專利名稱：開關(guān)電源的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種高效的電流諧振類型開關(guān)電源。
背景技術(shù)：
圖1為傳統(tǒng)電流諧振類型開關(guān)電源的電路結(jié)構(gòu)圖。圖1中，包括通常由MOSFET實現(xiàn)的開關(guān)元件QH和QL的串聯(lián)電路連接到直流電源1的兩端。開關(guān)元件QH的一端連接到直流電源1的正電極。開關(guān)元件QL的一端連接到直流電源1的負(fù)電極。
二極管D1與開關(guān)元件QH并聯(lián)。二極管D2與開關(guān)元件QL并聯(lián)。此外，電壓諧振電容CRV與開關(guān)元件QH并聯(lián)。
同時，由電流諧振電容Cri，諧振電抗器Lr，變壓器T的主線圈Lp形成的電流諧振電路與電壓諧振電容Crv并聯(lián)。電壓諧振電容Crv，電流諧振電容Cri，諧振電抗器Lr，變壓器T的主線圈Lp一起構(gòu)成諧振電路。
這里，諧振電抗器Lr可以等價于變壓器T泄漏電感。電壓諧振電容Crv可以等價于開關(guān)元件QH的寄生電容。與開關(guān)元件并聯(lián)的二極管D1和D2可以等價于各開關(guān)元件中的寄生二極管。
這樣纏繞初級線圈Lp和次級線圈Ls來產(chǎn)生共模電壓。由二極管RC以及平滑電容Co形成的整流平滑電路連接到變壓器T次級線圈。整流平滑電路對在變壓器T次級線圈Ls中感生的電壓(ON/OFF控制脈沖電壓)進(jìn)行整流和平滑，并輸出直流輸出到負(fù)載4。
輸出電壓檢測電路5連接到平滑電容Co的兩端。輸出電壓檢測電路5檢測平滑電容Co的輸出電壓，并將代表檢測電壓和參考電壓之間差異的誤差電壓信號通過光電耦合器PC輸出到脈沖寬度調(diào)制(PWM)控制電路2。PWM控制電路2通過產(chǎn)生基于來自輸出電壓檢測電路5的誤差電壓信號的PWM信號，并通過根據(jù)PWM信號進(jìn)行操作地驅(qū)動電路3交替地接通或斷開開關(guān)元件QH和QL，從而調(diào)節(jié)負(fù)載4上的電壓。在這種情況中，PWM控制電路2通過在開關(guān)元件QH和QL的柵極交替地加電壓來交替地接通或斷開開關(guān)元件QH和QL。
接著，將參考圖2和3的時序圖描述傳統(tǒng)電流諧振類型開關(guān)電源的操作。
圖2顯示了在減小到傳統(tǒng)開關(guān)電源輸入電壓之前各部分的信號時序圖。圖3顯示了在減小到傳統(tǒng)開關(guān)電源輸入電壓之后各部分的信號時序圖。
這里在圖2和3中，參考號ILp標(biāo)記在初級線圈Lp上流過的電流。參考號VQL標(biāo)記開關(guān)元件QL兩端的電壓。參考號IQL標(biāo)記在開關(guān)元件QL上流過的電流。參考號IRC標(biāo)記在二極管RC上流過的電流。此外，諧振電抗器Lr充分小于初級線圈Lp的激勵電感，電壓諧振電容Crv充分小于電流諧振電容Cri。
首先，當(dāng)開關(guān)元件QL在時間幀T1接通的時候，電流按照如下順序的通路流動，即直流電源1的正電極，電流諧振電容Cri，初級線圈Lp，諧振電抗器Lr，開關(guān)元件QL，以及直流電源1的負(fù)電極。此時，電流IRC從次級線圈Ls流到二極管RC，并且次級線圈Ls上的電壓經(jīng)過了整流。由二極管RC整流的電壓通過電容Co進(jìn)行平滑，并且將直流輸出提供給負(fù)載4。因此，電流ILp在變壓器T的初級線圈Lp流動，該電流ILp等價于在激勵電流上歸因于電流諧振電容Cri和諧振電抗器Lr的諧振電流的疊加，該激勵電流歸因于初級線圈Lp、諧振電抗器Lr和電流諧振電容Cri中的諧振(對于電流IQL相同)。
接著，開關(guān)元件QL保持接通以在時間幀T2內(nèi)對電容Co充電。當(dāng)電流IRC停止流動時二極管RC斷開。歸因于電流諧振電容Cri，變壓器T的初級線圈Lp激勵電感，以及諧振感應(yīng)器Lr的諧振電流作為以正弦波形式的電流ILp，在變壓器T的初級線圈Lp流動(對于電流IQL相同)。
接著，在時間幀T3斷開開關(guān)元件QL并接通開關(guān)元件QH。此時，在變壓器T初級線圈Lp激勵電感，諧振電抗器Lr，以及電流諧振電容Cri中積累的電荷由開關(guān)元件QH作為歸因于電流諧振電容Cri，變壓器T初級線圈Lp激勵電感，以及諧振電抗器Lr的諧振電流放電。接著，正弦波形式的電流ILp流動并且變壓器T磁芯復(fù)位。
接著，當(dāng)輸入電壓調(diào)低，通過延長開關(guān)元件QH的接通期間接通期間調(diào)高了升壓率。然而，PWM控制電路2正在進(jìn)行PWM控制。因此，如圖3所示，開關(guān)元件QL接通期間接通期間變得短于圖2所示開關(guān)元件QL的接通期間接通期間，其等于開關(guān)元件QH接通期間接通期間延長量。因此，允許僅有歸因于電流諧振電容Cri，變壓器T初級線圈Lp，以及變壓器T初級線圈Lp激勵電感的諧振電流流動的時間(相應(yīng)于時間幀T2)變短了。
當(dāng)輸入電壓調(diào)的更低時，時間不再允許僅有歸因于電流諧振電容Cri，變壓器T初級線圈Lp，以及變壓器T的初級線圈Lp的激勵電感的諧振電流流動。因此，歸因于電流諧振電容Cri和諧振電抗器Lr的諧振電流在變壓器T初級線圈Lp流動，從而當(dāng)能量從變壓器初級側(cè)轉(zhuǎn)移到次級側(cè)的時候，初級側(cè)的開關(guān)元件QL斷開。此時，產(chǎn)生了比歸因于電流諧振電容Cri以及諧振電抗器Lr的諧振電流更為陡峭的電流變化。
同時，美國專利第5808879號中揭示了一種DC-DC轉(zhuǎn)換器。該DC-DC轉(zhuǎn)換器包括半導(dǎo)體開關(guān)半橋，并配置為根據(jù)PWM控制來操作電壓變換器，該電壓變換器為通過將包括變壓器初級線圈和電容的串聯(lián)電路連接到半橋而形成。
