數據。數字數據供給解碼器13，而解碼器13執(zhí)行糾錯處理，傳輸給的數字數據以產生原始數據。此時，解碼器13探測一個控制字節(jié)，此字節(jié)代表光盤7是CD-DA還是CD-ROM的標識信息。探測的控制字節(jié)作為光盤信息數據通過主機接口14和SCSI總線17傳給主機18。
根據通過SCSI總線17，從光盤驅動器傳輸的光盤信息數據，主機18判定光盤7是CD-DA還是CD-ROM。主機18再將基于判定結果的速度指令數據通過SCSI總線17傳給光盤驅動器。尤其，如果光盤7是CD-DA，則主機18供給指示光盤7以正常速度讀出的速度指令數據給光盤驅動器。如果光盤7是一CD-ROM，則主機18提供指示光盤7以兩倍的速度讀出的速度指令數據給光盤驅動器。
當速度指令數據從主機18供給光盤驅動器時，系統(tǒng)控制裝置16向伺服系統(tǒng)信號處理器5提供一個代表讀出速度的控制信號。伺服系統(tǒng)信號處理器5激勵主軸馬達6以相應于讀出速度的轉動速度轉動。此時，記錄在光盤7上的數據以基于主機18發(fā)出的速度指令數據的速度被重現(xiàn)。
圖2表示圖1中平衡器11的內部電路布置。圖2中的平衡器11一般是指T型平衡器。
如圖2所示，平衡器11有一個輸入終端11a，提供一個來自圖1所示的讀出放大器的重現(xiàn)RF信號。輸入終端11a通過一個電阻11b與一個運算放大器11c的反向輸入端(-)相連。一個參考電壓源(未示出)通過一個電阻11d與一個運算放大器11c的非反向輸入端(+)相連。運算放大器11c有一個輸出終端與平衡器11的輸出終端11e相連，而平衡器11與圖1中的數字信號處理器12的輸入端相連。運算放大器11c的輸出終端還通過電阻11f、11g和電容11h的串聯(lián)電路接地。運算放大器11c的非反向輸入終端(+)，通過電阻11i連接到電阻11f和11g之間的結點上。
電阻11b，11i的阻值分別為1KΩ，電阻11f的阻值為1.5KΩ，電阻11g的阻值為470Ω，電容器11h的電容為56PF。
圖2所示的平衡器11操作如下來自于圖1所示的讀出放大器9的重現(xiàn)RF信號通過輸入端11a傳輸給運算放大器11c的反向輸入端(-)。平衡器11表現(xiàn)出對高頻信號的低阻抗和對低頻信號的高阻抗，因為時間恒定電路包括電阻11g和電容11h。尤其是，通過電阻11f，11i向運算放大器11c的反向輸入端(-)反饋一個高強度的低頻信號，并因為運算放大器11c的增益降低而不會放大低頻信號。另一方面，通過電阻11f、11i、11g反饋給運算放大器11c的反向輸入端(-)一個較低強度的高頻信號，并因運算放大器11c增益的提高而放大高頻信號。因此，只有重放RF信號的高頻成份被放大。
在制造光盤時，凹槽或凹坑的長度與和凹坑成對的表面(1and)的長度之比并不恒定。換言之，長度大于或小于期望的凹坑長度的凹坑被形成在光盤上，這種現(xiàn)象稱為不對稱。由于制造過程中的各種限制，以50％的占空因數來制造凹坑是不可能的。這種不對稱性導致來自于光盤的重現(xiàn)信號上的周期性變化。
來自圖2所示平衡器11的輸出信號的峰移，即由于光盤上的不對稱性，引入到重現(xiàn)RF信號的周期變化與期望的重現(xiàn)RF信號之周期成比例，如圖3所示。
圖3是從平衡器11輸出的重現(xiàn)RF信號中的周期性變化與重現(xiàn)RF信號的期望周期的比例關系曲線。在曲線圖中的豎軸代表周期的變化與期望周期的比例(％)，水平軸代表圖形(patterns)(3T～11T)。在曲線圖中，標記“■”表示光盤上表面輸出信號(因為有光的干擾，所以它是一個低水平信號)的峰移比例，標記“□”表示光盤上與表面相連的凹坑處輸出信號(因為沒有光的干擾所以它是一個高水平信號)的峰移比例。
在相同周期中正的峰移比率和負的峰移比率理想狀態(tài)下應相互相等。然而，正如圖3所示，因光盤上不對稱的緣故，它們彼此是不同的。
圖4表示從一張光盤上重現(xiàn)的RF信號的理想波形。圖4的豎軸代表振幅，水平軸代表時間。從圖4中能理解到，圖形3T～11T的波形是規(guī)律的，并且彼此有一個恒定的位置關系。
圖5表示從圖2中的平衡器11輸出的RF信號的波形。如圖5所示，因為3T、4T圖形由基波組成，所示圖形3T、4T的波形保持不變。然而，因為電容11h和電阻11g的時間恒定電路被用于增高高頻水平，如參照圖2上述的那樣，供給平衡器11的RF信號高頻成份的輸出是取決于與其低頻成份相比的頻率的延遲時間。因此，如圖5所示，包含諧波的圖形5T～11T的波形被變形，導致在時域內波形的變化。當變形的波形轉變成二進制波形時，在時域內的波形變化被引入二進制波形。
以下將參照圖6對不同光盤誤碼率的特例進行說明。圖6表示當三種不同類型的光盤由圖1所示的光盤系統(tǒng)放音時每個字塊所產生的誤碼數。當對從平衡器11輸出的信號執(zhí)行糾誤處理時，每個字塊產生的誤碼由誤碼計數器計數，該計數器與圖1所示的數字信號處理器12相連。圖6中顯示的誤碼數以字節(jié)表示。例如，如果誤碼數是“1”，則它意味著一個錯誤字節(jié)被產生。
