專利名稱：旋轉電機的控制裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及在感應電機、同步機等旋轉電機中，無需使用旋轉位置傳感器而可以 得到轉子位置信息來進行旋轉控制的旋轉電機的控制裝置。
背景技術：
為了高精度地控制旋轉電機的旋轉動作，需要旋轉電機的轉子位置信息、與旋轉 電機中流過的電流信息。此處，對于轉子位置信息，以往，通過在旋轉電機上另行安裝旋轉 位置傳感器而得到轉子位置信息。但是，在另行設置旋轉位置傳感器時，從成本削減、省空 間、可靠性的提高這樣的觀點出發(fā)，缺點較大，所以要求旋轉位置傳感器的無傳感器化。作為旋轉電機中的旋轉位置傳感器的無傳感器化的控制方法，主要有根據(jù)旋轉電 機的感應電壓來推測旋轉電機的轉子位置的方法、和利用突極性(saliency)來推測旋轉 電機的轉子位置的方法。由于前者的方法中使用的感應電壓的大小具有與旋轉電機的速度 成比例這樣的特征，所以在零速、低速區(qū)域中感應電壓變小而S/N比惡化，而難以推測旋轉 電機的轉子位置。另一方面，后者的利用了突極性的方法雖然必需將用于推測旋轉電機的 轉子位置的轉子位置推測用信號注入到旋轉電機，但具有可以與旋轉電機的速度無關地推 測旋轉電機的轉子位置的優(yōu)點。因此，在零速、低速區(qū)域中進行位置檢測時，采用利用了突 極性的無傳感器控制法。以往，在這樣的利用了突極性的無傳感器控制法中，為了產(chǎn)生與旋轉電機的驅(qū)動 頻率不同的高頻信號(利用該高頻進行磁極轉子位置檢測)而作為轉子位置推測用的信 號，針對由載波信號產(chǎn)生器產(chǎn)生的具有任意的頻率的三相的載波信號，在移相器中以U相 為基準使V相的相位偏移角度Δ θ、使W相偏移2Δ θ，將它們通過比較器與電壓指令值進 行比較而產(chǎn)生切換(switching)信號，并輸入給逆變器電路。然后，使用帶通濾波器(BPF) 抽出通過在逆變器電路中利用切換信號對旋轉電機進行驅(qū)動而在旋轉電機中產(chǎn)生的三相 的高頻電流，接下來將這些三相的高頻電流通過坐標變換器變換成α軸、β軸、α ‘軸、 β ‘軸，取出電流的峰值，利用絕對值運算器與低通濾波器進行平均化處理，利用磁極位置 運算器推測θ (例如，參照專利文獻1)。另外，以往，作為其他利用了突極性的方法，已知有如下方法將與轉子或者磁通 矢量同步地旋轉的d_q軸正交坐標系用作控制坐標，對d軸勵磁電流指令值重疊高頻信號， 來檢測旋轉電機中流過的電流。然后，計算出對該電流進行三相· 二相變換而得到的二相 電流的平方和即檢測電流矢量的振幅的平方，計算出d軸勵磁電流指令值的平方與q軸轉 矩電流指令值的平方之和即指令值電流矢量的振幅的平方，根據(jù)從檢測電流矢量的振幅的 平方減去指令值電流矢量的振幅的平方而得到的值，運算與控制坐標的誤差，從而推測旋 轉電機的轉子位置(例如，參照專利文獻2)。另一方面，對于向旋轉電機流過的電流信息，以往，在逆變器等電壓施加單元與旋 轉電機之間設置多個電流傳感器，利用電流傳感器對在電壓施加單元與旋轉電機之間流過 的旋轉電機電流進行檢測。例如，在三相交流旋轉電機的情況下，在有三相的旋轉電機電流內(nèi)，利用兩個電流傳感器檢測至少二相。但是，在設置多個電流傳感器時，產(chǎn)生多余的成本。 因此，為了降低電流傳感器的成本，有如下方法對在作為逆變器等電壓施加單元的輸入的 直流電壓源與逆變器之間流過的直流母線電流(DC bus current)，僅使用一個電流傳感器 檢測電流值，根據(jù)檢測時的逆變器等電壓施加單元的各相開關(switch)的切換模式的差 異而運算出在旋轉電機的哪個相中流過電流。該方法存在如下問題雖然可以實現(xiàn)電流傳感器的成本降低，但在電壓指令值重 疊時或接近時、例如驅(qū)動旋轉電機的基波的調(diào)制率小的時候、在三相電壓指令值中的二相 的指令值重疊時等，逆變器等電壓施加單元的各相的切換元件大致同時進行切換而切換模 式的差異幾乎消失，所以無法判別在旋轉電機的哪個相中流過電流。作為解決該問題的方法，在以往技術中，提出了如下方法與無傳感器控制組合， 而準備三相載波，根據(jù)利用三相載波調(diào)制產(chǎn)生的高頻電流來推測轉子位置，并且利用在位 置推測中利用的三相載波，從而在驅(qū)動旋轉電機的基波的調(diào)制率小的時候，也使逆變器等 電壓施加單元的各相的切換元件的切換模式產(chǎn)生差異，通過對直流母線電流進行檢測，可 以判別在旋轉電機的哪個相中流過電流，從而運算向旋轉電機流過的電流(例如，參照非 專利文獻1)。專利文獻1 日本特開2003-52193號公報專利文獻2 日本特許3707528號公報 非專利文獻1 直流K ^電流的PWM高調(diào)波f利用乙t:磁極位置·電流它 > 寸> ^ IPM —夕O初期位置推定特性(平成17年電気學會産業(yè)応用大會1-100)在旋轉電機的控制用的市面銷售的通用微計算機中，利用一個載波信號對三相的 電壓指令進行PWM調(diào)制，但在專利文獻1中為了產(chǎn)生位置推測用信號而準備三相的載波信 號，并且，在非專利文獻1中，為了根據(jù)直流母線電流運算出向旋轉電機流過的電流而必需 準備三相的載波信號。這樣，在以往技術中需要準備三相的載波信號，所以難以利用市面銷 售的通用微計算機，存在無法廉價地構成這樣的問題。另外，由于使用三相的載波信號，所以在各個載波信號的波峰與波谷附近進行電 流取樣時，有時其他相的切換定時與電流取樣的時刻一致，電流的取樣受到由于逆變器的 ON、OFF引起的影響，而有時無法準確地取樣。另外，在專利文獻2的位置推測法中，由于使用電流指令與檢測電流這兩個信息 來進行位置推測，所以存在用于處理兩個信息來求出推測位置的運算處理增多這樣的問題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是為了解決上述問題而完成的，其目的在于提供一種旋轉電機的控制裝 置，即使僅使用單一的載波信號，并且不特別使用旋轉位置傳感器，也可以通過對旋轉電機 中流過的電流信息進行檢測，高精度地推測旋轉電機的轉子位置來進行控制。另外，另一目的在于，在根據(jù)直流母線電流判別在旋轉電機的哪個相中流過電流 的情況下，通過利用僅根據(jù)一個載波信號生成的位置推測用信號，通過簡單的結構，即使在 以往無法實現(xiàn)的電壓指令值重疊時或接近時，也可以根據(jù)直流母線電流運算出向旋轉電機 流過的電流。
本發(fā)明提供一種旋轉電機的控制裝置，用于進行旋轉電機的旋轉控制，其特征在 于，具備電流檢測單元，對上述旋轉電機中流過的旋轉電機電流進行檢測；位置推測單 元，根據(jù)由該電流檢測單元檢測出的旋轉電機電流，推測轉子位置；控制單元，根據(jù)使用該 位置推測單元推測的轉子位置，輸出電壓指令；脈沖寬度調(diào)制單元，輸出根據(jù)來自該控制單 元的上述電壓指令以及在脈沖寬度調(diào)制控制中使用的切換周期進行了脈沖寬度調(diào)制的邏 輯信號；以及電壓施加單元，根據(jù)從該脈沖寬度調(diào)制單元輸出的邏輯信號，對上述旋轉電機 施加驅(qū)動用的交流電壓，上述控制單元輸出的上述電壓指令，是對上述旋轉電機的驅(qū)動用 的基波電壓重疊了具有與上述切換周期的m倍相等的周期、并且在各相之間相位不同的位 置檢測用電壓，其中，m是3以上的整數(shù)。在該情況下，還可以構成為代替上述電流檢測單元而具備母線電流檢測單元，對在上述電壓施加單元與向該電壓施加單元提供直流電力的直流電壓源之間流過的母線電 流進行檢測；以及旋轉電機電流運算單元，根據(jù)使用該母線電流檢測單元檢測出的母線電 流、以及上述邏輯信號和上述電壓指令這兩者或者某一者，來運算在上述旋轉電機中流過 的上述旋轉電機電流。本發(fā)明的旋轉電機的控制裝置中，在控制單元對脈沖寬度調(diào)制單元輸出的電壓指 令中，對上述旋轉電機的驅(qū)動用的基波電壓重疊有具有與脈沖寬度調(diào)制控制中使用的切換 周期的m倍(m是3以上的整數(shù))相等的周期、并且在各相間相位不同的位置檢測用電壓，所 以在對上述旋轉電機施加了驅(qū)動用的交流電壓時，在旋轉電機中流過的旋轉電機電流中， 包括與上述位置檢測用電壓對應的頻率的位置檢測用交流電流。因此，在使用電流檢測單 元檢測到旋轉電機電流之后，利用位置推測單元抽出包含在該旋轉電機電流中的位置檢測 用交流電流，從而可以推測轉子位置。因此，即使僅使用單一的載波信號，并且不特別使用旋轉位置傳感器，通過對旋轉 電機中流過的旋轉電機電流進行檢測，也可以高精度地推測旋轉電機的轉子位置而進行控 制。另外，如果設為使用母線電流檢測單元對母線電流進行檢測，并且利用旋轉電機 電流運算單元根據(jù)母線電流、以及邏輯信號和電壓指令這兩者或者某一者，計算出在旋轉 電機中流過的旋轉電機電流，則可以削減電流檢測單元的數(shù)量而降低成本。而且，此時，如 上所述作為位置推測中使用的位置檢測用電壓，利用具有與切換周期的m倍(m是3以上的 整數(shù))相等的周期并且在各相中相位不同的三相交流電壓，從而即使在用于驅(qū)動旋轉電機 的三相的基波電壓為大致相同的值時(調(diào)制率小時、三相中的二相重疊時)，也可以通過簡 單的結構根據(jù)直流母線電流運算出向旋轉電機流過的電流。另外，控制單元的運算周期與切換周期相同或者設定成其倍數(shù)的情況較多，所以 在位置推測中使用的三相交流的位置檢測用電壓的周期并非切換周期的倍數(shù)的情況下，位 置檢測用電壓變得不連續(xù)，其時間平均值不成為零，所以產(chǎn)生起伏。但是，在本發(fā)明中，由于 將位置推測中使用的三相交流的位置檢測用電壓的周期設為與切換周期的m倍(m是3以 上的整數(shù))相等的周期，所以可以使位置檢測用電壓連續(xù)地變化，可以抑制產(chǎn)生起伏。