同時，日本未審查公開專利第2003-9525號中揭示了另一種電壓變換器。該電壓變換器通過設(shè)置電容器電容使得歸因于電容器和與變壓器初級線圈串聯(lián)的變壓器泄漏電感的諧振頻率變得大于半導(dǎo)體開關(guān)操作頻率半值，執(zhí)行PWM控制。
美國專利第5808879號中揭示的DC-DC變換器以及日本未審查公開專利第2003-9525號中揭示的電壓變換器配置為通過在當(dāng)電流在次級側(cè)的二極管RC中流動的時間期間內(nèi)切換主級側(cè)的開關(guān)元件接通/斷開狀態(tài)來執(zhí)行PWM控制。因此，產(chǎn)生了比歸因于電流諧振電容Cri以及諧振電抗器Lr的諧振電流更為陡峭的電流變化。
如上所述，當(dāng)配置為將半導(dǎo)體開關(guān)連接到半橋并同時將包括變壓器初級線圈和電容的串聯(lián)電路連接到半橋(如圖1所示)的諧振類型開關(guān)電源進(jìn)行PWM控制時，初級側(cè)開關(guān)元件的切換定時在次級側(cè)二極管導(dǎo)通的時間期間內(nèi)發(fā)生。此外，變壓器初級線圈的電流(變壓器初級側(cè)開關(guān)元件中的流動的電流)以及與諧振電流變化相比較為急劇的二極管電流變化，導(dǎo)致了噪聲產(chǎn)生。
此外，美國專利第5808879號中揭示的DC-DC變換器以及日本未審查公開專利第2003-9525號中揭示的電壓變換器配置為在當(dāng)能量從初級側(cè)提供到次級側(cè)時并且由歸因于諧振電抗器和電流諧振電容的諧振電流引起電流在次級側(cè)二極管流動時的時間期間內(nèi)切換初級側(cè)的開關(guān)元件。此時，歸因于變壓器初級線圈的激勵電感和電流諧振電容的諧振電流，以及歸因于泄漏電感以及電流諧振電容的諧振電流在初級側(cè)開關(guān)元件流動。因此，變壓器初級側(cè)電流(初級側(cè)開關(guān)元件中流動的電流)以及二極管電流中發(fā)生很大變化，其產(chǎn)生了噪聲。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種能夠抑制歸因于輸入輸出變化的噪聲增加的電流諧振類型開關(guān)電源，從而達(dá)到高效率。
本發(fā)明提供的開關(guān)電源包括通過將第一和第二開關(guān)元件串聯(lián)在直流電源的兩端而形成的第一串聯(lián)電路；通過將諧振電容，諧振電抗器，以及變壓器主線圈串聯(lián)在第一開關(guān)元件的兩端而形成的第二串聯(lián)電路；配置為對變壓器次級線圈上產(chǎn)生的電壓進(jìn)行整流和平滑的整流平滑電路；以及配置為基于整流平滑電路的輸出電壓交替接通和斷開第一和第二開關(guān)元件的控制電路。其中，控制電路設(shè)置第二開關(guān)元件的接通期間為長于一諧振電流的周期半值的預(yù)定時間期間，并基于整流平滑電路的輸出電壓控制第一開關(guān)元件的接通期間，該諧振電流歸因于諧振電抗器以及諧振電容。根據(jù)本發(fā)明，控制電路設(shè)置第二開關(guān)元件的接通期間長于歸因于諧振電抗器以及電流諧振電容的諧振電流的周期半值。因此，即使在整流元件的接通期間被輸入輸出變化改變時，初級側(cè)的開關(guān)元件的切換也在次級側(cè)整流元件適時斷開以后進(jìn)行。換而言之，初級側(cè)開關(guān)元件的切換在歸因于電流諧振電容以及諧振電抗器的諧振電流(從初級側(cè)傳遞到次級側(cè))變?yōu)榱阒筮M(jìn)行。因此，可以抑制歸因于輸入輸出變化的噪聲增加，從而達(dá)到高效率。
此外，由于歸因于電流諧振電容以及諧振電抗器的諧振電流周期固定，第一開關(guān)元件的接通寬度(接通期間)固定在長于諧振電流周期半值的預(yù)定時間期間內(nèi)。因此，只需要調(diào)整第二開關(guān)元件的接通寬度。以這種方式，可以通過改變切換頻率增加控制范圍。
同時，也可以將第一開關(guān)元件連接到直流電源正電極，并可以將第二開關(guān)元件連接到直流電源負(fù)電極。
根據(jù)本發(fā)明，第一開關(guān)元件連接到直流電源正電極，同時第二開關(guān)元件連接到直流電源負(fù)電極，并且第二開關(guān)元件接通寬度固定。因此，可以在第二開關(guān)元件接通的時間期間內(nèi)可靠地產(chǎn)生用于驅(qū)動第一開關(guān)元件的電力。因此，不需要準(zhǔn)備用于驅(qū)動連接到直流電源正電極的第一開關(guān)元件的分離高壓電源。
同時，控制電路可以包括配置為在當(dāng)電容充電電壓通過使用響應(yīng)輸出電壓而流動的電流對電容充電而從第一閾值轉(zhuǎn)變?yōu)榈诙撝档念A(yù)定時間期間內(nèi)接通第一開關(guān)元件的第一開關(guān)元件控制單元，以及配置為將電容電荷從第二閾值放電到第一閾值，并且在通過使用預(yù)定電流對電容充電而使電容充電電壓從第一閾值轉(zhuǎn)變到第二閾值的時間期間內(nèi)接通第二開關(guān)元件的第二元件控制單元。
根據(jù)本發(fā)明，控制電路在電容充電電壓通過使用響應(yīng)輸出電壓而流動的電流對電容充電而從第一閾值轉(zhuǎn)變?yōu)榈诙撝档念A(yù)定時間期間內(nèi)接通第一開關(guān)元件，并在通過由應(yīng)用單電容來使用預(yù)定電流對電容充電而使電容充電電壓從第一閾值轉(zhuǎn)變到第二閾值的時間期間內(nèi)接通第二開關(guān)元件。這樣，可以固定第二開關(guān)元件的接通期間并可變地控制第一開關(guān)元件的接通期間。