在此處的術語“標準質量”表明每個字塊的平均誤碼數，它是當讀放不同廠家制造的光盤并由此得到每個字塊平均錯碼數的平均數時，通過得到每個字塊產生的平均錯碼數而計算的。術語“質量低于標準質量”表示，當讀放一個廠家制造的光盤時，每個字塊產生的平均誤碼數大于上面計算的每個字塊的平均誤碼數。
如圖6所示，當一張“標準質量的CD-ROM”以正常速度讀放時，每字塊產生的誤碼數在6～20范圍內當以兩倍的速度讀放時，每字塊產生的誤碼數在6～20范圍內。當一張“CD-R”以正常速度讀放時，每字塊產生的誤碼數在3～35的范圍之間，當以兩倍的速度讀放時，每字塊產生的誤碼數在45～104之間。當一張“質量低于標準質量的CD-ROM”以正常速度讀放時，產生的每字塊誤碼數在222～306范圍內，以兩倍速度讀放時，產生的每字塊誤碼數在318～410之間。
從上面的數值中可知道，當讀放一張質量低于標準質量的CD-ROM盤時，在每個字塊中產生的錯碼數是讀放一張標準質量的CD-ROM盤時在每個字塊中產生的錯碼數的37～51倍(在標準速度下)或是53～68.8倍。所以，當讀/放一張質量劣于標準質量的CD-ROM時，會產生很多不能糾正的錯碼數據。這樣的CD-ROM是一種“質量劣于標準質量的CD-ROM”，但不是一種有缺陷的CD-ROM，且能在市場上以正常的產品出售。
因此，本發(fā)明的一個目的是提供一種光盤裝置，它能夠通過減少每字塊中的錯碼數，從一張質量劣于標準質量的CD-ROM中產生優(yōu)質的再現(xiàn)輸出信號，從而減少不能糾正的誤碼數。
根據本發(fā)明，提供了一種光盤裝置，它包括一個從光學記錄介質上重現(xiàn)RF信號的光學拾取器，在光學介質上記錄著通過調制程序調制成預測的最短數據長度的數據，一個具有頻率特性的余弦平衡器，該頻率特性含有對一個從具有最短數據長度的記錄數據中再現(xiàn)的RF信號頻率約兩倍的頻率組份增大的頻率，因此用以平衡RF信號的波形，以及與余弦平衡器相連的用于從RF信號產生記錄數據的記錄數據產生裝置。
利用上述的配置，光學拾取器從光學記錄介質上重現(xiàn)一個RF信號，而光學記錄介質上記錄著通過調制程序用規(guī)定的最短數據長度調制的數據，余弦平衡器增大RF信號的頻率成份，使其具有從最短數據長度的記錄數據中重現(xiàn)的RF信號頻率的兩倍的頻率。記錄數據產生裝置從余弦平衡器輸出的信號中產生記錄數據。
圖1是常規(guī)的光盤系統(tǒng)的方框圖；圖2是圖1所示的傳統(tǒng)的光盤系統(tǒng)中平衡器內部安置的電路圖；圖3是從圖1所示的傳統(tǒng)的光盤系統(tǒng)中平衡器輸出信號的峰移曲線圖；圖4是從光盤系統(tǒng)重現(xiàn)的包含無群延遲的RF信號波形圖；圖5是從圖1所示的傳統(tǒng)光盤系統(tǒng)中平衡器輸出的包含群延遲的RF信號波形圖；圖6是圖1所示的傳統(tǒng)光盤系統(tǒng)中有賴于光盤類型和讀放速度的錯碼率表圖；圖7是根據本發(fā)明的光盤裝置方框圖；圖8是圖7所示的光盤裝置中平衡器的內部安置電路圖；圖9A是從圖8所示的平衡器的O1輸出端輸出的RF信號RF1波形圖；圖9B是從圖8所示的平衡器的O2輸出端輸出的RF信號RF2波形圖；圖9C是圖8所示的平衡器輸出端O3輸出的RF信號RF3的波形圖；圖9D是有賴于讀放速度的截止頻率圖10A是關于平衡器開關特性的表格；圖10B是一個開關控制表格；圖11是圖7中所示的光盤裝置操作順序流程圖；圖12是用光學拾取器的MTF測量值表征的光頻特性圖；圖13是從圖12所示的從光頻特性轉變而來的電頻特性圖；圖14A是光學拾取器的MTF測量值曲線圖；圖14B是以3T和1.5T頻率作為中心頻率用于增強的余弦平衡器的特性圖；圖15是完全不被增強的RF信號波形圖；圖16是以3T頻率作為中心頻率用于增強的已增強的RF信號波形圖；圖17是以1.5T頻率作為中心頻率用于增強的已增強的RF信號波形圖；圖18是在圖7所示的光盤裝置中依賴于盤型和讀放速度而產生的錯碼率圖表。
圖7表示一種根據本發(fā)明的光盤裝置。被作為光盤系統(tǒng)實施例的光盤裝置包括一個光盤驅動器和一個主機。圖7中與圖1所示常規(guī)的光盤系統(tǒng)中相同的部分采用統(tǒng)一的標號，并不再做詳細的描述。
如圖7所示，一個ROM20，存儲著程序數據20a，用于系統(tǒng)控制、代表用于控制的各種參數的參數數據20b和轉換平衡器特性的表數據20c。該ROM20與總線2相連。當光學系統(tǒng)開啟時，儲存在ROM20中的程序數據20a就被裝進CPU1主存儲器中，起著上述與圖1有關的RAM控制裝置15和系統(tǒng)控制裝置16的作用，它還起用于判斷平衡器23的特性的平衡器特性判斷裝置21的作用，還起著轉換平衡器23的特性的平衡器特性轉換裝置22的作用。
當主機18中發(fā)出速度指令數據時，平衡器特性判斷裝置21就對從平衡器特性轉換表數據20c來的相應的平衡器特性進行判斷。平衡器特性轉換裝置22根據平衡器特性判斷裝置21的判斷結果和平衡器特性轉換表數據20c的內容來轉換平衡器23的特性。平穩(wěn)器23在平衡器特性轉換裝置22的控制下轉換其自身的特性，并對讀放放大器9輸出的RF信號的波形進行平衡處理。