圖1是示出本發(fā)明的實施方式1中的旋轉電機的控制裝置的結構圖。
圖2是示出圖1的控制裝置具備的位置推測單元的詳細結構的結構圖。圖3是用于說明實施方式1的動作的說明圖。圖4是用于說明實施方式1的動作的說明圖。圖5是用于說明實施方式1的動作的說明圖。圖6是用于說明實施方式1的動作的說明圖。圖7是用于說明實施方式1的動作的說明圖。圖8是示出本發(fā)明的實施方式2中的控制裝置具備的位置推測單元的詳細結構的 結構圖。圖9是用于說明圖8的位置推測單元的動作的說明圖。圖10是示出本發(fā)明的實施方式3中的旋轉電機的控制裝置的結構圖。圖11是示出本發(fā)明的實施方式4中的旋轉電機的控制裝置的結構圖。圖12是用于說明本發(fā)明的實施方式5中的控制裝置的動作的說明圖。圖13是示出本發(fā)明的實施方式6中的旋轉電機的控制裝置的結構圖。圖14是示出根據(jù)直流母線電流運算旋轉電機電流的以往的旋轉電機的控制裝置 的結構圖。圖15是用于說明具有圖14的結構的旋轉電機的控制裝置的動作的說明圖。圖16是示出圖14所示的旋轉電機的控制裝置的電壓施加單元的結構圖。圖17是示出根據(jù)直流母線電流運算旋轉電機電流的以往的其他旋轉電機的控制 裝置的結構圖。圖18是用于說明具有圖17的結構的旋轉電機的控制裝置的動作的說明圖。圖19是用于說明在具有圖14或者圖17所示的結構的旋轉電機的控制裝置中，根 據(jù)直流母線電流運算旋轉電機電流的情況下的產(chǎn)生不良情況時的動作的說明圖。圖20是示出本發(fā)明的實施方式7中的旋轉電機的控制裝置的結構圖。圖21是用于說明圖20所示的旋轉電機的控制裝置的動作的說明圖。圖22是用于說明本發(fā)明的實施方式8中的控制裝置的動作的說明圖。圖23是用于說明本發(fā)明的實施方式8的動作的說明圖。圖24是示出本發(fā)明的實施方式9中的旋轉電機的控制裝置的結構圖。圖25是用于說明具有圖24的結構的旋轉電機的控制裝置的動作的說明圖。
具體實施例方式(實施方式1)圖1-圖7是示出本發(fā)明的實施方式1的圖，圖1是示出旋轉電機的控制裝置的整體的結構圖，圖2是示出圖1的位置推測單元的詳細結構的結構圖。另外，圖3-圖7是用 于動作說明的說明圖。在本實施方式1中，旋轉電機1例如是埋入磁鐵型的同步機，在該旋轉電機1上連 接了作為施加規(guī)定的控制電壓的電壓施加單元的逆變器6。另外，設置有對在逆變器6與 旋轉電機1之間流過的二相的旋轉電機電流iu、iv進行檢測的電流檢測單元2 ；求出旋轉 電機1的轉子位置的位置推測單元3 ；輸出對旋轉電機1施加的驅(qū)動電壓指令用的電壓指 令Vup *、Vvp *、Vwp *的控制單元4 (詳細情況后述)；以及輸出根據(jù)來自控制單元4的電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp *進行了脈沖寬度調(diào)制的邏輯信號Vul、Vvl, Vwl的脈沖寬度調(diào)制控 制單元5 (詳細情況后述)。上述控制單元4具有減法器42、d軸電流控制器7、q軸電流控制器8、坐標變換器 9、作為電壓指令單元的二相 三相變換器10、三相 二相變換器11、坐標變換器12，并且具 備位置檢測用電壓產(chǎn)生器14、以及加法器41。另外，脈沖寬度調(diào)制單元5具有作為切換周 期產(chǎn)生部的切換周期產(chǎn)生器13、與脈沖寬度調(diào)制控制器15。本實施方式1中的電流檢測單元2例如由變流器等構成，從連接旋轉電機1與逆 變器6的電力線(power line)中檢測U相電流iu與V相電流iv這二相的電流。但是，除 此以外，也可以在U相電流、V相電流、W相電流中檢測任意的二相的電流。另外，電流檢測 單元2也可以是對U相電流、V相電流、W相電流這三相電流進行檢測的方法?；蛘?，作為電 流檢測單元2，還可以通過使用了這樣的方法的運算來檢測，在該方法中，利用作為后述那 樣的逆變器6的輸入的直流母線電流。如后詳述，通過使位置檢測用電壓產(chǎn)生器14輸出的三相的位置檢測用電壓Vuh、 Vvh, Vwh重疊在旋轉電機驅(qū)動用的基波電壓Vup \ Vvp\ Vwp*,在利用電流檢測單元2檢 測的旋轉電機1的U相電流iu與V相電流iv這二相的旋轉電機電流中，包括具有與位置 檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh對應的頻率的位置檢測用交流電流成分。因此，位置推測單元3抽出在旋轉電機1中產(chǎn)生的旋轉電機中包含的高頻的位置 檢測用交流電流，根據(jù)該位置檢測用電流求出轉子位置的信息θ ρ并輸出，并且如圖2所 示，依次連接三相· 二相變換器19、傅立葉變換器20、兩個乘法器21、減法器22、以及位置 運算器23而構成。另外，設置有三相· 二相變換器19的原因在于，如果變換成二相電流， 則可以減少以后的位置推測中所需的信息量而使運算變得簡單。另外，傅立葉變換器20用 于抽出包含在旋轉電機電流中的位置檢測用交流電流。d軸電流控制器7使用比例積分控制等，輸出使用減法器42得到的d軸電流指令 值id*與作為坐標變換器12的輸出的id的偏差Aid消失那樣的d軸基波電壓Vd*。q軸 電流控制器8使用比例積分控制等，輸出使用減法器42得到的q軸電流指令值iq *與作為 坐標變換器12的輸出的iq的偏差Aiq消失那樣的q軸基波電壓Vq *。坐標變換器9使 用位置推測單元3輸出的轉子位置，將d軸基波電壓VcT與q軸基波電壓Vq *變換成固定 二軸(α-β軸)上的基波電壓V α *與νβ *。另外，二相 三相變換器10將基波電壓V α *與Vβ *變換成三相的正弦波形等的基波電壓Vu *、Vv *、Vw *。另一方面，三相· 二相變換器11將使用電流檢測單元2檢測的U相電流iu與V 相電流iv變換成固定二軸(α-β軸)上的電流ia與ii3。另外，坐標變換器12使用位 置推測單元3輸出的轉子位置的信息θ p，將i α、i β變換成旋轉二軸(d_q軸)電流id、 iq0切換周期產(chǎn)生器13將切換周期Tc的值輸出到脈沖寬度調(diào)制控制器15以及位置 檢測用電壓產(chǎn)生器14。另外，該切換周期Tc具有比三相的各基波電壓Vu\Vv\Vw*的周 期充分短的周期，考慮旋轉電機1的電氣特性、通過逆變器驅(qū)動產(chǎn)生的電磁噪音的頻率等 而將該切換周期Tc預先設定成最佳值。位置檢測用電壓產(chǎn)生器14產(chǎn)生具有與從切換周期產(chǎn)生器13提供的切換周期Tc 的m倍(m是3以上的整數(shù)，設為3以上的理由后述)相等的周期m *Tc、且相位不同的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh并輸出給加法器41。加法器41對從二相·三相變換器10輸出的基波電壓Vu *、Vv *、Vw *重疊從位置 檢測用電壓產(chǎn)生器14輸出的高頻(周期m · Tc)的位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh,將其作 為電壓指令Vup \Vvp * Vwp *而輸出到脈沖寬度調(diào)制控制器15。此處，如上所述將m設為3 以上的整數(shù)的理由在于，在m是1或者2時，無法使與切換周期Tc的m倍的周期m · Tc相 等的三相的位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh的各相具有相位差，甚至無法利用位置推測單元 3高精度地求出轉子位置的信息θ ρ。在上述結構中，利用控制單元4的加法器41對三相的基波電壓m *分 別獨立地重疊位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh而施加到旋轉電機1。在該情況下，作為位置 檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的矢量和的電壓矢量成為旋轉電壓而不是交變電壓。另外，交變 電壓是指，在三相交流電壓1周期中，將作為三相交流電壓的各相的矢量和的電壓矢量施 加在2方向以下。另外，旋轉電壓是指，在三相交流電壓1周期中，將作為三相交流電壓的 各相的矢量和的電壓矢量施加在3方向以上。作為位置檢測用電壓產(chǎn)生器14輸出的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的一個例子， 在圖3(a)中示出m = 4時的電壓波形，其中，切換周期Tc，位置檢測用電壓的周期Thv(= 4 · Tc)。另外，圖3(b)示出作為位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh的矢量和的電壓矢量Vsum 的矢量圖。另外，在圖3(a)中，使任意的值的+Vh與-Vh每隔兩個區(qū)間交替，使各相的相 位差為1區(qū)間而輸出。在該情況下，作為位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的矢量和的電壓矢 量Vsum，成為如圖3(b)所示在三相交流電壓1周期中在各區(qū)間Kl-K4(圖3(a))中依次取 Vsuml Vsum4的旋轉電壓。另外，各位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh是+Vh或者-Vh的區(qū)間不限于2區(qū)間，也 可以是1區(qū)間，或者，也可以如圖4所示設為3區(qū)間等。