同時，控制電路可以包括配置為在當(dāng)?shù)谝浑娙莩潆婋妷和ㄟ^使用響應(yīng)輸出電壓而流動的電流對第一電容充電而從充電起始電壓轉(zhuǎn)變?yōu)榈谝活A(yù)定電壓的時間期間內(nèi)接通第一開關(guān)元件的第一開關(guān)元件控制單元，以及配置為在通過使用預(yù)定電流對第二電容充電而使第二電容充電電壓充電起始電壓轉(zhuǎn)變?yōu)榈诙A(yù)定電壓的時間期間內(nèi)接通第二開關(guān)元件的第二元件控制單元。
根據(jù)本發(fā)明，通過使用第二開關(guān)元件控制單元和第二電容固定了第二開關(guān)元件地接通期間。同時，可以通過使用第一開關(guān)元件控制單元和第一電容可變地控制第一開關(guān)元件的接通期間，并可以同樣可變地控制第二開關(guān)元件的斷開時間。


圖1為傳統(tǒng)開關(guān)電源電路結(jié)構(gòu)圖。
圖2顯示了在減小到傳統(tǒng)開關(guān)電源輸入電壓之前各部分的信號時序圖。
圖3顯示了在減小到傳統(tǒng)開關(guān)電源輸入電壓之后各部分的信號時序圖。
圖4為根據(jù)本發(fā)明第一實施例的開關(guān)電源的電路結(jié)構(gòu)圖。
圖5的電路結(jié)構(gòu)圖顯示了用于產(chǎn)生具有固定接通寬度以及可變斷開寬度的脈沖信號的脈沖比例控制(PRC)電路的例子。
圖6顯示了圖5所示PRC電路中各部分工作波形的時序圖。
圖7顯示了第一實施例開關(guān)電源各部分信號時序圖。
圖8顯示了在減小到第一實施例開關(guān)電源輸入電壓之前各部分的信號時序圖。
圖9顯示了在減小到第一實施例開關(guān)電源輸入電壓之后各部分的信號時序圖。
圖10的曲線圖顯示了脈沖比控制下開關(guān)元件QL負(fù)荷比和輸出電壓之間關(guān)系。
圖11的曲線圖顯示了脈沖寬度調(diào)制控制下開關(guān)元件QL負(fù)荷比和輸出電壓之間關(guān)系。
圖12的電路結(jié)構(gòu)圖顯示了用于驅(qū)動開關(guān)元件QL和QH的驅(qū)動電路的例子。
圖13的電路結(jié)構(gòu)圖顯示了嵌入在根據(jù)本發(fā)明第二實施例的開關(guān)電源中的PRC電路的另一個例子。
圖14顯示了圖13所示PRC電路中各部分工作波形的時序圖。
具體實施例方式
現(xiàn)在參考附圖詳細(xì)描述根據(jù)本發(fā)明的開關(guān)電源實施例。
本發(fā)明配置為通過設(shè)置第二開關(guān)元件的接通期間大于歸因于諧振電抗器以及電流諧振電容的諧振電流的周期半值，不論輸入和輸出條件如何，在二極管適時關(guān)閉之后接通初級側(cè)的開關(guān)元件。換而言之，本發(fā)明配置為在將要從初級側(cè)傳遞到次級側(cè)的、歸因于電流諧振電容以及諧振電抗器的諧振電流變?yōu)榈扔诹阒蠼油ǔ跫墏?cè)的開關(guān)元件。以這種方式，本發(fā)明抑制了歸因于輸入輸出變化的噪聲的增加，從而達(dá)到高效率。
圖4為根據(jù)本發(fā)明第一實施例的開關(guān)電源的電路結(jié)構(gòu)圖。第一實施例開關(guān)電源配置為在圖1所示傳統(tǒng)開關(guān)電源中應(yīng)用脈沖比控制(PRC)電路2a來代替PWM控制電路2。圖4所示其它特征與圖1所示傳統(tǒng)配置相同。相同部分賦予相同參考號并忽略相同部分的詳細(xì)描述。因此，這里只描述控制電路2a的配置。
傳統(tǒng)PWM控制電路2執(zhí)行PWM控制。相反，第一實施例PRC電路2a執(zhí)行PRC。PRC表示控制來固定開關(guān)元件接通寬度同時改變其斷開寬度?？蛇x擇的，PRC可以控制來固定開關(guān)元件斷開寬度同時改變其接通寬度。例如，這種控制用于回掃變換器。
圖5的電路結(jié)構(gòu)圖顯示了用于產(chǎn)生具有固定接通寬度以及可變斷開寬度的脈沖信號的PRC電路的例子。第一實施例開關(guān)電源配置為固定開關(guān)元件QL的接通寬度并變化開關(guān)元件QL的斷開寬度。因此其中使用圖5所示PRC電路2a。
圖5中晶體管Q1和Q2發(fā)射級連接到未顯示電源。晶體管Q1/Q2基極，和晶體管Q1的集電極連接在一起。晶體管Q1和Q2一起構(gòu)成電流反射鏡電路。
晶體管Q1集電極通過電阻R1連接到光電耦合器PC-b一端，光電耦合器PC-b另一端接地。晶體管Q2集電極通過電容C1接地。場效應(yīng)晶體管(FET)Q3與電容C1并聯(lián)。
比較器11配置為將在電容C1中充電的電壓輸入到變換端，并將第一閾值電壓VT1輸入到其非變換端。當(dāng)電容C1的電壓降到低于第一閾值電壓VT1，比較器11輸出高電平(H)到NAND電路13的復(fù)位端R。當(dāng)電容C1的電壓等于或高于第一閾值電壓VT1，比較器11輸出低電平(L)到NAND電路13的復(fù)位端R。
電容C2與電流源CC1串聯(lián)，而FET Q4與電容C2并聯(lián)。
比較器12配置為將在電容C2中充電的電壓輸入到變換端，并將第二閾值電壓VT2輸入到其非變換端。當(dāng)電容C2的電壓降到低于第二閾值電壓VT2，比較器12輸出高電平(H)到設(shè)置NAND電路14的設(shè)置端S。當(dāng)電容C2的電壓等于或高于第一閾值電壓VT2，比較器12輸出低電平(L)到NAND電路14的設(shè)置端S。
NAND電路13和14一起構(gòu)成復(fù)位/設(shè)置(RS)觸發(fā)器。NAND電路13輸入來自比較器11的輸出以及來自NAND電路14的輸出Q，并輸出輸出Q的反輸出。NAND電路14輸入來自比較器12的輸出以及來自NAND電路13的輸出(輸出Q的反輸出)，并輸出輸出Q。