關于圖7中所示的光盤系統(tǒng)的操作做以下描述。當光盤7裝入光盤驅動器中時，主軸馬達6旋轉，以恒定線速度轉動光盤7。光盤7包含已被EFM調制的記錄數據。當光盤7的轉動速度變?yōu)楹愣ㄋ俣葧r，光學拾取器8就從光盤7上讀取記錄數據，所讀取的數據通過讀放放大器9和平衡器23作為重現(xiàn)的RF信號傳給數字信號處理器12，重現(xiàn)作為數字數據的RF信號。數字數據輸給解碼器13，通過執(zhí)行糾錯處理，使輸給的數字數據產生原始數據。此時，解碼器13探測一個表示光盤7是CD-DA還是CD-ROM信息的控制位，該探測的控制位通過主機接口14和SCSI總線17作為光盤信息數據傳給主機18。
基于通過SCSI總線17從光盤驅動器供給的光盤信息數據，主機18顯示一個表征裝進光盤驅動器的光盤是CD-DA還是CD-ROM的圖像信息在電視監(jiān)視器上(未圖示)顯示，并等候一個來自鍵盤的鍵盤(未圖示)輸入信號。至此，操作者操作鍵盤以指示主機18一個正常的讀放速度模式、二倍速度的讀放模式或四倍速度的讀放模式，再根據指示的讀放模式，通過SCSI總線17，將速度指令數據傳給光盤驅動器。
當從主機18發(fā)出的速度指令數據傳給光盤驅動器時，系統(tǒng)控制裝置16輸出一個表征讀放速度的控制信號給伺服系統(tǒng)信號處理器5。該伺服系統(tǒng)信號處理器5激勵主軸馬達6以相應于讀放速度的轉動速度轉動。記錄在光盤7上的數據此時以基于主機18發(fā)出的速度指令數據的速度重現(xiàn)。
平衡器特性判斷裝置21利用平衡器特性轉換表數據20c來確定相應于速度的控制數據，該速度由主機18輸出的速度指令數據來表明。平衡器特性轉換裝置22通過輸入/輸出口10將由平衡器特性判斷裝置21確定的控制數據供給平衡器23。根據來自平衡器特性轉換裝置22的控制數據，平衡器23轉換其自身的特性。所以，通過光學拾取器8從光盤7上再現(xiàn)并被讀放放大器9放大的RF信號被平衡器23調節(jié)成具有最適合讀放速度特性的波形。
圖8表示一個平衡器23的內部結構。圖8中的電路作為一個整體對應于圖7中所示的平衡器23。并包括含有終端的電路組件，該電路組件表示在虛線框中的半導體集成電路中。圖9A～9D是圖8所示平衡器23的截止頻率表示圖。
如圖8所示，被輸給來自圖7所示讀放放大器9的RF信號的輸入端I1通過一個直流截止電容器30與半導體集成電路100的輸入端I2相連。輸入端I2通過電阻31與運算放大器32的反向輸入端(-)相連。運算放大器32有一個與電阻33、34間的節(jié)點相連的非反向輸入端(+)，而電阻33、34用于對電源Vcc的電壓分壓。運算放大器32有一個與運算放大器35的反相輸入端(-)相連的輸出端。電阻33有一端與電源Vcc通過輸入端I3相連，另一端與電阻34的一端相連，而電阻34的另一端通過輸出端O6接地。
運算放大器35有一個非反向輸端(+)與電阻33、34間的節(jié)點相連，一個輸出端與延遲電路37的輸入端相連，并也與半導集成電路100的輸出端O1和混頻器47的第一輸入端相連。運算放大器35的反向輸入端(-)和輸出端通過電阻36相互連接。
延遲電路37有一個與延遲電路38的一個輸入端、半導體集成電路100的一個輸出端O2和混頻器47的第三輸入端相連的輸出端。延遲電路38有一個與半導體集成電路100的一個輸出端O3，和混頻器47的第四個輸入端相連的輸出端。半導體集成電路100的輸入端I5，I6分別與轉換控制器39的輸入端相連，而轉換控制器39有一個輸出端與轉換器40的控制端相連，另一個輸出端與轉換器48的控制端相連。
轉換器40有通過半導體集成電路100的相應輸入端17、18、19和相應電阻41、42、43與電源Vcc相連的固定端a、b、c。轉換器40有一個與升壓器44(booster)的輸入端相連的可活動觸頭d。升壓器44的另一個輸入端通過半導體集成電路100的輸入端I10和電阻45與電源Vcc相連，并也與低通濾波器55的第一輸入端和系數發(fā)生器52的輸入端相連。升壓器44的一個輸出端與混頻器47的一個第二輸入端相連，另一個輸出端與乘法器46的輸入端相連。乘法器46的另一個輸入端通過半導體集成電路100的輸入端I11和電阻47與電源Vcc相連。乘法器46的輸出端與運算放大器32的電壓控制端相連。
轉換器48的三個固定端分別通過半導體集成電路100的輸入端I12、I13、I14和相應的電阻49、50、51與電源Vcc相連。轉換器48的一個活動觸頭d與系數發(fā)生器52的另一輸入端相連。系數發(fā)生器52的一個輸出端分別與延遲電路37、38的其它輸入端相連，另一個輸出端與乘法器54的輸入端相連。乘法器54的另一個輸入端通過半導體集成電路100的輸入端I15和電阻53與電源Vcc相連。乘法器54的輸出端與低通濾波器55的第二個輸入端相連。
低通濾波器55的第三個輸入端與混頻器47的輸出端相連，輸出端與運算放大器56的非反相輸入端(+)相連，并通過電阻58與運算放大器59的反相輸入端(-)相連。運算放大器56的一個反向輸入端(-)與其自身的輸出端相連，由此輸出端通過阻抗57與運算放大器59的非反向輸入端(+)相連，并也通過電阻57、半導體集成電路100的輸出端O4及濾波電容61接地。運算放大器59的反相輸入端(-)，通過電阻60與其自身的輸出端相連，運算放大器59的輸出端與半導體集成電路100的輸出端相連。輸出端O5與圖7中所示的數字信號處理器12的輸入端相連。