但是，在輸出與切換周期的m倍相 等的周期的相位不同的三相交流電壓的情況下，是+Vh或者-Vh的區(qū)間必須是1至(m-1) 之間的值，是+Vh的區(qū)間與是-Vh的區(qū)間合起來必須是m區(qū)間。另外，各相的相位差不限于 如圖3(a)所示的1區(qū)間，而也可以是2區(qū)間、3區(qū)間等。但是，在輸出與切換周期的m倍相 等的周期的相位不同的三相交流電壓的情況下，各相的相位差必須是1至(m-Ι)之間的值。 另外，位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh也可以不是圖3、圖4所示那樣的方形波，而通過正弦 波提供。脈沖寬度調(diào)制控制器15根據(jù)控制單元4輸出的電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp *與切 換周期產(chǎn)生器13輸出的切換周期Tc的值，產(chǎn)生提供到逆變器6的進行了脈沖寬度調(diào)制的 邏輯信號Vul、Vvl、Vwl。此處，作為脈沖寬度調(diào)制控制法，也可以使用(a)利用作為載波信 號的三角波Cs的脈沖寬度調(diào)制控制法、(b)利用作為載波信號的鋸齒波Wst的脈沖寬度調(diào) 制控制法、(c)利用瞬時空間電壓矢量Vs的脈沖寬度調(diào)制控制法等中的任一個。首先，對利用三角波Cs的脈沖寬度調(diào)制控制法進行說明。圖5是使用了利用三角 波Cs的脈沖寬度調(diào)制控制法的情況下的脈沖寬度調(diào)制動作波形。在該利用三角波Cs的脈 沖寬度調(diào)制控制法中，例如，將三角波Cs的周期Tcs設定成切換周期產(chǎn)生器13輸出的切換 周期Tc的2倍(即，Tcs = 2Tc)。使用圖5對利用脈沖寬度調(diào)制控制器15的具體的脈沖寬度調(diào)制動作進行說明。另 夕卜，在圖5中，電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp *是正弦波信號，但與三角波Cs的載波信號、位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh相比頻率低，所以直線狀地表示。另外，在電壓指令Vup *、Vvp *、 Vwp *中實際上重疊了位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh,但此處為了對脈沖寬度調(diào)制動作進行 說明，省略圖示。如圖5所示，將三角波Cs與電壓指令Vup *、Vvp\ Vwp *的大小關系分別進行比 較，在與三角波Cs的大小相比電壓指令VUp\Vvp\VWp*的大小更大時輸出Hi，在更小時 輸出Low的邏輯信號。另外，也可以將三角波Cs與電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp *的大小關系 分別進行比較，在與三角波Cs的大小相比電壓指令Vup \ Vvp\ Vwp *的大小更大時輸出 Low，在更小時輸出Hi的邏輯信號。接下來，對利用鋸齒波Wst的脈沖寬度調(diào)制控制法進行說明。圖6是使用了利用 鋸齒波Wst的脈沖寬度調(diào)制控制法的情況下的脈沖寬度調(diào)制動作波形。在利用鋸齒波Wst 的脈沖寬度調(diào)制控制法中，將鋸齒波Wst的周期Twst設為與切換周期產(chǎn)生器13輸出的切 換周期Tc相同。利用圖6對具體的脈沖寬度調(diào)制動作進行說明。如圖6所示，將鋸齒波Wst與電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp *的大小關系分別進行比 較，在與鋸齒波Wst的大小相比電壓指令Vup *、Vvp\ Vwp*的大小更大時輸出Hi，在更小 時輸出Low的邏輯信號。另外，還可以構成為將鋸齒波Wst與電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp * 的大小關系分別進行比較，在與鋸齒波Wst的大小相比電壓指令Vup \Vvp\ Vwp *的大小 更大時輸出Low，在更小時輸出Hi的邏輯信號。接下來，對利用瞬時空間電壓矢量Vs的脈沖寬度調(diào)制控制法進行說明。該脈沖寬 度調(diào)制控制法是如下那樣進行控制的方法將控制單元4輸出的電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp *的矢量和設為瞬時空間電壓矢量Vs，將邏輯信號Vul、Vvl、Vwl在任意時間Tf內(nèi)進行時間 分割而組合，以使大小·方向與該瞬時空間電壓矢量Vs —致，從而使邏輯信號的矢量和的 任意時間Tf中的平均與瞬時空間電壓矢量Vs—致。另外，在本實施方式中，將任意時間Tf 設為與切換周期產(chǎn)生器13輸出的切換周期Tc相同。使用圖7對具體的脈沖寬度調(diào)制動作進行說明。圖7是用于說明瞬時空間電壓矢量控制法的動作的說明圖，圖7(a)是示出脈沖寬 度調(diào)制控制器15輸出的邏輯信號的組合的圖，圖7(b)是通過圖7(a)的邏輯信號的組合得 到的八個電壓矢量的圖。對于圖7(a)以及(b)中的矢量VO與矢量V7，由于所有開關成為 Low或Hi，且不具有大小 方向，所以稱為零電壓矢量。例如，考慮如圖7(c)所示，提供控 制單元4輸出的電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp *的矢量和即瞬時空間電壓矢量Ns’并將該瞬時 空間電壓矢量Vs在任意時間Tf期間輸出的情況。瞬時空間電壓矢量Vs可以分割成矢量 Vl方向與矢量V2方向，將把瞬時空間電壓矢量Vs在矢量Vl方向上分割時的大小設為Vls， 將在矢量V2方向上分割時的大小設為V2s。然后，根據(jù)Vls、V2s，利用下面的式(1)、式(2)，計算出任意時間Tf期間中的矢量 Vl的輸出時間Tl與矢量V2的輸出時間T2。[式1]<formula>formula see original document page 10</formula>
[式2]<formula>formula see original document page 10</formula>
另外，利用下面的式(3)計算出任意時間Tf期間中的基于零電壓矢量的輸出時間 T30[式3]<formula>formula see original document page 11</formula>
如上所述，計算出輸出時間T1、T2、T3，根據(jù)各輸出時間Tl T3，如圖7(d)所示從 脈沖寬度調(diào)制控制器15中輸出矢量VI、矢量V2、矢量VO或矢量V7的邏輯信號的組合，從 而使任意時間Tf期間中的輸出的時間平均與瞬時空間電壓矢量Vs —致。另外，在輸出零電壓矢量的情況下，可以使用矢量VO與矢量V7兩個邏輯信號的組 合這兩方，但在從旋轉電機1的中性點觀察各相電壓時，不論是矢量VO與矢量V7中的哪一 個的情況下旋轉電機1的各相電壓都成為相同電位而沒有差異，所以無需使用矢量VO與矢 量V7這兩方，也可以僅使用某一方的組合。接下來，對位置推測單元3的動作進行說明。如圖2所示，三相· 二相變換器19從利用電流檢測單元2檢測的旋轉電機電流 iu、iv變換成α-β軸系的二相電流i as、i β s。如上所述對三相的基波電壓Vu *、Vv *、 Vw *，重疊比其高頻的位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh,從而在使用電流檢測單元2檢測的旋 轉電機電流中產(chǎn)生與位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh對應的高頻的位置檢測用交流電流，所 以接下來的傅立葉變換器20從作為三相 二相變換器19的輸出的二相電流i a s、i β s中 抽出位置檢測用交流電流的振幅(大小)I a s、I β s。接下來，為了使運算處理變得容易， 乘法器21對作為傅立葉變換器20的輸出的I a s、I β s分別進行平方，輸出(I a s · I a s) 與(I β s · I β s)。接下來，減法器22從(I β s · I β s)中減去(I a s · I a s)而輸出兩者的 差分Δ α β。然后，位置運算器23根據(jù)作為減法器22的輸出的差分Δ α β，運算出轉 子位置θ ρ。這樣求出的轉子位置θ ρ并不是使用傳感器等來直接檢測其位置而得到的，而是 通過運算求出的推測值。即，在本發(fā)明中求出轉子位置θ ρ是指，可以無傳感器地推測準確 的轉子位置。以下，對利用位置推測單元3求出轉子位置θρ的處理內(nèi)容進行更具體的說 明。在旋轉電機1例如是埋入磁鐵型同步機的情況下，可以通過下面的式(4)表示固 定正交坐標(α-β軸)中的電壓方程式。[式4]<formula>formula see original document page 11</formula>
其中，[Va s νβ S]T 固定正交坐標中的電壓[ias i β h]T固定正交坐標中的電流(二相電流)R 定子電阻P 微分算子Ld:d 軸電感Lq:q 軸電感ω 旋轉角速度(電氣角)
θ α軸與磁極的相位差<formula>formula see original document page 12</formula>