NAND電路13的輸出連接到FET Q3的柵極。FET Q3柵極通過NOT電路15連接到FET Q4的柵極。NOT電路15對到FET Q3柵極的輸入進(jìn)行變換，并輸出到FET Q4的柵極。將NAND電路13的輸出通過緩沖器16輸出到驅(qū)動電路3作為PRC輸出信號VOUT。
晶體管Q1/Q2，光電耦合器PC-b，電容C1，晶體管Q3以及比較器11一起構(gòu)成本發(fā)明第一開關(guān)元件控制單元。恒定電流源CC1，電容C2，晶體管Q4，比較器12，以及NOT電路15一起構(gòu)成本發(fā)明第二開關(guān)元件控制單元。
接著，將描述根據(jù)本發(fā)明第一實施例的PRC電路2a。圖6顯示了圖5所示PRC電路中各部分工作波形的時序圖。
首先，輸出電壓檢測電路5檢測輸出電壓，并通過光電耦合器PC將代表檢測輸出電壓與參考電壓差異的誤差信號發(fā)送到控制電路2a。
在控制電路2a中，輸出電壓誤差信號在光電耦合器PC-b中流動。接著，等于光電耦合器PC-b中流動電流的電流IFB借助于由晶體管Q1/Q2以及電阻R1組成的電流反射鏡電路，通過晶體管Q2在電容C1流動。以這種方式，電容C1逐漸充電并且電壓VC1線性增加(例如圖6中從to到t1的時間間隔中所示)。
此時，電容C1電壓小于第一閾值電壓VT1。因此，比較器11輸出處于電位H。電容C2電壓在時間to變得等于第二閾值電壓VT2。因此，比較器12輸出位于電位L。此時，設(shè)置了復(fù)位/設(shè)置(RS)觸發(fā)器。從而，NAND電路14的輸出Q設(shè)置到H電位，同時NAND電路13的輸出設(shè)置到L電位，從而斷開了FET Q3。隨著FET Q3斷開，F(xiàn)ET Q4通過NOT電路15接通。
此外，由于電容C2中的電荷通過FET Q4放電，電容C2電壓VC2等于零。同時，代表NAND電路13輸出的L電位作為PRC輸出信號VOUT通過緩沖器16輸出到驅(qū)動電路3。
接著，例如當(dāng)電容C1電壓VC1在時間t1變得等于第一閾值電壓VT1，比較器11的輸出從H電位切換到L電位。同時，NAND電路14的輸出Q設(shè)置到L電位，同時NAND電路13的輸出設(shè)置到H電位。因此，F(xiàn)ET Q3接通。隨著FET Q3接通，F(xiàn)ET Q4通過NOT電路15斷開。同時，NAND電路13輸出的H電位作為PRC輸出信號VOUT通過緩沖器16輸出到驅(qū)動電路3。
同時，電容C2由來自恒定電流源CC1的預(yù)定電流逐漸充電，并且例如從t1到t2的時間間隔電容C2電壓VC2線性增加。此時，電容C1電荷通過FETQ3放電。電容C1電壓VC1等于零。同時，比較器11輸出設(shè)置為H電位。
接著，例如當(dāng)電容C2電壓VC2在時間t2變得等于第二閾值電壓VT2，比較器12的輸出從H電位切換到L電位。同時，NAND電路14的輸出Q設(shè)置到H電位，同時NAND電路13的輸出設(shè)置到L電位。因此，F(xiàn)ET Q3斷開。隨著FET Q3斷開，F(xiàn)ET Q4通過NOT電路15接通。同時，NAND電路13輸出的L電位作為PRC輸出信號VOUT通過緩沖器16輸出到驅(qū)動電路3。這里比較器12的輸出設(shè)置到H電位。
注意到圖6顯示的例子中電流IFB隨著時間減小。圖6顯示了伴隨著電流IFB的減小，電容C1中積累特定電荷的充電時間(例如從to到t1的時間間隔)變長的形式。
將重復(fù)上述操作。這里，NAND電路13輸出構(gòu)成了觸發(fā)器，即，在響應(yīng)對應(yīng)于光電耦合器PC中流動電流的電流IFB，將電容C1電壓VC1從充電開始電壓充電直到達(dá)到第一閾值電壓VT1的時間間隔(例如從to到t1的時間間隔)中，PRC輸出信號VOUT設(shè)置為L電位。同時，在通過使用恒定電流源CC1將電容C2電壓VC2從充電開始電壓充電直到達(dá)到第二閾值電壓VT2的時間間隔(例如從t1到t2的時間間隔)中，PRC輸出信號VOUT設(shè)置為H電位。
因此，PRC輸出信號VOUT處于H電位的時間期間固定，而其處于L電位的時間期間隨著光電耦合器PC中流動電流(輸出電壓誤差信號)而變化。作為結(jié)果，PRC輸出信號VOUT成為包括具有固定數(shù)值脈沖寬度的H電位以及可變脈沖寬度L電位的脈沖信號。
PRC電路2a通過使用PRC輸出信號VOUT的H電位接通開關(guān)元件QL，并通過使用PRC輸出信號VOUT的L電位接通開關(guān)元件QH。此外，PRC電路2a設(shè)置開關(guān)元件QL接通期間大于歸因于諧振電抗器Lr以及電流諧振電容Cri的諧振電流的周期Ta半值Ta/2的預(yù)定時間期間。這里周期Ta由下列方程(1)表示Ta＝1/f＝2·π·(Lr·Cri)1/2(1)實際上，提供了關(guān)閉時間，允許在切換開關(guān)元件QL和QH接通和斷開狀態(tài)時同時斷開兩個開關(guān)元件。
接著，將參考圖7所示各部分時序圖詳細(xì)描述配置為通過使用圖5所示控制電路2a在開關(guān)元件QL和QH實現(xiàn)PRC的開關(guān)電源的操作。
圖7中，參考號ILp標(biāo)記在初級線圈Lp上流過的電流。參考號VQL標(biāo)記開關(guān)元件QL兩端的電壓。參考號IQL標(biāo)記在開關(guān)元件QL上流過的電流。參考號IRC標(biāo)記在二極管RC上流過的電流。參考號VQLG標(biāo)記要加到開關(guān)元件QL柵極上的柵電壓信號。參考號VQHG標(biāo)記要加到開關(guān)元件QH柵極上的柵電壓信號。
這里，柵電壓信號VQLG與圖5所示PRC輸出信號VOUT相同，并且柵電壓信號VQHG基于圖5所示的PRC輸出信號VOUT產(chǎn)生。
首先，在時間幀T1，開關(guān)元件QL由柵電壓信號VQLG接通，并且開關(guān)元件QH由柵電壓信號VQHG斷開。此時，電流按照如下順序的通路流動，即直流電源1的正電極，電流諧振電容Cri，初級線圈Lp，諧振電抗器Lr，開關(guān)元件QL，以及直流電源1的負(fù)電極。