電阻器34、35有相同的阻值，因此位于此兩電阻器34、35之間的節(jié)點處的電壓為電源供電壓Vcc的1/2。
例如，電壓Vcc是5V，電壓Vcc(中心電位)是2.5V。在圖8中，GM代表增益電流，REF是參考電流，k1、k2、K3分別代表由電阻器41、42、43的阻值確定系數的電流，并分別對應于正常速度、二倍速度和四倍速度。DL1、DL2、DL4代表由電阻器49、50、51分別確定延遲的電流，并對應于正常速度、二倍速度和四倍速度。例如，直流截止電容器30的電容值為1μF，電阻器31、36、57、58、60阻值分別為30KΩ，3KΩ，1KΩ，4KΩ，40KΩ，從輸出端O5輸出的RF信號幅值為1Vpp。
電阻器41、42、43的阻值分別為10kΩ，8KΩ，3.9KΩ，電阻49、50、51的阻值分別為27KΩ，12KΩ，4.7KΩ。
例如，濾波電容器61的電容可為10μF，濾波電容器61用做平滑RF信號以產生直流電位，例如可放大RF信號10倍。
輸出端O1、O2、O3用于監(jiān)測示波器或類似物的波形。輸出端O1用做輸出正常RF1信號。輸出端O2用做輸出由延遲電路37延遲的RF信號RF2。輸出端O3用做輸出由延遲電路37、38共同延遲的RF信號RF3。延遲電路37的延遲時間與延遲電路48的延遲時間相等。
轉換控制器39根據由輸入端I5、I6從平衡器特性轉換裝置22供給的控制數據及平衡器特性轉換表的(后有描述)的內容來控制轉換器40、48的轉換。轉換器40執(zhí)行依賴于電阻器41、42、43阻值確定的K1，K2，K3系數的電流的轉換，以及轉換器48執(zhí)行依賴于電阻器49、50、51的阻值確定的延時信息的電流的轉換。轉換器40、48的活動觸頭d在轉換控制器39的控制下以聯(lián)動關系移動的。
低通濾波器55包括一個第五階貝塞爾(Bessel)函數的低通濾波器。第五階貝塞爾函數低通濾波器導致RF信號波形延遲一個恒定的時間，并因為在其一個通帶中的群延遲特性，即位于輸入和輸出信號之間的傳播延遲特性，在恒定幅值的正弦波輸入信號的頻率變化時是恒定的，因此不會產生波形畸變。低通濾波器55的截止頻率由電阻器53的阻值及參考電流REF確定。電阻器53包括一個可變電阻，如金屬陶瓷電阻。低通濾波器55的截止頻率可通過以往改變電阻器53的阻值來改變。
改變低通濾波器55的截止頻率的方法將參照圖9A～9D做以下說明。
圖9A、9B和9C分別表示從圖8所示的輸出端O1、O2、O3輸出的RF信號RF1、RF2、RF3。在圖9A～9C的每一個中，垂直軸代表電壓，水平軸代表時間。在圖9C中，“D1”表示延遲電路37的延遲時間，“D2”表示延遲電路38的延遲時間。在圖9A、9B、9C中，“X1”、“X2”、“X4”表示RF信號RF1、RF2、RF3的最大幅值時間，并對應于系數發(fā)生器52輸出的信號。
圖9D表示低通濾波器55的截止頻率。在圖9D中，垂直軸代表電壓，水平軸代表時間，并且“Y1”、“Y2”、“Y4”分別表示正常速度、二倍速度和四倍速度時的截止頻率。
如果假設正常速度、二倍速度、四倍速度的增值頻率分別用fb1、fb2、fb4表示，則在正常速度時的計算的截止頻率Y1＝n·fb1，在二倍速度時截止頻率Y2＝n·fb2，截止頻率Y4在四倍速度時Y4＝n·fb4。其中“n”表示電阻器53的阻值，并選做“2”。(意指平衡器的增值頻率的二倍)。
增值頻率將作以下描述。如果延遲電路37的延遲時間為D1，延遲電路38的延遲時間為D2，則增值頻率fb可表示為fb＝1/2τ，其中τ＝D1＝D2。
在正常速度時，因為1/2τ1＝1.5MHz，τ1是333ns。
在二倍速度時，因為1/2τ2＝3.0MHz，τ2是167ns。
在四倍速度時，因為1/2τ4＝6.0MHz，τ4是83ns。
圖8中平衡器23的操作描述如下。
當來自平衡器特性轉換裝置22的控制數據通過半導體集成電路100的輸入端I5、I6、I7傳給平衡器23時，轉換控制器39根據供給的控制數據給轉換器40、48傳輸轉換控制信號，以將它們的活動觸頭d連接在固定端a、b或c上。
此時，作為系數K1、K2、K4的電流通過半導體集成電路100的輸入端I7、I8或I9和轉換開關40輸給升壓器44。
升壓器44通過轉換開關40產生一個基于系數K1、K2或K4供給的電流值及通過半導體集成電路100的輸入端I10供給的參考電流值REF的增益調節(jié)電流，并將所產生的增益調節(jié)電流供給乘法器46和混頻器47。
作為延遲時間信息DL1、DL2或DL4的電流通過半導體集成電路100的輸入端I12、I13或I14和轉換器48輸給系數發(fā)生器52。
來自圖7所示讀放放大器9的RF信號通過輸入端I1和電容器30加到半導體集成電路100的輸入端I2，再通過輸入端I2和電阻31輸給運算放大器32的反向輸入端(-)。