如果假設為旋轉電機1停止時或低速運轉，設為ω =0，并且將微分算子P置換成 拉普拉斯算子s，則固定正交坐標中的電流i a s、i β s成為下式(5)。[式5]
<formula>formula see original document page 12</formula>當前，如果從位置檢測用電壓產(chǎn)生器14施加具有比用于驅(qū)動旋轉電機1的交流電 壓的角頻率充分高的角頻率《h的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh，則R<< La · coh以及 R < < L β · ω h成立(設為s = j ω h (j是虛數(shù)單位)的情況)，如果忽略定子電阻R的影 響，則上式(5)成為下面的式(6)。[式6]
<formula>formula see original document page 12</formula>
<formula>formula see original document page 12</formula>另外，從位置檢測用電壓產(chǎn)生器14施加的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh可以在固 定正交坐標中如下式(7)那樣表示。[式7]
<formula>formula see original document page 12</formula>
其中，[Vash Vi3sh]T:固定正交坐標中的位置檢測用電壓Va β h:固定正交坐標中的位置檢測用電壓的振幅 h:位置檢測用電壓的角頻率用下式⑶來表示式(7)的固定正交坐標中的位置檢測用電壓。[式8][Va sh νβ sh]T (8)因此，如果將式(8)的位置檢測用電壓的值代入到式(6)中的固定正交坐標系的 [Vas V3s]，設為S = j h(j是虛數(shù)單位)，則成為下式(9)。[式9]<formula>formula see original document page 13</formula>其中，φa=tan-1(lsin2θ/L-lcos2θ)φβ=tan-1(lsin2θ/L+lcos2θ)
如式(9)所示，可知在固定正交坐標中的電流i α S、i β S的振幅中包含轉子位置 信息θ (=轉子位置θρ)。因此，使用傅立葉變換器20抽出固定正交坐標中的電流ias、 i β s的振幅I α s、I β s。即，使用傅立葉變換器20抽出基于旋轉電機電流中的位置檢測用 電壓Vuh、Vvh、Vwh的高頻的電流i α s、i β s，并且求出其振幅I α s、I β s。然后，根據(jù)抽出 的振幅I α s、I β s，實施下式(10)所示那樣的運算，從而可以抽出僅包括轉子位置信息θ 的項。為了實現(xiàn)該運算，使用對振幅I α s、Ii3s分別進行平方的乘法器21 ；以及從作為 乘法器21的輸出的(I β s · I β s)減去(I α s · I α s)而輸出僅包括轉子位置θ的信息的 Δ α β的減法器22。[式10]<formula>formula see original document page 13</formula>在位置運算器23中，通過用下式(11)除上式(10)的Δ α β，僅抽出COS2 0。然 后，通過運算COS2 0的反余弦而計算出θ (轉子位置θ ρ)。另外，在轉子位置θ ρ的運算 中，也可以不進行反余弦運算，而準備存儲了 COS2 9的值的表，根據(jù)該存儲在存儲裝置中 的cos2 θ的值來求出轉子位置θ ρ。[式11]4Vaβh2Ll/(L2-l2)2wh2()如上所述，在本實施方式1中，設為根據(jù)切換周期Tc，將具有與切換周期Tc的m倍 (m是3以上的整數(shù))相等的周期mTc、且相位相互不同的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh重 疊在基波電壓Vu *、Vv *、Vw *而輸出，所以無需生成以往那樣的三相的載波信號，而可以容 易地輸出位置檢測用電壓(位置檢測用電壓指令)，并且，可以僅使用旋轉電機電流來求出 轉子位置，所以可以通過簡易的結構來推測旋轉電機1的轉子位置，并且計算變得簡單而 可以減少運算量。進而，即使在三角波、鋸齒波等載波信號的波峰、波谷的附近進行電流取樣的情況下，也無需生成三相的載波信號，所以可以降低由于逆變器的切換引起的切換噪 聲等影響而進行電流取樣。(實施方式2)圖8是示出本發(fā)明的實施方式2的旋轉電機的控制裝置中的位置推測單元的結構 圖。在上述實施方式1的位置推測單元3中，對轉子位置θ ρ進行反余弦運算、或者準 備存儲了 COS2 9的值的表并根據(jù)該值進行了運算，但在這些方法的情況下，有時運算量變 多。因此，在本實施方式2中，與實施方式1相比減少運算量而簡易地求出轉子位置θ ρ。在圖8中，位置推測單元3具備由三相· 二相變換器24、傅立葉變換器20、乘法 器21、以及減法器22構成的第1電路；由三相· 二相變換器25、傅立葉變換器20、乘法器 21、以及減法器22構成的第2電路；以及由三相 二相變換器26、傅立葉變換器20、乘法器 21、以及減法器22構成的第3電路這合計3組的電路，將各減法器22的輸出輸出給位置運 算器27。此處，第1三相 二相變換器24以使定子U相方向與變換后的二相電流的α方 向一致的方式，進行三相· 二相變換并輸出二相電流i α su、i β su。第2三相· 二相變換 器25以使定子V相方向與變換后的二相電流的α方向一致的方式，進行三相· 二相變換 并輸出二相電流i α sv、i β sv。第3三相· 二相變換器26以使定子W相方向與變換后的 二相電流的α方向一致的方式，進行三相· 二相變換并輸出二相電流i α sw、i β sw。然后，針對從各三相· 二相變換器24、25、26輸出的二相電流，與實施方式1同樣 地利用各傅立葉變換器20抽出振幅，使用乘法器21分別進行平方。然后，利用各減法器 22求出從作為乘法器21的輸出的β電流的振幅的平方減去α電流的振幅的平方的差分 Δ α β u、Δ α β ν、Δ α 該情況下的各差分 Δ α β u, Δ I α β ν、Δ α ^w 成為下 式(12)。[式12]<formula>formula see original document page 14</formula>其中，定子U相方向為θ =0位置運算器27根據(jù)ΔΙαβικΔΙαβιΔΙα β w的大小關系，如圖9所示分 成I-VI的區(qū)間。在各區(qū)間中，對Δ α βικ ΔΙαβν、Δ α 中的過零的差分進行線 形近似，利用下式(13)求出轉子位置θ β。另外，式(13)的Δ α β _uVw是Δ I α β u、 Δ α β ν、Δ α β w 中的過零的差分的值，| Δ I α β _uVw | 表示 Δ I α β u、Δ I α β v、 Δ α β w中的過零的差分的振幅。另外，也可以根據(jù)Δ α βιι、Δ α βν、Δ α ^w的平 方和的平方根來求出I Δ I α β _uVw|。[式13]<formula>formula see original document page 14</formula>
通過設為以上的那樣的結構，無需進行實施方式1那樣的反余弦運算、或者使用 存儲了余弦的值的表，而可以簡單地求出轉子位置θ p，可以減少運算量。對于其他結構以及作用效果，由于與實施方式1相同，所以此處省略詳細的說明。(實施方式3)圖10是示出本實施方式3的旋轉電機的控制裝置的結構的結構圖，對與實施方式 1對應的結構部分附加同一標號。在本實施方式3中，其特征在于，旋轉電機的控制裝置具備輸入旋轉電機1的常數(shù) (例如旋轉電機1的電感值等)的旋轉電機常數(shù)輸入單元16，控制單元4的位置檢測用電 壓產(chǎn)生器14根據(jù)從該旋轉電機常數(shù)輸入單元16得到的旋轉電機常數(shù)，決定具有與切換周 期Tcl的m倍(m是3以上的整數(shù))相等的周期(=m · Tcl)且相位不同的三相的位置檢 測用電壓Vuh、Vvh、Vwh。即，在本實施方式3中，從旋轉電機常數(shù)輸入單元16對切換周期產(chǎn)生器13與位置 檢測用電壓產(chǎn)生器14分別輸入旋轉電機常數(shù)。切換周期產(chǎn)生器13根據(jù)輸入的旋轉電機常 數(shù)來決定最佳的切換周期Tcl，輸出給脈沖寬度調(diào)制控制器15以及位置檢測用電壓產(chǎn)生器 14。另一方面，位置檢測用電壓產(chǎn)生器14根據(jù)輸入的旋轉電機常數(shù)來決定最佳的倍 數(shù)m，求出切換周期產(chǎn)生器13輸出的切換周期Tcl與倍數(shù)m之積，輸出具有周期m · Tcl并 且相位不同的位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh。然后，該位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh通過 加法器31被重疊在基波電壓Vu *、Vv *、Vw *而作為電壓指令VupVwp 1 皮提供給 脈沖寬度調(diào)制控制器15。脈沖寬度調(diào)制控制器15與實施方式1的情況同樣地，根據(jù)切換周 期Tc，使用脈沖寬度控制法向逆變器6輸出邏輯信號Vul、Vvl、Vwl。從旋轉電機1檢測的旋轉電機電流中包含的高頻電流的振幅(大小)由于依賴于 具有與切換周期Tc的m倍( = m· Tc)相等的周期并且相位不同的位置檢測用電壓Vuh、 Vvh, Vwh，所以如果忽略旋轉電機1的特性而將m、Tcl總是設為恒定值，則根據(jù)情況，通過 施加位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh而在旋轉電機1中產(chǎn)生的高頻電流的振幅(大小)變 小，其結果，電流檢測單元2檢測的高頻電流的精度惡化，從而轉子位置推測的精度也可能