電流IRC從次級線圈Ls流到二極管RC，并且次級線圈Ls上的電壓經(jīng)過了整流。由二極管RC整流的電壓通過電容Co進(jìn)行平滑，并且將直流輸出提供給負(fù)載4。因此，電流ILp在變壓器T的初級線圈Lp流動，該電流ILp等價于在激勵電流上歸因于電流諧振電容Cri和諧振電抗器Lr的諧振電流的疊加，該激勵電流歸因于初級線圈Lp、諧振電抗器Lr和電流諧振電容Cri中的諧振(對于電流IQL相同)。
在時間幀T2內(nèi)開關(guān)元件QL接通而開關(guān)元件QH斷開。當(dāng)電容Co完全充電并且電流IRC停止流動時二極管RC斷開。歸因于電流諧振電容Cri，變壓器T的初級線圈Lp激勵電感，以及諧振電抗器Lr的諧振電流作為電流ILp，以正弦波形式在變壓器T的初級線圈Lp流動(對于電流IQL相同)。
在時間幀T3，開關(guān)元件QH保持?jǐn)嚅_而開關(guān)元件QL由柵電壓信號VQLG斷開。此時，電壓諧振電容Crv的電壓由歸因于諧振電抗器Lr以及電壓諧振電容Crv的諧振而降低，從而增加了開關(guān)元件QL的電壓VQL。
在時間幀T4，開關(guān)元件QH由柵電壓信號VQHG接通而開關(guān)元件QL保持?jǐn)嚅_。此時，歸因于變壓器T初級線圈Lp的激勵電感以及電流諧振電容Cri的諧振電流以逐漸減小的方式流動通過位于第一位置的二極管D1。
此后，在變壓器T初級線圈Lp激勵電感，諧振電抗器Lr，以及電流諧振電容Cri中積累的電荷由開關(guān)元件QH作為歸因于電流諧振電容Cri，變壓器T初級線圈Lp激勵電感，以及諧振電抗器Lr的諧振電流放電。具體而言，變換了電流方向，并且反方向的電流以逐漸增加方式流過開關(guān)元件QH。通過這種緩變正弦波形式的電流ILp，變壓器T釋放激勵能量并接著復(fù)位。
在時間幀T5，開關(guān)元件QH由柵電壓信號VQHG斷開而開關(guān)元件QL也斷開。此時，電壓諧振電容Crv的電壓由歸因于電壓諧振電容Crv，變壓器T初級線圈Lp激勵電感，以及諧振電抗器Lr的諧振而增加。此后，開關(guān)元件QL接通并且情況回到時間幀T1中的狀態(tài)。
重復(fù)上述操作，從而直流電源1的直流電壓轉(zhuǎn)換為另一個直流電壓。開關(guān)元件QL接通期間由圖5所示PRC電路2a設(shè)置為恒定值，該恒定值大于歸因于諧振電抗器Lr以及諧振電容Cri的諧振電流的周期Ta半值Ta/2。由圖5所示PRC電路2a根據(jù)誤差信號調(diào)節(jié)開關(guān)元件QH的接通期間，從而控制輸出電壓。
這里，開關(guān)元件QL接通期間等于時間幀T1和T2總的時間期間，其對應(yīng)于柵電壓信號VQLG的H電位時期。開關(guān)元件QH接通期間等于時間幀T4，其對應(yīng)于柵電壓信號VQHG的H電位時期。
圖8顯示了在減小到第一實施例開關(guān)電源輸入電壓之前各部分的信號時序圖，其對應(yīng)于圖2的傳統(tǒng)例子。圖9顯示了在減小到第一實施例開關(guān)電源輸入電壓之后各部分的信號時序圖，對應(yīng)于圖3的傳統(tǒng)例子。
在圖3中，對應(yīng)圖7中時間幀T3的部分當(dāng)輸入電壓減小時變短了。當(dāng)輸入電壓進(jìn)一步減小，該時間幀T3在圖3中消失了。
反之，在第一實施例的圖8和圖9中，開關(guān)元件QL的接通期間Ton固定設(shè)置為大于歸因于諧振電抗器Lr以及諧振電容Cri的諧振電流的周期Ta半值Ta/2的恒定數(shù)值。因此，對應(yīng)圖7中所示時間幀T3的部分即使在輸入電壓改變的情況下也保持不變。同時，開關(guān)元件QH的接通期間當(dāng)輸入電壓減小的時候變長。由于在初級線圈Lp上流過的電流相同，傳輸?shù)酱渭墏?cè)輸出的能量當(dāng)開關(guān)元件QL接通的時候變?yōu)橄嗤?br> 如上所述，第一實施例的開關(guān)電源配置為將開關(guān)元件QL的接通寬度固定為大于歸因于諧振電抗器Lr以及諧振電容Cri的諧振電流的周期半值的時間期間。因此，即使次級側(cè)的二極管RC的接通期間被輸入和輸出的變化所改變，也可以在次級側(cè)二極管RC適時斷開之后(或者換而言之，在歸因于諧振電抗器Lr以及諧振電容Cri的，要從初級側(cè)傳輸?shù)酱渭墏?cè)的諧振電流變?yōu)榈扔诹阒?斷開開關(guān)元件QL。
因此，電流不會引起快于諧振頻率的電流變化。以這種方式，可以減小噪聲生成以及半導(dǎo)體元件上的應(yīng)力。因此，可以抑制歸因于輸入輸出變化的噪聲增加，從而達(dá)到高效率。
此外，激勵電流僅提供給對應(yīng)圖7所示時間幀T3的部分。因此如果該部分超乎尋常的長，那么效率會降低。由于在第一實施例中將開關(guān)元件QL的接通寬度固定，可以通過將接通寬度設(shè)置為最優(yōu)時間期間以減小效率的降低。
圖10的曲線圖顯示了PRC下開關(guān)元件QL負(fù)荷比和輸出電壓之間關(guān)系。圖11的曲線圖顯示了PWM控制下開關(guān)元件QL負(fù)荷比和輸出電壓之間關(guān)系。
圖10和11顯示了模擬開關(guān)元件QL負(fù)荷比和輸出電壓之間關(guān)系的例子，其中輸入電壓以及輸出電流通過使用第一實施例的PRC方法以及傳統(tǒng)PWM控制方法設(shè)置為常數(shù)。負(fù)荷比為開關(guān)元件QL接通期間與切換周期的比例。