還給乘法器46提供通過半導體集成電路100的輸入端I11由電阻器47的電阻值確定的增益控制電流GM。乘法器46將增益控制電流GM和從升壓器44按系數供給的電流相乘，并將乘積的電流作為電壓控制電流傳輸給運算放大器32的電壓控制端。運算放大器32在供給反相輸入端(-)的RF信號的電勢和供給其非反相輸入端(+)的電勢之間產生電勢差，并放大對應于根據乘法器46輸出的電壓控制電流值的電勢差的電壓，并輸出放大的電壓。
從運算放大器32輸出的電壓供給運算放大器35的反相輸入端(-)，而運算放大器35產生輸送電壓與參考電壓之間的電壓差，放大此差值電壓并輸出放大電壓。從運算放大器35輸出的電壓供給輸出端O1，用以監(jiān)控電壓、延遲電路37和混頻器47。
系數發(fā)生器52產生一個依據從轉換器48傳來作為延遲時間信息DL1、DL2或DL4的電流值和從半導體集成電路100的輸入端I10供給的參考電流值REF的延遲時間調節(jié)電流。系斷發(fā)生器52供給延遲電路37、38一個產生的延遲時間調節(jié)電流，并也將作為系數的電流供給乘法器54。延遲電路37將來自運算放大器35的RF信號延遲一個基于系數發(fā)生器52發(fā)出的延遲時間調節(jié)電流值的延遲時間。從延遲電路37的延遲輸出信號供給輸出端O2，以監(jiān)測該信號，同時供給混頻器47和延遲電路38。延遲電路38將來自延遲電路37的RF信號延遲，延遲時間根據系數發(fā)生器52輸出的延遲時間調節(jié)電流來定。從延遲電路38輸出的延遲輸出信號供給輸出端O3，以監(jiān)測該信號，并供給混頻器47。
混頻器47將來自運算放大器35的RF信號，來自延遲電路37的延遲RF信號和來自延遲電路38的延遲RF信號以一定的混合比率混合，混合比率根據從升壓器44以系數提供的電流而定。從混頻器47輸出的混頻信號供給低通濾波器55。乘法器54將對應于電阻器53的“ n”的電流與對應于系數發(fā)生器52的“X”的系數電流相乘， 產生一個對應于截止頻率“Y”的電流，并將作為截止頻率調節(jié)電流的乘積的電流提供給低通濾波器55。
低通濾波器55用通過半導體集成電路100的輸出端I10供給的參考電流REF使混頻器47輸出的混頻信號偏置，并根據從乘法器54輸出的截止頻率調節(jié)電流值所代表的截止頻率來截止從混頻器47輸出的混頻輸出信號的高頻成分。低通濾波器55對運算放大器56的非反向輸入端(+)供給輸出信號，并通過電阻58也向運算放大器59的反向輸入端(-)供給輸出信號。
運算放大器56產生低通濾波器55的輸出信號與它自己的輸出信號之間的信號差值，并輸出一個差值信號供給運算放大器59的非反向輸入端(+)。電容器61的充、放電電流由依賴于運算放大器56輸出信號的電阻器57的阻值決定，用于平滑運算放大器56輸出的信號，以產生直流電位。從運算放大器56輸出的信號的電勢被放大10倍。運算放大器59產生低通濾波器55的輸出信號和運算放大器56的輸出信號之間的信號差，并輸出一個差值信號作為RF信號，通過半導體集成電路100的輸出端O5輸出到圖7中所示的數字信號處理器12。
圖10A表示存儲于圖7所示的ROM20中的平衡器特性轉換表數據20C。圖10B表示存儲于如圖8所示的轉換控制器39中的轉換控制表。
如圖10A表示，平衡器特性轉換表數據20C的組成包括由圖7所示的主機18發(fā)出的速度指令數據代表的“模式”、取決于“模式”的用于轉換平衡器23特性的“模式指示”數據和取決于“模式指示”數據的“系數”數據和“延遲時間”。“系數”數據和“延遲時間”數據的列出僅做參考，可以不包括在平衡器特性轉換表數據20C中。
從圖10A中可看到，當“模式”指示“正常速度”時，“模式指示”數據為“01”，由“模式指示”數據建立的“系數”是“K1”，由“模式指示”數據建立的“延遲時間”是“DL1”。
當“模式”指示“二倍速度”時，“模式指示”數據為“10”，由“模式指示”數據建立的“系數”是“K2”，由“模式指示”數據建立的“延遲時間”是“DL2”。
當“模式”指示“四倍速度”時，“模式指示”數據為“11”，由“模式指示”數據建立的“系數”是“K4”，由“模式指示”數據建立的“延遲時間”是“DL4”。
如圖10B所示，轉換控制表的組成包括來自圖7所示的平衡器特性轉換裝置22的控制數據，即圖10A中所示的“模式指示”數據，表示一個固定的接觸聯(lián)到作為系數轉換開關的轉換開關40(見圖8)的活動觸頭“d”的數據，它取決于“模式指示”數據，以及表示一個固定的接觸聯(lián)到作為延遲時間開關的轉換開關40(見圖8)上活動觸頭“d”的數據，它依賴于“模式指示”數據。
從圖10B中可以看出，當“模式指示”數據是“01”時，固定接觸被聯(lián)到圖8中所示的開關40的活動觸頭的指示是“a”。
當“模式指示”數據是“10”時，固定接觸被聯(lián)到圖8所示的開關40的活動觸頭的指示是“b”。
當“模式指示”數據是“11”時，固定接觸被聯(lián)到圖8中所示的開關40的活動觸頭的指示是“c”。
圖11表示參照圖7-圖10A、10B描述的光盤裝置操作順序。
如圖11所示，由圖7中所示的系統(tǒng)控制裝置16確定在步驟S1中光盤7是否被裝載。如果“是”，則控制進行到步驟S2。
在步驟S2中，系統(tǒng)控制裝置16控制伺服系統(tǒng)信號處理器5，以激勵主軸馬達6。然后，控制進行到步驟S3。