T^ ο相對于此，在本實施方式3中，根據(jù)與旋轉電機1的種類對應的旋轉電機常數(shù)來計 算出倍數(shù)m或切換周期Tc中的至少一個的適當?shù)闹?，并決定相位不同的各位置檢測用電壓 Vuh、Vvh, Vwh的周期，以使其與切換周期Tc的m倍相等，所以即使在驅(qū)動了旋轉電機常數(shù) 不同的旋轉電機1的情況下，也可以高精度地推測旋轉電機1的轉子位置。對于其他結構以及作用效果，由于與實施方式1相同，所以此處省略詳細的說明。(實施方式4)圖11是示出本實施方式4的旋轉電機的控制裝置的結構的結構圖，對與實施方式 1對應的結構部分附加同一標號。在本實施方式4中，旋轉電機的控制裝置具備位置檢測用電壓周期輸入單元17。 該位置檢測用電壓周期輸入單元17為了變更位置檢測用電壓產(chǎn)生器14輸出的位置檢測用 電壓Vuh、Vvh, Vwh的周期或頻率中的某一個，而設定并輸入其周期或頻率，由此在位置檢 測用電壓產(chǎn)生器14中，決定使用切換周期產(chǎn)生器1設定的切換周期Tc的倍數(shù)m(m是3以上的整數(shù))。即，在本實施方式4中，位置檢測用電壓周期輸入單元17決定位置檢測用電壓產(chǎn) 生器14輸出的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的周期或頻率中的某一個。例如，在用戶將任 意的周期輸入到位置檢測用電壓周期輸入單元17的情況下，位置檢測用電壓產(chǎn)生器14根 據(jù)從位置檢測用電壓周期輸入單元17得到的周期，決定倍數(shù)m(m是3以上的整數(shù))，其中， 倍數(shù)m表示將位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的周期設為切換周期Tc的幾倍。另外，在用戶 將任意的頻率輸入到位置檢測用電壓周期輸入單元17的情況下，位置檢測用電壓產(chǎn)生器 14通過運算從位置檢測用電壓周期輸入單元17得到的頻率的倒數(shù)而求出位置檢測用電壓 的周期，并根據(jù)求出的周期，決定倍數(shù)m(m是3以上的整數(shù))，其中，倍數(shù)m表示將位置檢測 用電壓Vuh、Vvh, Vwh的周期設為切換周期Tc的幾倍。這樣，在本實施方式4中，通過設置位置檢測用電壓周期輸入單元17，可以任意地 變更施加給旋轉電機1的各位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的周期或頻率，所以可以改變所 產(chǎn)生的噪音的頻率而減少由于噪音引起的不適感。對于其他結構以及作用效果，由于與實施方式1相同，所以此處省略詳細的說明。(實施方式5)在上述實施方式1中，位置檢測用電壓產(chǎn)生器14輸出具有與切換周期產(chǎn)生器13 輸出的切換周期Tc的m倍相等的周期的相位不同的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh，將m設 為3以上的整數(shù)，但沒有特別確定m的具體的值。在本實施方式5中，將m的值限定成6η (η是自然數(shù))。即，將位置檢測用電壓Vuh、 Vvh、Vwh的周期Thv限定成切換周期Tc的6η倍(η是自然數(shù))。由此，各個位置檢測用電 壓Vuh、Vvh, Vwh的相互的相位差成為120°，可以將位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh設為三 相平衡電壓指令。作為一個例子，在圖12中示出η = 1時的電壓波形，其中，設為切換周期Tc、位置 檢測用電壓的周期Thv。另外，在圖12中，使任意的值的+Vh與-Vh每隔3個區(qū)間交替，位 置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的相位差設為2區(qū)間。在該情況下，由于位置檢測用電壓的周 期Thv是6區(qū)間，所以2區(qū)間的相位差成為360° /6區(qū)間X2區(qū)間=120°，位置檢測用電 壓Vuh、Vvh、Vwh成為三相平衡交流電壓。因此，可以減少由于施加不平衡三相交流電壓而 對旋轉電機1造成的影響，并且與施加了不平衡三相交流電壓的情況相比，可以簡單地進 行位置推測中所需的傅立葉變換等運算。對于其他結構以及作用效果，由于與實施方式1相同，所以此處省略詳細的說明。(實施方式6)圖13是示出實施方式6的旋轉電機的控制裝置的結構的結構圖，對與實施方式1 對應的結構部分附加同一標號。在本實施方式6中，控制單元4具有根據(jù)位置運算單元3輸出的轉子位置θρ運 算出旋轉電機1的轉速的速度運算器18。而且，將使用該速度運算器18運算的轉速的信息 提供給位置檢測用電壓產(chǎn)生器14。如果旋轉電機1的轉速成為某種程度的高速，則即使沒有特意對基波電壓Vu*、Vv Vw *重疊位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh,也可以根據(jù)旋轉電機1的感應電壓容易地推測
旋轉電機1的轉子位置。因此，在本實施方式6中，如果速度運算器18輸出的旋轉電機1的轉速成為規(guī)定的速度以上，則位置檢測用電壓產(chǎn)生器14將位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh 設為零，而使位置檢測用電壓不對基波電壓Vu *、Vv *、Vw *產(chǎn)生影響。并且，轉變成根據(jù)旋 轉電機1的感應電壓來推測旋轉電機的轉子位置的方法。通過采用這樣的結構，可以消除通過將包括與切換周期的m倍相等周期的相位不同的位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh的高頻電壓施加給旋轉電機1而產(chǎn)生的多余的能量損失。對于其他結構以及作用效果，由于與實施方式1相同，所以此處省略詳細的說明。(實施方式7)首先，在說明本發(fā)明的實施方式7的旋轉電機的控制裝置之前，對如下以往技術 進行說明如背景技術部分中的描述，為了削減電流傳感器的成本，使用一個電流傳感器檢 測在向逆變器供給直流電壓的直流電壓源與逆變器之間流過的直流母線電流，利用檢測該 直流母線電流時的逆變器的各相開關的切換定時的差異，運算出在當前時刻在旋轉電機1 的哪個相中流過電流。圖14是示出具備旋轉電機電流運算單元30的旋轉電機的控制裝置的以往的結構 圖，其中，該旋轉電機電流運算單元30使用單一的母線電流檢測單元(電流傳感器)29對 直流母線電流進行檢測，并根據(jù)該檢測出的直流母線電流Idc運算出旋轉電機電流。另外， 在圖14中不設置位置推測單元，而在旋轉電機1中安裝對其旋轉位置進行檢測的旋轉位置 傳感器31，但與利用旋轉電機電流運算單元30的旋轉電機電流的運算沒有直接關系，所以 省略關于這一點的說明。圖14所示的旋轉電機的控制裝置具備母線電流檢測單元29和旋轉電機電流運算 單元30，該母線電流檢測單元29由對在直流電壓源28與逆變器6之間流過的直流母線電 流Idc進行檢測的單一的電流傳感器構成，該旋轉電機電流運算單元30根據(jù)使用該母線 電流檢測單元29檢測的直流母線電流Idc與作為脈沖寬度調(diào)制單元5的輸出的邏輯信號 Vul、Vvl、Vwl，運算出向旋轉電機1流過的旋轉電機電流iu、iv。圖15示出使用了利用三角波Cs的脈沖寬度調(diào)制控制法的情況下的、從二相·三 相變換器10輸出的基波電壓Vu *、Vv *、Vw *與三角波Cs的時間變化的樣子(圖15 (a))、和 從脈沖寬度調(diào)制控制器15輸出的邏輯信號Vul、Vvl, Vwl的時間變化的樣子(圖15(b))， 脈沖寬度調(diào)制控制器15分別輸出在各基波電壓W、Vw*大于三角波Cs時為“Hi”， 在小于三角波Cs時為“Low”的邏輯信號Vul、Vvl、Vwl。圖16是示出針對直流電壓源28的母線電流檢測單元29以及逆變器6的連接狀 態(tài)的結構圖。逆變器6的開關UP、VP、WP、UN、VN、WN根據(jù)作為脈沖寬度調(diào)制單元5的輸出的邏 輯信號Vul、Vvl、Vwl，通過門驅(qū)動電路(gate drive circuit) 31成為on或off。例如，開 關UP在邏輯信號Vul是“Hi，，時成為on，在“Low”時成為off。開關UN在邏輯信號Vul是 “Low”時成為on，在“Hi”時成為off。開關VP在邏輯信號Vvl是“Hi”時成為on，在“Low” 時成為off。開關VN在邏輯信號Vvl是“Low”時成為on，在“Hi”時成為off。開關WP在 邏輯信號Vwl是“Hi”時成為on，在“Low”時成為off。開關WN在邏輯信號Vwl是“Low” 時成為on。在“Hi”時成為off。接下來，對根據(jù)直流母線電流Idc運算旋轉電機電流的動作原理進行說明。
