一種低耦合噪聲的pcb同軸傳輸線的制作方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001] 本發(fā)明涉及PCB傳輸線，具體說的是一種低耦合噪聲的PCB同軸傳輸線。
【背景技術(shù)】
[0002] 目前，電子設(shè)備的工作頻率越來越高，體積日益小型化，印刷電路板（PCB)的布線 密度更高，結(jié)構(gòu)更加復(fù)雜，傳輸線之間因輻射、互感和互容而引起的相互干擾和耦合的電 磁兼容問題就成為PCB設(shè)計不得不考慮的重要問題。PCB上的傳輸線主要有兩種形式，即 處于PCB表面層的微帶線以及處于多層PCB中間層的帶狀線，本專利在研宄位于多層PCB 中間層的帶狀線的參數(shù)對耦合噪聲影響的基礎(chǔ)上，提出在帶狀線導(dǎo)體帶兩側(cè)對稱地添加與 地層相連的屏蔽導(dǎo)體構(gòu)成PCB矩形同軸傳輸線以抑制耦合噪聲，并通過數(shù)值分析對比二者 的性能，結(jié)果表明PCB矩形同軸傳輸線要比帶狀線的性能好得多，可以作為新型的PCB傳輸 線。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0003] 本發(fā)明為解決上述技術(shù)問題提供一種低耦合噪聲的PCB同軸傳輸線，提出在帶狀 線導(dǎo)體帶兩側(cè)對稱加上屏蔽導(dǎo)體，構(gòu)成PCB矩形同軸傳輸線以抑制耦合噪聲，PCB矩形同軸 傳輸線能使線間耦合噪聲減小到帶狀線的千分之一以下，屏蔽體厚度的變化對抑制效果影 響很小。
[0004] 為實現(xiàn)上述技術(shù)目的所采用的技術(shù)方案是：一種低耦合噪聲的PCB同軸傳輸線， 在兩地層之間中心設(shè)有帶狀線導(dǎo)體帶，在帶狀線導(dǎo)體帶兩側(cè)對稱加設(shè)有與兩地層相連的屏 蔽體導(dǎo)體結(jié)構(gòu)，兩地層與兩屏蔽體導(dǎo)體結(jié)構(gòu)圍成截面為矩形的同軸傳輸線。
[0005] 所述的屏蔽導(dǎo)體結(jié)構(gòu)距離帶狀線導(dǎo)體帶為（s-b)/2,其中，b為屏蔽導(dǎo)體結(jié)構(gòu)的寬 度，s為相臨兩條帶狀線導(dǎo)體帶內(nèi)邊緣的距離。
[0006] 所述的屏蔽導(dǎo)體結(jié)構(gòu)的寬度b為0. 05-0. 1mm。
[0007] 本發(fā)明有益效果是：通過用FDTD方法對圖2所示帶狀線結(jié)構(gòu)以及圖3所示矩形同 軸傳輸線結(jié)構(gòu)的分析可知，矩形同軸傳輸線的近端和遠端耦合噪聲僅為帶狀線的千分之 零點幾，矩形同軸傳輸線的參數(shù)和屏蔽體厚度的變化對耦合噪聲所產(chǎn)生的影響很小。此外， 由前述結(jié)果可知，由矩形同軸傳輸線取代帶狀線時，在傳輸線特性阻抗、導(dǎo)體帶寬度和介質(zhì) 基板厚度不變的情況下，介質(zhì)基板的相對介電常數(shù)必然減小，因此信號的傳輸速度增加，時 延減小，這有利于保證信號的完整性。
【附圖說明】
[0008] 圖1多層PCB信號層和底層交錯布局不意圖；
[0009] 圖2兩地層之間帶狀線橫截面示意圖；
[0010] 圖3在帶狀線導(dǎo)體帶兩側(cè)對稱地加上與地層相連的屏蔽體構(gòu)成的矩形同軸傳輸 線橫截面示意圖；
[0011] 圖4激勵信號線和靜態(tài)線的激勵源及負載端口分布俯視示意圖；
[0012] 圖5激勵信號波形；
[0013] 圖6端口 1激勵平面示意圖；
[0014] 圖7不同參數(shù)帶狀線端口3近端噪聲的變化；
[0015] 圖8不同參數(shù)帶狀線端口 4遠端噪聲的變化；
[0016] 圖9屏蔽導(dǎo)體厚度b= 0. 1mm時矩形同軸線端口 3近端噪聲的變化；
[0017] 圖10屏蔽導(dǎo)體厚度b= 0. 1mm時矩形同軸線端口 4遠端噪聲的變化；
[0018] 圖11屏蔽導(dǎo)體厚度b= 0. 05mm時矩形同軸線端口 3近端噪聲的變化；
[0019] 圖12屏蔽導(dǎo)體厚度b= 0. 05mm時矩形同軸線端口 4遠端噪聲的變化。
【具體實施方式】