在步驟S3中，系統(tǒng)控制裝置16根據在重現(xiàn)數據中的控制位判斷光盤7是CD-ROM還是CD-R。然后，控制進行到步驟S4。在進行上述操作的同時，光盤裝置其它組件的操作如下伺服系統(tǒng)信號處理器5激勵線索送進馬達和跟蹤致動器以相對于光盤7徑向移動光學拾取器8，將光學拾取器8定位在光盤7的引入區(qū)。此時，光學拾取器8連續(xù)輸出RF信號。從光學拾取器8輸出的RF信號通過讀放放大器9，平衡器23和數字信號處理器12傳給解碼器13，將RF信號解碼成原始數據。系統(tǒng)控制裝置16從再現(xiàn)數據中讀出控制位，以判斷光盤7的類型。
在步驟S4中，系統(tǒng)控制裝置16提供指示光盤7類型的控制位作為光盤信息數據通過主機接口14和SCSI總線17傳給主機18。主機18將來自光盤驅動器的光盤信息數據的內容以圖象顯示在未圖示的電視監(jiān)視器上，并等待讀放速度指令。當讀放速度指令傳到時，主機18通過SCSI總線17、主機接口14和輸入/輸出口10向平衡器特性判別裝置21提供指明讀放速度是正常速度還是二倍速度或是四倍速度的讀放速度指令數據。
在步驟S5中，系統(tǒng)控制裝置16判定速度指令數據是否從主機18提供。如果“是”(yes)，則控制進行S6步驟。
在步驟S6，平衡器特性判定裝置21借助從ROM20讀出并儲存在RAM3中的平衡器特性轉換表數據20C，去判斷從主機18中提供的速度指令數據是否代表“正常速度”。如果“yes”，則控制進行S7步驟，如果“No”，則控制進行S8步驟。
在S7步驟中，平衡器特性轉換裝置22通過圖8中所示的半導體集成電路100的輸入端I5，I6傳遞控制數據“01”給轉換控制器39。隨后，控制過程進行S12步驟。
在步驟S8中，平衡器特性判定裝置21借助從R0M 20中讀出并儲存在RAM 3中的平衡器特性轉換表數據20C，判斷從主機18中提供的速度指令數是否代表“二倍速度”，如果“yes”，則控制進行步驟S9，如果“No”，則控制進行步驟S10。
在步驟S9中，平衡器特性轉換裝置22通過半導體集成電路100的輸入端I5、I6將控制數據“10”供給轉換控制器39。隨之控制過程進行步驟S12。
在步驟S10中，平衡器特性判定裝置21借助從ROM 20中讀出并儲存在RAM 3中的平衡器特性轉換表數據20C，判斷從主機18提供的速度指令數據是否代表“四倍速度”。如果“yes”，則控制進行S11步驟，如果“No”，則控制返回到S5步驟。
在步驟S11中，平衡器特性轉換裝置22通過半導體集成電路100的輸入端I5、I6將控制數據“11”供給轉換控制器39。隨之控制過程進行步驟S12。
在步驟S12中，系統(tǒng)控制裝置16判斷是否有讀放指令從主機中給出。如果“yes”，則控制進行S13步驟，如果“No”，則控制返回到S14步驟。
在S13步驟中，系統(tǒng)控制裝置16根據從主機18中給出的讀放指令數據(包括指示讀出的數據和指示尋址的數據)控制伺服系統(tǒng)信號處理器5以從光盤7中重現(xiàn)數據。然后控制進行S14步驟。
在步驟S14中，系統(tǒng)控制裝置16判斷是否有一個推出指令從主機18中傳出。如果“Yes”，則控制進行S15步驟，如果“No”，則控制返回到S12步驟。
在步驟S15中，系統(tǒng)控制裝置16控制伺服系統(tǒng)信號處理器5以制動主軸馬達6，并控制馬達的驅動電路以致動推出光盤7的光盤裝載機械。然后，控制返回到步驟S1。
以下將描述根據平衡器23選擇的特性去對平衡器23特性的選擇和對MTF的校正。
為選擇平衡器23的特性，需要得到光學拾取器8的MTF的光頻特性測量值，將光頻特性的測量值轉變成電頻率特性，并需要得到平衡器特性，根據播放速度來校正電頻率特性。因此，將首先參照圖12對光學拾取器8的光頻特性進行描述。然后參照圖13，對光頻特性轉換成電頻特性進行描述。之后，對取決于具有選定的平衡器特性的播放速度的電頻率特性校正和校正的電頻率特性的測量值參照圖14A、14B-17進行描述。
圖12表示光學拾取器8的MTF的光頻特性測量值。在圖12中，垂直軸代表調制程度，水平軸代表空間頻率。調制度對應于光盤7上凹坑的長度。凹坑的長度越大，調制度也越大?？臻g頻率代表在光盤7上沿磁道1mm長的范圍內凹坑和表面對的數量。因此，圖12表示當光盤7上的凹坑用有限定尺寸的光點掃描時調制度和空間頻率的測量值。在1mm內的凹坑和表面對的數量越小(凹坑越長)，調制度就越大。在1mm內的凹坑和表面對的數量越大(凹坑越短)，則調制度就越小。如圖12所示，截止頻率相應為1125對/毫米。
圖13表示由圖12所示的空間頻率特性轉換為電子頻率特性的示意圖。在圖13中，垂直軸代表增益(dB)，水平軸代表空間頻率(對/毫米)?？臻g頻率與其下方所示的相應頻率(MHz)有關系。圖13表示3T和11T基波的空間頻率，即3T基波的頻率為514對/毫米，11T基波的頻率為140對/毫米。
從空間頻率向頻率的轉變由下列方程式(1)表述在1mm中的對數×SX線速度(對應于S)......(1)此處S是一個表示讀放速度的因子，“1”代表正常速度，“2”代表二倍速度，“3”三倍速度。