在如圖15(b)所示輸出了邏輯信號的情況下，由于在區(qū)間Tl中開關UP、VP、WN成 為on且其他成為off，所以在區(qū)間Tl的切換定時中，在旋轉電機1的W相流過的電流iw與 使用母線電流檢測單元29檢測的電流Idc相同。接下來，在區(qū)間T2中，UP、VN、WN成為on 且其他成為off。因此，在區(qū)間T2的切換定時中，在旋轉電機1的U相流過的電流iu與使 用母線電流檢測單元29檢測的電流Idc相同。S卩，在區(qū)間Tl中作為W相的旋轉電機電流 iw，在區(qū)間T2中作為U相的旋轉電機電流iu，而可以分別求出。對于剩余的V相的旋轉電 機電流iv，由于三相電流的和成為零，從而可以根據(jù)下式(14)求出。如上所述，母線電流檢 測單元29可以在三角波Cs的半周期(切換周期Tc)的期間檢測出三相的各旋轉電機電流 iu、iv、iw。[式14]<formula>formula see original document page 18</formula>) (14)這樣，旋轉電機電流檢測單元30利用作為脈沖寬度調(diào)制單元5的輸出的邏輯信號 Vul,Vvl,Vwl的切換定時的差異、以及此時使用母線電流檢測單元29檢測的直流母線電流 Idc，判別該檢測出的直流母線電流Idc對應于在旋轉電機1的哪個相中流過的電流，運算 出各相的旋轉電機電流。另外，在三相電流檢測中，本來優(yōu)選的是在相同的定時同時檢測三相的旋轉電機 電流，但此處由于利用邏輯信號Vul、Vvl, Vwl的切換定時的差異，所以無法在相同的定時 檢測三相的旋轉電機電流。具體而言，在圖15(b)的開關區(qū)間Tl中檢測W相，在T2中檢測 U相的各旋轉電機電流，并且根據(jù)式(14)求出V相的旋轉電機電流，所以產(chǎn)生從在開關區(qū) 間Tl中檢測W相的旋轉電機電流到在開關區(qū)間T2中檢測U相的旋轉電機電流為止的時間 差。因此，有可能在該時間差的期間三相的各旋轉電機電流的值變化而產(chǎn)生檢測誤差，但大 部分是開關區(qū)間Tl與開關區(qū)間T2是鄰接的區(qū)間且時間差是微小的情況，所以實際上可以 忽略由于該時間差中的電流變化引起的檢測誤差。在圖14所示的結構中，旋轉電機電流運算單元30根據(jù)使用母線電流檢測單元29 檢測的直流母線電流Idc、以及作為脈沖寬度調(diào)制單元5的輸出的邏輯信號Vul、Vvl, Vwl 來運算出向旋轉電機1流過的旋轉電機電流iu、iv，但還可以是如圖17所示，旋轉電機電 流運算單元30根據(jù)使用母線電流檢測單元29檢測的直流母線電流Idc、以及作為二相 三 相變換器10的輸出的基波電壓Vu *、Vv *、Vw *，運算出向旋轉電機1流過的旋轉電機電流。 艮口，在圖14的結構中輸入到旋轉電機電流運算單元30的信號是直流母線電流Idc與作為 脈沖寬度調(diào)制單元5的輸出的邏輯信號Vul、Vvl、Vwl，相對于此在圖17的結構中輸入到旋 轉電機電流運算單元30的信號是直流母線電流Idc與基波電壓Vu *、Vv *、Vw *。參照圖18對通過圖17的結構根據(jù)直流母線電流運算旋轉電機電流的旋轉電機電 流運算單元30的動作原理進行說明。圖18與圖15相同，示出使用了利用三角波Cs的脈沖寬度調(diào)制控制法的情況下 的、作為二相 三相變換器10的輸出的基波電壓與三角波Cs的時間變化的 樣子(圖18(a))、和邏輯信號的時間變化的樣子以及根據(jù)各邏輯信號的差異、利用母線電 流檢測單元29檢測的直流母線電流Idc可以求出旋轉電機電流的哪個相(圖18(b))。在圖18(a)所示那樣的基波電壓中，將大小最大的基波電壓稱為最 大相(在圖18(a)中是Vu*)，將大小最小的基波電壓稱為最小相(在圖18(a)中是Vw*)，將最大的基波電壓與最小的基波電壓之間的基波電壓稱為中間相(在圖18(a)中是Vv*)。 在使用了利用三角波Cs的脈沖寬度調(diào)制控制法的情況下，在根據(jù)直流母線電流Idc運算旋 轉電機電流的方法中，在三角波Cs的半周期(切換周期Tc)的期間中，可以求出的旋轉電 機電流是最大相與最小相的旋轉電機電流，可以檢測的時間是中間相與三角波Cs重疊的 前后(參照圖18(b))。另外，在三角波Cs是右上升時，在中間相與三角波Cs重疊前，可以求出最小相的 旋轉電機電流(在圖18中，在區(qū)間Tl時，可以檢測的是W相)，在中間相與三角波Cs重疊 后，可以求出最大相的旋轉電機電流(在圖18中，在區(qū)間T2時，可以檢測的是U相)。另 夕卜，在三角波Cs是右下降時，在中間相與三角波Cs重疊前，可以求出最大相的旋轉電機電 流(在圖18中，在區(qū)間T4時，可以檢測的是U相)，在中間相與三角波Cs重疊后，可以求出 最小相的旋轉電機電流(在圖18中，在區(qū)間T5時，可以檢測的是W相)。由于在基波電壓 與可以根據(jù)直流母線電流求出的旋轉電機電流Idc中存在這樣的關系，所以 通過使用從直流母線電流29中檢測的直流母線電流Idc與基波電壓Vu *、Vv *、Vw *，可以 根據(jù)直流母線電流Idc求出旋轉電機電流。這樣，如果如圖14至圖18所示，利用直流母線電流Idc、與檢測該直流母線電流 Idc時的逆變器中的各相開關的切換定時的差異，運算出在當前時刻在旋轉電機1的哪個 相中流過電流，則關于如實施方式1 6所示為了直接檢測至少二相的旋轉電機電流而所 需的多個電流傳感器，僅設置用于檢測直流母線電流Idc的單一的電流傳感器即可，所以 具有可以削減電流傳感器的成本的優(yōu)點。但是，在根據(jù)直流母線電流Idc運算旋轉電機電流的方法中，如上所述利用直流 母線電流Idc的檢測時的逆變器的各相開關的切換定時的差異，所以例如在如圖19(a)所 示基波電壓Vu *、Vv *、Vw *成為接近的值或同一值時，各相的切換定時相互接近、或者相同。 其結果，僅通過圖14、圖17所示的結構，如圖19(b)所示，T1、T2等各開關區(qū)間的時間變得 極端短或消失，判別使用母線電流檢測單元29檢測的電流與旋轉電機1的哪個相的電流相 同變得極其困難。因此，為了判斷直流母線電流Idc與哪個相的電流相同，需要將開關區(qū)間 的時間確保為某規(guī)定值以上。另外，實施方式1 6記載的控制裝置直接使用電流傳感器等對至少二相的旋轉 電機電流進行檢測，而不利用各相的切換定時的差異，所以即使在基波電壓
成為接近的值或同一值的情況下也可以可靠地檢測旋轉電機ι的各相的旋轉電機電流，不 會產(chǎn)生上述那樣的問題。在根據(jù)直流母線電流Idc運算旋轉電機電流的情況下，為了即使在例如如圖 19(a)所示基波電壓Vu\Vv\Vw*成為接近的值或同一值的情況下，也可以判斷直流母線 電流Idc與哪個相的電流相同，能夠通過將上述位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh重疊在從二 相·三相變換器10輸出的基波電壓Vu *、Vv *、Vw*來解決。以下，對設為可以利用位置檢 測用電壓Vuh、Vvh、Vwh根據(jù)直流母線電流Idc運算旋轉電機電流的本發(fā)明的實施方式7進 行說明。圖20是本實施方式7中的旋轉電機的控制裝置的結構圖，對與實施方式1對應的 結構部分附加同一標號。本實施方式7的旋轉電機的控制裝置以圖1所示的實施方式1的結構的控制裝置為前提，省略圖1的電流檢測單元2，并代替它而設置有對在逆變器6與向該逆變器6供給直流電力的直流電壓源28之間流過的母線電流Idc進行檢測的母線電流檢測單元29 ；以 及根據(jù)使用該母線電流檢測單元29檢測的母線電流Idc與從脈沖寬度調(diào)制單元5輸出的 邏輯信號Vul、Vvl、Vwl來運算旋轉電機電流的旋轉電機電流運算單元30。另外，即使代替 將從脈沖寬度調(diào)制單元5輸出的邏輯信號Vul、Vvl, Vwl取入到旋轉電機電流運算單元30 的結構，而采用與圖17所示的情況同樣地，將從二相·三相變換器10輸出的基波電壓Vu *、Vv *、Vw*取入到旋轉電機電流運算單元30的結構，也可以起到同樣的效果。此處，在如圖19(a)所示從二相·三相變換器10輸出的基波電壓Vu *、Vv *、Vw * 相互接近的情況下，如果將具有例如實施方式5中說明的圖12所示的波形(周期Thv = 6n-Tc,η = 1)的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh通過圖20的控制單元4的加法器41重疊， 貝U作為其輸出的電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp*成為圖21 (a)所示那樣的波形。另外，電壓指 令Vup *、Vvp *、Vwp*的平均值與圖19(a)所示的各基波電壓Vu *、Vv *、Vw *相同，所以只要 將位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的頻率設為不對旋轉電機1的控制造成影響的程度以上， 則可以與不重疊位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的情況同等地控制旋轉電機1。在從控制單元4輸出的電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp *是圖21 (a)所示那樣的波形的 情況下，與其對應地從脈沖寬度調(diào)制控制器15輸出的邏輯信號Vul、Vvl、Vwl如圖21 (b)所 示。即，可以使圖19(b)中的短的開關區(qū)間Tl與T4的時間在圖21(b)中變長。開關區(qū)間 Tl與T4變長，從而在開關區(qū)間Tl中可以檢測W相的旋轉電機電流iw，在開關區(qū)間T4中可 以檢測U相的旋轉電機電流iu，可以使用上述式(14)來運算剩余的V相的旋轉電機電流 iv0 8卩，通過重疊位置檢測用電壓￥也、￥油、￥ 11，可以在三角波(^的1周期(切換周期Tc 的2倍)的期間檢測三相的旋轉電機電流。但是，由于開關區(qū)間T2與T5原樣地和圖19(b) 相同，所以無法在這些區(qū)間中求出旋轉電機電流。