[0020] 由于帶狀線之間及矩形同軸傳輸線之間耦合途徑的多樣性及周圍介質(zhì)的復(fù)雜性， 因而只能采用數(shù)值仿真方法對其進行求解，其中FDTD(FiniteDifferenceTimeDomain: 時域有限差分）法因其具有成熟性、可靠性和準(zhǔn)確性以及可以用寬帶信號作為激勵源等優(yōu) 勢而被成功地用于分析電磁散射、電磁兼容以及信號完整性等電磁問題。本文在用FDTD法 對帶狀線之間和矩形同軸線之間的耦合噪聲進行分析時，鑒于工程問題中激勵信號源的 帶寬大多在數(shù)吉赫茲量級以下，為進行量化分析，下面采用幅值為IV，頻譜帶寬為5GHz 的高斯脈沖為激勵源，并保持帶狀線導(dǎo)體帶和矩形同軸線的特性阻抗為50D，信號線與靜 態(tài)線參數(shù)相同且間距不變，激勵源及負載與帶狀線和矩形同軸線的特性阻抗相匹配的條件 下，（1)研宄位于多層PCB兩地層中間的帶狀線導(dǎo)體帶的寬度、PCB介質(zhì)基板的厚度對相鄰 靜態(tài)帶狀線近端耦合噪聲和遠端耦合噪聲的影響；(2)研宄在不同參數(shù)激勵帶狀線和靜態(tài) 帶狀線兩側(cè)對稱地加屏蔽導(dǎo)體構(gòu)成矩形同軸線后，近端耦合噪聲和遠端耦合噪聲的變化； (3)研宄屏蔽導(dǎo)體厚度的變化對近端耦合噪聲和遠端耦合噪聲的影響。結(jié)果表明：矩形同 軸線能使線間耦合噪聲降到帶狀線的千分之一以下，屏蔽體厚度的變化對抑制效果影響很 小。因此PCB矩形同軸傳輸線是一種性能優(yōu)良的傳輸線。
[0021] FDTD法是處理電磁邊值問題的強有力工具，但將其用于傳輸線工作狀態(tài)的分析還 需做三方面的工作：（1)建立傳輸線和有源器件的結(jié)構(gòu)模型和電磁模型，并將其導(dǎo)入FDTD 算法中，這樣便把工作于微波段的實體傳輸線演變?yōu)橄鄳?yīng)的與微波相互作用的虛擬空間； (2)選擇傳輸線的激勵方式，這樣便把傳輸在傳輸線中的微波演變?yōu)橛稍摧椛涑龅奈⒉ㄅc 傳輸線的相互作用；（3)選擇吸收邊界條件，這樣便把占據(jù)了無限大空間的電磁場求解區(qū) 域演變成一個有限區(qū)域，從而才能使采用有限內(nèi)存的計算機處理工作于微波段的帶狀線 問題成為可能。對于需做的第一點，其中，對于傳輸線自身，可用網(wǎng)格單元堆積成與其相 同的形狀以成為結(jié)構(gòu)模型，之后給每個網(wǎng)格單元賦予與該單元所代表的物質(zhì)相同的電磁 參數(shù)以成為電磁模型。在此過程中，以等效電流源或等效電壓源的形式將微波有源器件導(dǎo) 入FDID算法中；而對于傳輸線的激勵方式，本文的方式是將具有內(nèi)阻的電壓源均勻地分布 在傳輸線導(dǎo)體帶和兩地層之間的相應(yīng)方向的平面內(nèi)，從而形成激勵網(wǎng)絡(luò)，以取得最佳的激 勵效果；同時在目前可供選擇的眾多吸收邊界條件中，選用單軸各向異性介質(zhì)完全匹配層 吸收邊界條件。
[0022] 1時域仿真
[0023] 1. 1電路結(jié)構(gòu)
[0024] 在多層PCB的設(shè)計中，常出現(xiàn)圖1所示的信號層和地層交錯布局的情況，本文針對 圖1所示的布局，研宄圖2所示兩地層之間帶狀線的中心導(dǎo)體帶寬度w和介質(zhì)層厚度h對 靜態(tài)線近端和遠端耦合噪聲的影響。圖3為在不改變帶狀線參數(shù)及間距的情況下，在帶狀 線導(dǎo)體帶兩側(cè)對稱地加上厚度相同且與地層相連的屏蔽導(dǎo)體構(gòu)成的矩形同軸傳輸線橫截 面示意圖。圖中，兩銅質(zhì)帶狀線的特征阻抗為&且分布于PCB板上的對稱位置，電導(dǎo)率〇 =5.8Xe7s/m，其長度、中心導(dǎo)體帶寬度、中心導(dǎo)體帶及地層厚度，帶狀線內(nèi)邊緣的距離分 別用h、w、t和s表示，地層及介質(zhì)基板的長度和寬分別為1:和1 2，介質(zhì)基板的厚度為h， 相對介電常數(shù)圖3中，a為矩形同軸傳輸線的寬度，b為屏蔽導(dǎo)體的厚度，其余參數(shù) 與圖2中相同。圖4為激勵信號線和靜態(tài)線的激勵源及負載端口分布示意圖。圖中端口1 為匹配激勵源端口，端口 2為激勵信號線匹配負載端口，端口 3、端口 4分別為靜態(tài)線近端和 遠端匹配負載端口。