例如，由于在四倍速度時的截止頻率對應于1125對/毫米的空間頻率，將它置換到上式(1)中。因此，在四倍速度時的截止頻率為1125×4×1.4＝6.3MHz。
因為光學拾取器8的光頻率特性決定著RF信號波形的衰變，如果用平衡器23來電補償衰變，則平衡器23可以有電頻率特性，它是圖13所示的從圖12中光頻特性已轉變來的電頻特性的反轉。
一般地認為，要恢復3T波形的幅值，平衡器23的放大頻率應與波形3T的頻率一致。
從上面的分析可發(fā)現(xiàn)，要用余弦平衡器形成波形，則用3T頻率兩倍的放大中心頻率對平衡器放大頻率是有效的。因此，為建立圖7和8所示的平衡器的放大頻率，如果在沒有任何與6MHz以上的頻率對應字節(jié)中降低放大增益時，則信噪比S/N將不會變壞。所以放大頻率被設為約6MHz。下面將對放大頻率的確定做詳細的描述。
RF信號波形的高階諧波成份的衰減依賴于MTF，而MTF由光學拾取器的目鏡孔鏡比率和激光束的波長來控制。如果計算為衰減高階諧波成分的衰減系數并用于對傅里葉展開項的放大，則可以得到代表波形的方程。圖14A是光學拾取器MTF的測量值曲線。在圖14A中，垂直軸表示衰減系數K，水平軸代表在1mm中的磁道數(在1mm中的空間頻率)。
衰減系數K用數字表示如下K＝1-(1/900)x...(2)如果由上述方程(2)代表的空間頻率轉換成電頻率，它表示如下K＝1-(1/950)×(103/1.4(m/s)×4(二倍速度))×f(MHz)＝1-(f(Hz)/5·32×106)…(3)例如，在3T時的第一和第三階衰減系數K1，K3分別由下式(4)、(5)表示K1＝1-(2.88×106)/(5.32×106)＝0.459…(4)
K3＝1-(3.2×2.88×106)/(5.32×106)＝-0.62(＜0→0) …(5)從以上的方程(5)可以看出，第三和高階波形的衰減系數是0或很小，即不存在。從上述的方程(4)和(5)，3T的傅里葉展開由下式(6)表示f(t)＝4/π·0.46·SINω3Tt…(6)此處ω3T表示一個角速度恒量，t表示時間。
同樣地，4T至11T的衰減系數表示為4TK1＝0.595TK1＝0.67 K3＝0.0246TK1＝0.73 K3＝0.187TK1＝0.77 K3＝0.318TK1＝0.80 K3＝0.399TK1＝0.32 K3＝0.46 K5＝0.1010TK1＝0.84K3＝0.51 K5＝0.1911TK1＝0.85K3＝0.56 K5＝0.26因此，被MTF衰減后的RF信號波形分別由方程(7)-(15)表示如下3Tf(t)＝4/π·0.46·SINω3Tt…(7)4Tf(t)＝4/π·0.59·SINω4Tt…(8)
5Tf(t)＝4/π·0.67·SINωSTt+4/3π·0.02·SIN3ω5Tt…(9)6Tf(t)＝4/π·0.73·SINω6Tt+4/3π·0.18·SIN3PMEGA6Tt…(10)7Tf(t)＝4/π·0.77·SINω7Tt+4/3π·0.31·SIN3ω7Tt…(11)8Tf(t)＝4/π·0.80·SINω8Tt+4/3π·0.39·SIN3ω8Tt…(12)9Tf(t)＝4/π·0.82·SINω9Tt+4/3π·0.46·SIN3ω9Tt+4/5π·0.10·SIN5ωTt…(13)10Tf(t)＝4/π·0.84·SINω10Tt+4/3π·0.51·SIN3ω10Tt+4/5π·0.19·SIN5ω10Tt…(14)11Tf(t)＝4/π·0.85·SINω11Tt+4/3π·0.56·SIN3ω11Tt+4/5π·0.26·SIN5ω11Tt…(15)圖14B表示以3T和1.5T作為放大的中心頻率的余弦平衡器的特性曲線P1、P2。在圖14B中，加在T后的下標“1”表示基波，加在T后的下標“3”表示三次諧波，加在T后的下標“5”表示五次諧波。
從圖14B中的特性曲線P1、P2可以看出，當信號在3T的中心頻率處放大時，幾乎沒有增益分給等于或高于8T的三次諧波8T3的諧波上。當信號在1.5T的中心頻率處放大時，所有的諧波都被放大。
如果幾乎沒有增益分給在所有諧波中等于或高于某一頻率的諧波上，則波形的坡度將變得不規(guī)則。例如，如果8T的基波上加一個增益，但幾乎沒有增益加到波形的第三、第四階諧波上，則只有8T的基波保持。因為8T的原始RF信號波形由基波、三次諧波和五次諧波組成，則在3T的中心頻率處放大的8T的RF信號波形坡度比沒有放大的8T的RF信號波形的坡度小。下面將參照圖15-圖17對RF信號波形的上述坡度作詳盡的描述。這些圖中分別表示了RF信號波形沒有放大、RF信號波形在3T的中心頻率處放大、RF信號波形在1.5T的中心頻率處放大的情況，RF信號波形利用上面的方程(7)-(15)產生。
圖16表示的RF信號波形是由圖15所示RF信號波形在3T的中心頻率處放大形成。如圖16所示，當RF信號波在3T的中心頻率處放大時，具有3T的頻率的信號之幅值變得最大。然而，如上述有關圖14B的描述，第三和第五諧波的放大比有3T的頻率的信號的放大小。因此，包含三次和五次諧波的每個RF信號波形的坡度變小，從圖16中可理解，可視圖形沒有被加寬。