另外，位置檢測用電壓產(chǎn)生器14輸出的位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh的振幅Vh 的最大值是從逆變器6可以輸出的最大電壓中減去為了驅(qū)動旋轉電機1而所需的電壓得到 的值，并且將振幅Vh的最小值設為由于用于防止位于逆變器6中的切換元件的短路的空載 時間引起的誤差電壓以上，從而發(fā)揮根據(jù)直流母線電流運算旋轉電機電流的效果。如上所述，在本實施方式7中，在將相位不同的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh預先 重疊到基波電壓Vu *、Vv *、Vw *之后，根據(jù)直流母線電流Idc運算旋轉電機電流，所以電流 傳感器等母線電流檢測單元為單個即可，除了可以降低成本以外，即使在基波電壓Vv *、Vw*成為接近的值或同一值時，也可以運算并求出三相的旋轉電機電流。(實施方式8)如上述實施方式7的說明，如果在將相位不同的位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh預 先重疊到基波電壓Vu *、Vv *、Vw *之后，根據(jù)直流母線電流Idc來運算旋轉電機電流，則得 至_使在基波電壓成為接近的值或同一值時，也可以運算并求出三相的各旋 轉電機電流的優(yōu)點。但是，在利用圖12所示的波形(周期Thv = 6η · Tc、η = 1)的位置檢測用電壓 Vuh、Vvh, Vwh根據(jù)直流母線電流運算旋轉電機電流的情況下，該三相的旋轉電機電流的檢 測間隔如圖21所示是三角波Cs的周期Tcs( = 2Tc、即切換周期Tc的2倍)。相對于此， 在上述圖14、圖17所示的結構中可以檢測三相的旋轉電機電流時(基波電壓*不是接近或同一值時)的三相的旋轉電機電流的檢測間隔如圖15(b)、圖18(b)所示是三角波Cs的半周期(=切換周期Tc)。即，在原樣地利用圖12所示的波形的位置檢測用電壓 Vuh, Vvh, Vwh根據(jù)直流母線電流Idc運算旋轉電機電流的情況下，三相的旋轉電機電流的 檢測間隔成為切換周期Tc的2倍。另外，在利用圖12所示的波形的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh根據(jù)直流母線電流 運算旋轉電機電流的方法中，如圖21(b)所示，在開關區(qū)間Tl中檢測V相，在T4中檢測U 相的各旋轉電機電流，根據(jù)式(14)求出W相的旋轉電機電流，所以產(chǎn)生從在開關區(qū)間Tl中 檢測V相的旋轉電機電流到在開關區(qū)間T4中檢測U相的旋轉電機電流為止的時間差。即， 在圖14、圖17所示的結構中根據(jù)直流母線電流運算旋轉電機電流的情況下的時間差如圖 15(b)、圖18(b)所示是鄰接的開關區(qū)間Tl與開關區(qū)間T2的時間差，但在利用圖12所示的 波形的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh根據(jù)直流母線電流運算旋轉電機電流的方法中，由于 如圖21(b)所示是離開了兩個開關區(qū)間的開關區(qū)間Tl與開關區(qū)間T4的時間差，所以在該 時間差的期間變化的三相旋轉電機電流的值的變化變大，而有可能無法忽略檢測誤差。因此，在本實施方式8中，改善在實施方式7中產(chǎn)生的上述不良情況。S卩，對于重 疊在基波電壓Vu *、Vv *、Vw *中的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh，在圖12所示的波形的位 置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh中，分別僅具有+Vh與-Vh這兩個值，但替代地例如設為如圖 22所示，位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh分別具有+Vh、-Vh,0這三個值，而可以根據(jù)直流母 線電流運算旋轉電機電流。另外，除此以外的整體結構與圖20所示的實施方式7的情況相 同。此處，如果將圖22所示的具有三個值的位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh通過圖20 的控制單元4的加法器41重疊，則作為其輸出的電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp*成為圖23(a) 所示那樣的波形。于是，根據(jù)這些電壓指令Vup\Vvp\Vwp*從脈沖寬度調(diào)制控制器15輸 出的邏輯信號Vul、Vvl、Vwl如圖23(b)所示。這樣，通過利用圖22所示的具有+Vh、-Vh、0這三個值的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、 Vwh，可以改善實施方式7的不良情況而將三相的旋轉電機電流的檢測間隔縮短至切換周 期Tc。另外，即使在利用圖22所示那樣的具有+Vh、_Vh、0這三個值的位置檢測用電壓 Vuh、Vvh、Vwh的情況下，根據(jù)基波電壓W、Vw*的值，有時產(chǎn)生電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp*相互接近而無法檢測旋轉電機電流的開關區(qū)間。在這樣的情況下，使位置檢測用電 壓Vuh、Vvh、Vwh的值具有+2Vh、+Vh、-2Vh、-Vh這四個值的大小、或者將如正弦波等那樣大 小連續(xù)變化的位置檢測用電壓設為Vuh、Vvh、Vwh等，將位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的值 設為多個，從而可以檢測旋轉電機電流。 另外，在本實施方式8中，為了根據(jù)直流母線電流Idc運算旋轉電機電流，而使位 置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh具有三個值，但其周期總是被設定成與切換周期Tc的m倍(m 是3以上的整數(shù))相等的周期m*Tc，所以不會對利用位置推測單元3的轉子位置的推測運 算造成任何惡劣影響。因此，在利用位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh根據(jù)直流母線電流Idc 運算旋轉電機電流時，無需安裝位置傳感器，并且還可以削減電流傳感器的數(shù)量，所以可以 簡單并且廉價地構成旋轉電機1的控制裝置。
(實施方式9)
圖24是示出本發(fā)明的實施方式9中的旋轉電機的控制裝置的結構圖，對與實施方 式7(圖20)對應的結構部分附加同一標號。本實施方式9的旋轉電機的控制裝置以實施方式7(圖20)的結構為基礎，進而在 控制單元4中，在位置檢測用電壓運算部33與加法器41之間，設置有位置檢測用電壓變更 器34。該位置檢測用電壓變更器34輸入從二相 三相變換器10輸出的用于驅(qū)動旋轉電機1的基波電壓Vu *、Vv *、Vw *，輸出根據(jù)該基波電壓Vu *、Vv *、Vw *變更了從位置檢測用 電壓產(chǎn)生器14輸出的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的振幅的大小的變更位置檢測用電壓 Vuh2、Vvh2、Vwh2。于是，從該位置檢測用電壓變更器34輸出的變更位置檢測用電壓Vuh2、 Vvh2、Vwh2通過加法器41被加到基波電壓Vu *、Vv *、Vw *上。在上述實施方式7 (圖20)所示的結構的情況下，如果電壓指令Vup *、Vvp\ Vwp *成為接近或相同的值，則判別直流母線電流與哪個相的旋轉電機電流相同變得極其困難， 電流的檢測間隔變長，并且有可能產(chǎn)生電流檢測誤差。為了解決產(chǎn)生該不良情況的問題，在 上述實施方式8中設為使位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh分別具有+Vh、-Vh、0這三個值，而 可以根據(jù)直流母線電流運算旋轉電機電流，但在本實施方式9中，為了與實施方式8的情況 相比可以進一步動態(tài)地應對，根據(jù)基波電壓Vu *、Vv *、Vw*的值來變更從位置檢測用電壓產(chǎn) 生器14輸出的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的振幅。以下，對其動作原理進行說明。圖25是位置檢測用電壓變更器34的動作的說明圖，該圖(a)示出從位置檢測用 電壓產(chǎn)生器14輸出的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的輸出波形，該圖(b)示出從位置檢測 用電壓變更器34輸出的變更位置檢測用電壓Vuh2、Vvh2、Vwh2的輸出波形。另外，圖25(a) 所示的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh與圖12所示的位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的波形 (周期Thv = 6n 'Tc.n = 1))相同，因此，圖12的Kl K3與圖25(a)的Kl K3相互對 應。在使從位置檢測用電壓產(chǎn)生器14輸出的圖25(a)所示的位置檢測用電壓Vuh、 Vvh.Vwh不經(jīng)由位置檢測用電壓變更器34而原樣地重疊于基波電壓Vu *、Vv *、Vw *的情況 下，成為圖25(c)所示的波形，其與已經(jīng)在圖21(a)中示出的波形相同。