[0025] 1.2矩形同軸傳輸線特性阻抗的計算
[0026] 矩形同軸傳輸線是傳輸TEM模電磁波的雙導(dǎo)體系統(tǒng)，其特性阻抗可用下式計算
[0027]
[0028] 其中Z。特性阻抗，L和C分別為傳輸線單位長度的電感和電容，c為真空中的光速 (3X108m/s) 〇
[0029]當(dāng)w/ (h_t)>0?5,t/ (a_w)>0?5 時
[0030] C= 4e(C〇+C1+C2+C3+C4) (2)
[0031] 其中
[0040] 此外，矩形同軸結(jié)構(gòu)傳輸線是以TEM
模工作，其高次模的截止波長隨矩形同軸結(jié) 構(gòu)參數(shù)的減小而減小，在PCB上構(gòu)造矩形同軸結(jié)構(gòu)傳輸線時，結(jié)構(gòu)尺寸都很小，因此高次模 能夠得到很好的抑制。
[0041] 1. 2單軸各向異性介質(zhì)完全匹配層
[0042] FDTD方法及完全匹配層的理論已有較多的研宄。在此僅簡述所用的單軸各向異性 介質(zhì)完全匹配層（PML)以及內(nèi)阻為Rs的電壓源乂3位于Ez節(jié)點用FDTD時的處理方法。
[0043] 若以z= 0為界面，通常選取單軸各向異性介質(zhì)的介電常數(shù)=用下式表示
[0044]
[0045] 而磁導(dǎo)率=有與（1)式有類似的表示。
[0046] 在單軸各向異性媒質(zhì)中Maxwell旋度方程可在頻域中表示為
[0047]
[0048] 在利用（5)、（6)式求解非PML區(qū)域與PML區(qū)域的交界面上各點的場時，首先要選 用相應(yīng)形式的=和然后分不同情況給出電磁波入射到交界面時由FDTD法求得的電磁場 量刷新公式。為簡化計算，采用的刷新公式是
[0052] 由表達式可知，Sx、SjPSz分別與x、y和z方向的參數(shù)〇 x、〇 7和〇z有關(guān)，且分 別為x、y和z的函數(shù)。為了消除討論區(qū)域的反射波，〇x、〇y、〇2的值應(yīng)隨著遠離分界面 而各自沿x、y和z方向增大。例如在計算z方向PML區(qū)域內(nèi)的電磁場量時，〇dP〇y取0 值，〇z的值應(yīng)隨著遠離分界面而沿z方向增大，此時（7)式便退化為（4)式。依據(jù)（7)式， (5)式的Ex*量可表不為
[0053]
[0054] 將式（8)、（9)變換到時域并取差分后可分別得
[0057] 式中
[0058]
[0059] 依據(jù)式（10)、（11)即可由磁場分量求得Ex。同理可推導(dǎo)出其它電磁場分量的迭代 公式。經(jīng)驗表明，不管PML區(qū)域與非PML區(qū)域的交界面的取向如何，在從交界處進入PML區(qū) 域開始，因子 〇i?A t/2 e。，（i=x、y、z)可以用公 0?33X(n/npml)3,（n=1，2.? ?npml) 來計算，npml表示PML的層數(shù)，本文的npml取5。在非PML區(qū)域，〇i?A t/2 ef0。
[0060] 1. 3有集總元件的FDTD公式
[0061] 假設(shè)集總元件尺寸小于一個FDTD結(jié)構(gòu)模型中的網(wǎng)格單元尺寸，磁場旋度方程應(yīng) 考慮集總元件的電流密度Ju則（5)式應(yīng)改寫為（12)式。若集總元件處于Z方向，則叉 與集總電流k的關(guān)系可寫為（10)式。
[0062]
[0063] 而對于具有內(nèi)阻艮的電壓源乂3而言，集總電流U可由下式求出
[0064]
[0065] 將（13)、（14)代入（12)，差分后可得內(nèi)阻為Rs的電壓源￥在￡,節(jié)點的上的FDTD 表達式為
[0069]式（15)中取Vs= 0,則可得阻抗為Rs的節(jié)點上電場E2的分量。
[0070] 1.4激勵源的選取及激勵網(wǎng)絡(luò)的設(shè)置
[0071]為了研宄端口 3(見圖4)的近端噪聲和端口 4遠端噪聲隨時間的變化規(guī)律，端口 1采用如式（16)所示的高斯脈沖為激勵信號源