在圖10所示根據(jù)第一實施例PRC方法的例子中，與負(fù)荷比中變化對應(yīng)的輸出電壓范圍大致從2V到55V。在圖11所示傳統(tǒng)PWM控制方法的例子中，與負(fù)荷比中變化對應(yīng)的輸出電壓范圍為大致從2V到27V。因此，根據(jù)第一實施例PRC方法的，與負(fù)荷比中變化對應(yīng)的輸出電壓的控制范圍是傳統(tǒng)PWM控制方法的兩倍。具體而言，PRC電路2a將開關(guān)元件QL接通期間固定在大于諧振電流周期Ta半值的預(yù)定時間期間并調(diào)節(jié)開關(guān)元件QH的接通寬度。以這種方式，可以通過改變切換頻率以擴(kuò)大控制范圍。
此外，圖4使用了通過將開關(guān)元件QL和QH串行連接而形成的半橋。在該例子中，為了驅(qū)動和接通加電勢(正性電極電勢)側(cè)的開關(guān)元件QH，需要在開關(guān)元件QH柵極加上高于開關(guān)元件QL源、漏之間所加電壓的電壓。因此，例如使用圖12所示驅(qū)動電路3a。
驅(qū)動電路3a包括開關(guān)SWL，整流平滑電路，以及開關(guān)SWH。開關(guān)SWL連接在PRC電路2a以及開關(guān)元件QL柵極之間。平滑整流電路包括要連接到PRC電路2a的二極管D51以及電容C51。開關(guān)SWH連接在二極管D51和電容C51的一個節(jié)點與開關(guān)元件QH柵極之間。
當(dāng)驅(qū)動電路3a中的開關(guān)SWL關(guān)閉，開關(guān)元件QL由來自PRC電路2a的信號接通。此時，電容C51由直流電源1通過二極管D51充電。
接著，打開開關(guān)SWL并關(guān)閉開關(guān)SWH。電容C51中所充電壓加在開關(guān)元件QH的柵極和源極之間，從而接通開關(guān)元件QH。通過使用驅(qū)動電路3a可以不需要特定電源而驅(qū)動開關(guān)元件QH。
然而，當(dāng)使用驅(qū)動電路3a，在接通開關(guān)元件QL的時候需要對電容C51完全充電。在傳統(tǒng)PWM控制方法的例子中，隨著輸入電壓的減小，增加了開關(guān)元件QH的接通寬度并減小了開關(guān)元件QL的接通寬度。
同時，存在配置為通過反轉(zhuǎn)與第一實施例變壓器次級線圈極性相關(guān)的變壓器次級線圈極性，在開關(guān)元件QH接通時將能量從主級側(cè)提供到次級側(cè)的控制方法。
在該方法中，當(dāng)負(fù)載變化時通過調(diào)節(jié)開關(guān)元件QL的接通寬度控制輸出。即，PRC電路可以將開關(guān)元件QH的接通期間設(shè)置在固定長度，而且基于輸出電壓可變地控制開關(guān)元件QL的接通期間。以這種方式，當(dāng)負(fù)載小時開關(guān)元件QL的接通寬度減少了。然而，在該控制方法中，在開關(guān)元件QL的接通寬度減少時不可以對電容51充分地充電。因此，可能存在不能保證用于接通開關(guān)元件QH的足夠電壓的情況。
相反，在第一實施例開關(guān)電源中，開關(guān)元件QL接通期間固定并設(shè)置為大于歸因于諧振電抗器Lr以及諧振電容Cri的諧振電流的周期半值。因此，可以在任何情況下對電容51完全充電。以這種方式，可以避免驅(qū)動開關(guān)元件QH的失敗。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明第一實施例的開關(guān)電源，開關(guān)元件QH連接到直流電源1的正電極而開關(guān)元件QL連接到直流電源1的負(fù)電極，并且開關(guān)元件QL接通期間固定。以這種方式，在開關(guān)元件QL接通期間期間內(nèi)，確定產(chǎn)生了開關(guān)元件QH的驅(qū)動電源。因此，不需要提供分離驅(qū)動電源來接通連接到直流電源1的正電極的開關(guān)元件QH。
第二實施例圖13的電路結(jié)構(gòu)圖顯示了嵌入在根據(jù)本發(fā)明第二實施例的開關(guān)電源中的PRC電路的另一個例子。第二實施例PRC電路配置為在一時間期間內(nèi)接通開關(guān)元件QH，該時間期間為通過使用響應(yīng)輸出電壓而流動的電流以單電容進(jìn)行電容充電，而使電容的充電電壓從第一閾值轉(zhuǎn)變?yōu)榈诙撝档臅r間期間。
PRC電路將電容電荷從第二閾值放電到第一閾值，并在電容充電電壓從第一閾值轉(zhuǎn)變到第二閾值的時間期間內(nèi)接通開關(guān)元件QL。具體而言，PRC電路固定開關(guān)元件QL的接通期間并可變地控制開關(guān)元件QH的接通期間。
在圖13中，F(xiàn)ET Q11和Q12的漏極連接到電源Vcc。FET Q11/Q12的柵極與FET Q11的源極連接在一起。FET Q11和Q12一起構(gòu)成電流反射鏡電路。電容Ct由電流反射鏡電路充電，電容Ct的電壓輸入到施密特(Schmidt)觸發(fā)器電路BUF1。
FET Q11源極連接到FET Q13和Q14的漏極。FET Q13的源極通過電流源CC1接地GND。FET Q14的源極通過電流源CC2接地GND。電流源CC1為配置為基于由來自輸出電壓檢測電路5的誤差信號所確定的光電耦合器PC1的電流來提供電流的可變電流源。同時，電流源CC2和CC3為配置為提供預(yù)定電流的恒定電流源。
要輸出到開關(guān)元件QH柵極的柵極信號加到FET Q13的柵極。要輸出到開關(guān)元件QL柵極的柵極信號加到FET Q14的柵極。FET Q13和Q14由這些柵極信號交替地接通或斷開，從而交替地切換到電容Ct的充電電流。
FET Q12的源極連接到二極管D3的正極。二極管D3的負(fù)極連接到電容Ct的一端，F(xiàn)ET Q15的漏端，以及施密特觸發(fā)器電路BUF1輸入端。電容Ct另一端接地GND。FET Q15的源極通過電流源CC3接地GND。