圖17表示的RF信號波形是由圖15所示RF信號波形在的1.5T的中心頻率處放大形成。如圖17所示，當RF信號波形在1.5T的中心頻率處放大時，被MTF衰減的RF信號諧波成份被恢復，并且每個波形的坡度變大，從圖16可容易理解，從圖15和16的比較可更清楚地看到可視圖形變寬。因此，利用1.5T的頻率作為放大的中心頻率可以有效地改善可視圖形的性能。
以下將參考圖18對一優(yōu)選實施例進行描述，圖18表示當三種不同類型的光盤由圖7所示的光盤系統(tǒng)讀入時每字塊產生錯誤的數目。當數字信號處理器對從平衡器23輸出的信號執(zhí)行糾錯處理時，每個字塊產生的錯誤由與圖7中所示的數字信號處理器12相連的錯誤計數器進行計數。
用在此處的術語“標準質量”和“質量低于標準質量”具有如同以上參照圖6所做的相同定義。
如圖18所示，當讀放一個標準質量的CD-ROM時，每字塊產生的錯誤數，以正常速度讀盤時，它處于0-11的范圍，以二倍速度讀盤時，處于0-17的范圍，以四倍速度讀盤時處于1-17的范圍內。當讀放一個“CD-R”時，每字塊產生的錯誤數，以正常速度讀盤時在5-13的范圍，以二倍速度讀盤時，在6-20的范圍，以四倍速度讀盤時在13-23的范圍。當讀放一張質量低于標準質量的CD-ROM時，每字塊產生的錯誤數，以正常速度讀盤時處于31-74的范圍，以二倍速度讀盤時處于29-71的范圍，以四倍速度讀盤時處于46-90的范圍。
從以上的數值可從看出，當所有的光盤由圖7所示的光盤系統(tǒng)讀放時，每個字塊產生的錯誤數遠小于那些由常規(guī)的光盤系統(tǒng)讀放光盤時產生的錯誤數。尤其，當讀放一張質量低于標準質量的CD-ROM時產生的出錯數，在正常速度及二倍速度時，分別是用常規(guī)光盤系統(tǒng)讀放時每字塊產生的錯誤數的1/7.71～1/4.16倍和1/10.9～1/5.9倍。因此，不能糾正的出錯數大大減少。據此，不管再現(xiàn)數據的類型，作為信息傳遞準確度的再現(xiàn)數據質量大大好于由常規(guī)光盤系統(tǒng)再現(xiàn)的數據質量。為此原因，CD-ROM質量低于標準質量的在市場上可買到的正式產品可用本發(fā)明的光盤裝置讀放，沒有任何問題。
當以四倍速度讀放光盤時每字塊產生的錯誤數不能與任何存在的數據相比，因為從常規(guī)的光盤系統(tǒng)中得不到可比較的數據。然而，因為當光盤利用本發(fā)明的光盤系統(tǒng)以正常和二倍速度讀放時的出錯數被大大減少，所以很容易地理解，當以四倍的速度讀放光盤時，每字塊的出錯數出被大大減少。
如上所述，利用本發(fā)明的裝置，利用光學拾取器從光盤記錄介質上重現(xiàn)RF信號，而光學記錄介質上隨著調制過程用預定的最短的數據長度調制的數據，并且RF信號的頻率組份，有著兩倍于從光學記錄介質再現(xiàn)的、具有最短數字長度的再現(xiàn)RF信號的頻率，并被余弦平衡器放大。然后記錄數據發(fā)生裝置從余弦平衡器輸出的信號中產生記錄數據。因此，在全部周期循環(huán)的正向端被排成一行，并具有很陡的坡度。結果再現(xiàn)信號受到最小的偏差。
上文參照附圖對最佳實施例進行了描述，可以理解，本發(fā)明并不局限于所述實施例，在不超出由權利要求書確定的發(fā)明范圍和實質下，可以由本領域的技術人員做任何變化和修改。
權利要求
1.一種光盤裝置，包含一個光學拾取器，用于從光學記錄介質上重現(xiàn)RF信號，光學記錄介質上記錄的調制數據由調制信息數據經過預定的最短數據長度的調制處理而產生；一個余弦平衡器，具有頻率特性，包括對一個頻率成份的放大頻率，此頻率成份具有從有最短數據長度的記錄數據中再現(xiàn)的RF信號頻率的約兩倍的頻率，用于平衡RF信號的波形；調制數據產生裝置與所述余弦平衡器相連，用于從RF信號中產生調制數據。
2.根據權利要求1所述的光盤裝置，還包含轉換裝置，用于根據RF信號的頻率轉換所述余弦平衡器的放大器的頻率，該RF信號頻率的變化依賴于當用所述光學拾取器從所述光學記錄介質上再現(xiàn)RF信號時，光學拾取器相對于所說光學記錄介質的運動速度。
3.根據權利要求2所述的光盤裝置，還包含一個低通濾波器，用于從所述余弦平衡器提供輸出RF信號；以及在其中，所述轉換裝置根據RF信號的頻率轉換所述低通濾波器的截止頻率。
4.根據權利要求3所述的光盤裝置，其中，所述低通濾波器包括一個貝塞爾函數低通濾波器。
5.根據權利要求4所述的光盤裝置，其中，所述光學拾取器相對于光學記錄介質的運轉速度是根據以主機發(fā)出的控制信號建立的。
6.根據權利要求1所述的光盤裝置，其中，所述光學記錄介質包括一種光盤。
全文摘要
一種光盤裝置，具有一個光學拾取器，一個余弦平衡器，該平衡器其頻率特性包括對一個頻率成分的放大頻率，該頻率是從記錄介質上再現(xiàn)的具有最短波長的RF信號頻率的兩倍，該裝置還有一個從RF信號產生記錄數據的數字信號處理器，不管從光學拾取器得到的再現(xiàn)信號的類型，光盤系統(tǒng)都將明顯地提高再現(xiàn)信號的質量，達到了與常規(guī)光盤系統(tǒng)相比具有同樣好的信息傳遞精確度。
文檔編號G11B20/10GK1141488SQ9610720
公開日1997年1月29日 申請日期1996年4月6日 優(yōu)先權日1995年4月6日
發(fā)明者熊谷英治 申請人:索尼公司