施密特觸發(fā)器電路BUF1在電容Ct電壓從第一閾值電壓Vt1轉(zhuǎn)變到高于第一閾值電壓的第二閾值電壓Vt2的時間期間內(nèi)保持L電位。當(dāng)電容Ct電壓達(dá)到第二閾值電壓Vt2時設(shè)置施密特觸發(fā)器電路BUF1為H電位，并接著在從第二閾值電壓Vt2到第一閾值電壓Vt1的時間期間內(nèi)保持H電位。
施密特觸發(fā)器電路BUF1的輸出端與FET Q15的柵極連接到觸發(fā)器電路D-FF時鐘端CK以及NOT電路NOT1輸入端。觸發(fā)器電路D-FF的反相輸出連接到D端。
AND電路AND1計算觸發(fā)器電路D-FF輸出Q與NOT電路NOT1輸出的邏輯乘積，并將該邏輯乘積輸出作為柵極信號輸出到開關(guān)元件QH。AND電路AND2計算觸發(fā)器電路D-FF的反相輸出與NOT電路NOT1輸出的邏輯乘積，并將該邏輯乘積輸出作為柵極信號輸出到開關(guān)元件QL。
晶體管Q11/Q12/Q13，電流源CC1，以及電容Ct一起構(gòu)成本發(fā)明第一開關(guān)元件控制單元。晶體管Q11/Q12/Q14/Q15，電流源CC2/CC3，以及電容Ct一起構(gòu)成本發(fā)明第二開關(guān)控制單元。
接著，將參考圖14所示時序圖詳細(xì)描述本發(fā)明第二實施例PRC電路的工作。
首先，當(dāng)時間t0之前觸發(fā)器電路D-FF的輸出Q設(shè)置為H電位時，AND電路AND1的輸出，即到開關(guān)元件QH的柵極信號設(shè)置為H電位。FET Q13由H電位接通。因此，操作了包含電流源CC1，F(xiàn)ET Q11和Q12的電流反射鏡電路，并且電容Ct由來自光電耦合器PC的電流充電。
接著，當(dāng)電容Ct電壓在時間t0達(dá)到第二閾值電壓Vt2時，施密特觸發(fā)器電路BUF1輸出被反相到H電位。觸發(fā)器電路D-FF的輸出由施密特觸發(fā)器電路BUF1的信號反相。具體而言，將輸出Q設(shè)置為L電位并且其反相輸出設(shè)置為H電位。將AND電路AND1的輸出設(shè)置為L電位。因此，將到開關(guān)元件QH的柵極信號設(shè)置為L電位并從而斷開開關(guān)元件QH。此時，將FET Q13斷開來停止對電容Ct充電。同時，將施密特觸發(fā)器電路BUF1輸出設(shè)置為H電位，從而接通FET Q15。因此，電容Ct由電流源CC3的預(yù)定電流放電。因此，電容Ct電壓從時間t0開始線性降低。
接著，當(dāng)電容Ct電壓在時間t1達(dá)到第一閾值電壓Vt1時，施密特觸發(fā)器電路BUF1輸出被反相到L電位。施密特觸發(fā)器電路BUF1輸出通過NOT電路NOT1輸入到AND電路AND2。因此AND電路AND2設(shè)置到H電位來接通開關(guān)元件QL。同時，接通開關(guān)元件Q14來操作包含電流源CC2，F(xiàn)ET Q11和Q12的電流反射鏡電路。以這種方式，電容Ct由來自電流源CC2的預(yù)定電流充電。
接著，當(dāng)電容Ct電壓在時間t2達(dá)到第二閾值電壓Vt2時，施密特觸發(fā)器電路BUF1輸出被反相到H電位。觸發(fā)器電路D-FF的輸出也被反相。具體而言，將輸出Q設(shè)置到H電位并且從而將其反相輸出設(shè)置到L電位。AND電路AND2的輸出被設(shè)置到L電位來斷開開關(guān)元件QL。因此，F(xiàn)ET Q14斷開以停止對電容Ct充電。同時，將施密特觸發(fā)器電路BUF1的輸出設(shè)置到H電位。因此，接通FET Q15并且電容Ct由電流源CC3的預(yù)定電流放電。
接著，當(dāng)電容Ct電壓在時間t3達(dá)到第一閾值電壓Vt1，施密特觸發(fā)器電路BUF1輸出被反相到L電位。施密特觸發(fā)器電路BUF1輸出通過NOT電路NOT1輸入到AND電路AND1。因此AND電路AND1的輸出被設(shè)置到H電位來接通開關(guān)元件QH。
通過重復(fù)上述操作交替地接通和斷開開關(guān)元件QL和QH。
如上所述，第二實施例的PRC電路配置為使用單電容Ct，并通過使用響應(yīng)輸出電壓的流動電流，即使用基于光電耦合器PC1電流的電流源CC1電流對電容Ct充電。PRC電路在電容Ct電壓從第一閾值電壓Vt1轉(zhuǎn)變到第二閾值電壓Vt2的時間期間(例如從t3到t4的時間間隔)內(nèi)接通開關(guān)元件QH。PRC電路將電容Ct的電荷從第二閾值電壓Vt2放電到第一閾值電壓Vt1(例如時間t3)，并接著通過使用預(yù)定恒定電流(來自電流源CC2的電流)對電容Ct充電。PRC電路在電容Ct的電壓從第一閾值電壓Vt1轉(zhuǎn)變到第二閾值電壓Vt2的時間期間(例如從t5到t6的時間間隔)內(nèi)接通開關(guān)元件QL。換而言之，PRC電路可以將開關(guān)元件QL接通期間設(shè)置到固定長度并可變地控制開關(guān)元件QH的接通期間。進(jìn)一步地，PRC電路可以將開關(guān)元件QH接通期間設(shè)置到固定長度并基于輸出電壓可變地控制開關(guān)元件QL的接通期間。
本發(fā)明可以應(yīng)用到例如DC-DC變換器或AC-DC變換器的開關(guān)電源。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源，包括通過將第一和第二開關(guān)元件串聯(lián)在直流電源的兩端而形成的第一串聯(lián)電路；通過將諧振電容，諧振電抗器，以及變壓器主線圈串聯(lián)在第一開關(guān)元件的兩端而形成的第二串聯(lián)電路；配置為對變壓器次級線圈上產(chǎn)生的電壓進(jìn)行整流和平滑的整流平滑電路；以及配置為基于整流平滑電路的輸出電壓交替接通和斷開第一和第二開關(guān)元件的控制電路，其中，控制電路設(shè)置第二開關(guān)元件的接通期間為長于一諧振電流的周期半值的預(yù)定時間期間，并基于整流平滑電路的輸出電壓控制第一開關(guān)元件的接通期間，該諧振電流歸因于諧振電抗器以及諧振電容。
2.如權(quán)利要求1所述開關(guān)電源，其中，第一開關(guān)元件連接到直流電源的正電極，以及第二開關(guān)元件連接到直流電源的負(fù)電極。
3.如權(quán)利要求1所述開關(guān)電源，所述控制單元進(jìn)一步包括配置為在通過使用響應(yīng)輸出電壓而流動的電流對電容充電，而使電容充電電壓從第一閾值轉(zhuǎn)變?yōu)榈诙撝档臅r間期間內(nèi)，接通第一開關(guān)元件的第一開關(guān)元件控制單元；以及配置為將電容中的電荷從第二閾值放電到第一閾值，并且通過使用預(yù)定電流對電容充電而使電容充電電壓從第一閾值轉(zhuǎn)變到第二閾值的時間期間內(nèi)，接通第二開關(guān)元件的第二開關(guān)元件控制單元。
4.如權(quán)利要求2所述開關(guān)電源，所述控制單元進(jìn)一步包括配置為通過使用響應(yīng)輸出電壓而流動的電流對電容充電，而使電容充電電壓從第一閾值轉(zhuǎn)變?yōu)榈诙撝档臅r間期間內(nèi)，接通第一開關(guān)元件的第一開關(guān)元件控制單元；以及配置為將電容中的電荷從第二閾值放電到第一閾值，并且通過使用預(yù)定電流對電容充電而使電容充電電壓從第一閾值轉(zhuǎn)變到第二閾值的時間期間內(nèi)，接通第二開關(guān)元件的第二開關(guān)元件控制單元。
5.如權(quán)利要求1所述開關(guān)電源，所述控制單元進(jìn)一步包括配置為通過使用響應(yīng)輸出電壓而流動的電流對第一電容充電，而使第一電容充電電壓從充電起始電壓轉(zhuǎn)變?yōu)榈谝活A(yù)定電壓的時間期間內(nèi)接通第一開關(guān)元件的第一開關(guān)元件控制單元；以及配置為通過使用預(yù)定電流對第二電容充電，而使第二電容充電電壓從充電起始電壓轉(zhuǎn)變?yōu)榈诙A(yù)定電壓的時間期間內(nèi)接通第二開關(guān)元件的第二開關(guān)元件控制單元。
6.如權(quán)利要求2所述開關(guān)電源，所述控制單元進(jìn)一步包括配置為通過使用響應(yīng)輸出電壓而流動的電流對第一電容充電，而使第一電容充電電壓從充電起始電壓轉(zhuǎn)變?yōu)榈谝活A(yù)定電壓的時間期間內(nèi)接通第一開關(guān)元件的第一開關(guān)元件控制單元；以及配置為通過使用預(yù)定電流對第二電容充電，而使第二電容充電電壓從充電起始電壓轉(zhuǎn)變?yōu)榈诙A(yù)定電壓的時間期間內(nèi)接通第二開關(guān)元件的第二開關(guān)元件控制單元。
7.一種開關(guān)電源，包括通過將第一和第二開關(guān)元件串聯(lián)在直流電源的兩端而形成的第一串聯(lián)電路；通過將諧振電容，諧振電抗器，以及變壓器主線圈串聯(lián)在第一開關(guān)元件的兩端而形成的第二串聯(lián)電路；配置為對變壓器次級線圈上產(chǎn)生的電壓進(jìn)行整流和平滑的整流平滑電路；以及配置為基于整流平滑電路的輸出電壓交替接通和斷開第一和第二開關(guān)元件的控制電路，其中控制電路設(shè)置第二開關(guān)元件的接通期間為長于一諧振電流的周期半值的預(yù)定時間期間，并基于整流平滑電路的輸出電壓控制第二開關(guān)元件的接通期間，該諧振電流歸因于諧振電抗器以及諧振電容。
8.如權(quán)利要求7所述開關(guān)電源，所述控制單元進(jìn)一步包括配置為在通過使用響應(yīng)輸出電壓而流動的電流對電容充電，而使電容充電電壓從第一閾值轉(zhuǎn)變?yōu)榈诙撝档臅r間期間內(nèi)，接通第二開關(guān)元件的第二開關(guān)元件控制單元；以及配置為將電容中的電荷從第二閾值放電到第一閾值，并且通過使用預(yù)定電流對電容充電而使電容充電電壓從第一閾值轉(zhuǎn)變到第二閾值的時間期間內(nèi)，接通第一開關(guān)元件的第一開關(guān)元件控制單元。
9.如權(quán)利要求7所述開關(guān)電源，所述控制單元進(jìn)一步包括配置為通過使用響應(yīng)輸出電壓而流動的電流對第一電容充電，而使第一電容充電電壓從充電起始電壓轉(zhuǎn)變?yōu)榈谝活A(yù)定電壓的時間期間內(nèi)接通第二開關(guān)元件的第二開關(guān)元件控制單元；以及配置為通過使用預(yù)定電流對第二電容充電，而使第二電容充電電壓從充電起始電壓轉(zhuǎn)變?yōu)榈诙A(yù)定電壓的時間期間內(nèi)接通第一開關(guān)元件的第一開關(guān)元件控制單元。
全文摘要
一種開關(guān)電源，包括通過將第一和第二開關(guān)元件串聯(lián)在直流電源的兩端而形成的第一串聯(lián)電路；通過將諧振電容，諧振電抗器，以及變壓器主線圈串聯(lián)在第一開關(guān)元件的兩端而形成的第二串聯(lián)電路；配置為對變壓器次級線圈上產(chǎn)生的電壓進(jìn)行整流和平滑的整流平滑電路；以及配置為基于整流平滑電路的輸出電壓交替接通和斷開第一和第二開關(guān)元件的控制電路。其中，控制電路設(shè)置第二開關(guān)元件的接通期間為長于一諧振電流的周期半值的預(yù)定時間期間，并基于整流平滑電路的輸出電壓控制第一開關(guān)元件的接通期間，該諧振電流歸因于諧振電抗器以及諧振電容。
文檔編號H02M3/24GK1773825SQ20051011511
公開日2006年5月17日 申請日期2005年11月10日 優(yōu)先權(quán)日2004年11月11日
發(fā)明者大坂升平, 寺澤陽一, 京野羊一 申請人:三墾電氣株式會社