在該圖25(c)中，在對基波電壓Vu *、Vv *、Vw*重疊位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh 而得到的電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp *中，由于在區(qū)間Kl中Vup *與Vvp *接近，所以開關區(qū) 間T2的時間變短而無法判別直流母線電流與哪個相的旋轉電機電流相同。另外，在區(qū)間K2 中，由于Vvp*與Vwp*接近，所以開關區(qū)間T5的時間變短，而無法判別直流母線電流與哪個 相的旋轉電機電流相同。因此，在本實施方式9中，位置檢測用電壓變更器34根據(jù)基波電壓Vu *、Vv *、Vw *預先通過運算而求出位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh的開關區(qū)間Tl、T2、...的時間，求出 是否有如下狀態(tài)Vup\ Vvp *、Vwp*成為相互接近或相同的值，各開關區(qū)間Tl、T2、...的 時間變短，從而無法判別直流母線電流與哪個相的旋轉電機電流相同的狀態(tài)(以下，稱為 無法判定狀態(tài))。另外，上述無法判定狀態(tài)是指，各開關區(qū)間Tl、T2、...的時間比旋轉電機電流運 算單元30的運算時間短的狀態(tài)。各開關區(qū)間T1、T2、...的時間與各電壓指令Vup\Vvp\ Vwp *的值的差成比例，所以可以根據(jù)基波電壓Vu *、Vv *、Vw *與位置檢測用電壓Vuh、Vvh,Vwh之和(=電壓指令￥叩*、￥叩*、￥耶*)來求出各開關區(qū)間Tl、T2、...的時間。因此，位置檢測用電壓變更器34在通過運算求出的各開關區(qū)間T1、T2、...的時間 成為無法判定狀態(tài)的情況下，針對每個切換周期Tc，以不成為無法判定狀態(tài)的方式，將位置 檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的振幅值變更八￥而輸出變更位置檢測用電壓￥11112、￥油2、￥ 112。然后，位置檢測用電壓變更器34在接下來的切換周期中，以還原在前面的切換周 期中變更的Δ V的方式，輸出變更了位置檢測用電壓Vuh、Vvh, Vwh的值的變更位置檢測用 電壓Vuh2、Vvh2、Vwh2。圖25 (d)示出這樣變更了位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的值的情 況下的各相的電壓指令Vvp\Vwp*的變化。另外，利用下面的式(15)運算并求出 變更位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的值，以使各開關區(qū)間T1、T2、...的時間可以確保能夠 判斷直流母線電流與哪個相的旋轉電機電流相同的時間、即成為旋轉電機電流運算單元30 的運算時間以上。
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其中，Δ V:位置檢測用電壓的變更量Kt:比例常數(shù)八￥ ^叩*、￥￥ *、￥ *各相的差例如，在圖25(c)的情況下，位置檢測用電壓變更器34通過運算預先求出開關區(qū) 間Τ1、Τ2的時間，判斷開關區(qū)間Τ2是否成為無法判定狀態(tài)。然后，在判斷為開關區(qū)間Τ2在 原來狀態(tài)下成為無法判定狀態(tài)的情況下，以不成為無法判定狀態(tài)的方式，如圖25(d)的區(qū) 間Kl所示，根據(jù)式(15)使W相的位置檢測用電壓Vwh的值降低下式(16)的AV。
<formula>formula see original document page 23</formula>
然后，在接下來的切換周期的區(qū)間K2中，使W相的位置檢測用電壓Vwh的值提高 Δ V。根據(jù)圖25(c)，在區(qū)間Κ2中Vvp *、Vwp *接近而成為無法判定狀態(tài)，所以在區(qū)間Κ2中 使W相的位置檢測用電壓Vwh提高在區(qū)間Kl中變更的AV的量。由此，在圖25(d)的區(qū)間 Κ2中也可以避免成為無法判定狀態(tài)。另外，在圖25(d)所示的例子中，在區(qū)間Κ1、區(qū)間Κ2中使W相的位置檢測用電壓 Vwh變更了 Δ V,但也可以使W相的位置檢測用電壓Vwh不變更，而使U相的位置檢測用電 壓Vuh變更Δ V，或者以使W相的位置檢測用電壓Vwh與U相的位置檢測用電壓Vuh相互離 開的方式變更值(例如分別離開Δν/2等)，能夠得到同樣的效果。但是，在該情況下，有時 在區(qū)間Κ2中Vvp *、Vwp *仍接近，所以需要新變更V相或W相的位置檢測用電壓Vvh、Vwh。如上所述，在本實施方式9中，在位置檢測用電壓運算部33與加法器41之間設置 位置檢測用電壓變更器34，利用該位置檢測用電壓變更器34根據(jù)基波電壓
的值來預測各相的電壓指令Vup *、Vvp *、Vwp *之差，根據(jù)預測的各相之差來求出是否有無 法判定狀態(tài)，在有可能產(chǎn)生無法判定狀態(tài)時，變更從位置檢測用電壓產(chǎn)生器14輸出的位置 檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的振幅，所以不會使旋轉電機1的驅(qū)動性能劣化，而可以根據(jù)直流 母線電流運算旋轉電機電流，與實施方式8的情況相比可以進一步動態(tài)地應對。另外，基波 電壓Vu *、Vv *、Vw *不會產(chǎn)生任何變化而僅使位置檢測用電壓Vuh、Vvh、Vwh的振幅變化，所以可以根據(jù)直流母線電流Idc運算旋轉電機電流。(產(chǎn)業(yè)上的利用領域)本發(fā)明可以應用于感應電機、同步機等旋轉電機的控制裝置，可以不使用旋轉位 置傳感器而得到轉子位置信息來進行旋轉控制。
權利要求
一種旋轉電機的控制裝置，用于進行旋轉電機的旋轉控制，其特征在于，具備電流檢測單元，對上述旋轉電機中流過的旋轉電機電流進行檢測；位置推測單元，根據(jù)由該電流檢測單元檢測出的旋轉電機電流，推測轉子位置；控制單元，根據(jù)使用該位置推測單元推測的轉子位置，輸出電壓指令；脈沖寬度調(diào)制單元，輸出根據(jù)來自該控制單元的上述電壓指令以及在脈沖寬度調(diào)制控制中使用的切換周期進行了脈沖寬度調(diào)制的邏輯信號；以及電壓施加單元，根據(jù)從該脈沖寬度調(diào)制單元輸出的邏輯信號，對上述旋轉電機施加驅(qū)動用的交流電壓，上述控制單元輸出的上述電壓指令，是對上述旋轉電機的驅(qū)動用的基波電壓重疊了具有與上述切換周期的m倍相等的周期、并且在各相之間相位不同的位置檢測用電壓，其中，m是3以上的整數(shù)。
2.根據(jù)權利要求1所述的旋轉電機的控制裝置，其特征在于，上述控制單元包括 位置檢測用電壓產(chǎn)生器，產(chǎn)生上述位置檢測用電壓；以及加法器，將從該位置檢測用電壓產(chǎn)生器輸出的位置檢測用電壓重疊在上述基波電壓而 作為電壓指令輸出給上述脈沖寬度調(diào)制單元。
3.根據(jù)權利要求1或2所述的旋轉電機的控制裝置，其特征在于，代替上述電流檢測單 元而具備母線電流檢測單元，對在上述電壓施加單元與向該電壓施加單元提供直流電力的直流 電壓源之間流過的母線電流進行檢測；以及旋轉電機電流運算單元，根據(jù)使用該母線電流檢測單元檢測出的母線電流、以及上述 邏輯信號和上述電壓指令這兩者或者某一者，來運算在上述旋轉電機中流過的上述旋轉電 機電流。
4.根據(jù)權利要求3所述的旋轉電機的控制裝置，其特征在于，從上述位置檢測用電壓產(chǎn)生器產(chǎn)生的上述位置檢測用電壓在上述切換周期的期間中 至少具有三個振幅。
5.根據(jù)權利要求3所述的旋轉電機的控制裝置，其特征在于，上述控制單元具備位置檢測用電壓變更器，該位置檢測用電壓變更器根據(jù)上述基波電 壓產(chǎn)生變更位置檢測用電壓并輸出給上述加法器，其中，該變更位置檢測用電壓是使利用 上述位置檢測用電壓產(chǎn)生器產(chǎn)生的位置檢測用電壓的振幅變化而得到的。
6.根據(jù)權利要求2 5中的任一項所述的旋轉電機的控制裝置，其特征在于，上述位置檢測用電壓產(chǎn)生器輸出的上述位置檢測用電壓的周期被設定成上述切換周 期的6η倍，其中，η是自然數(shù)。
7.根據(jù)權利要求1 6中的任一項所述的轉子的控制裝置，其特征在于，上述位置推測單元從上述旋轉電機電流中抽出由于向上述基波電壓重疊上述位置檢 測用電壓或上述變更位置檢測用電壓而產(chǎn)生的位置檢測用交流電流，根據(jù)該抽出的位置檢 測用交流電流來推測上述轉子位置。
8.根據(jù)權利要求7所述的旋轉電機的控制裝置，其特征在于，上述位置推測單元包括 三相二相變換器，對在上述旋轉電機中流過的三相的旋轉電機電流進行三相二相變換；傅立葉變換器，從作為該三相二相變換器的輸出的二相電流中抽出位置檢測用交流電流；乘法器，對使用該傅立葉變換器抽出的二相的位置檢測用交流電流分別進行平方；以及位置運算器，根據(jù)各乘法器的輸出，輸出轉子位置。
9.根據(jù)權利要求2 8中的任一項所述的旋轉電機的控制裝置，其特征在于， 上述控制單元具有速度運算器，該速度運算器根據(jù)上述位置推測單元推測的轉子位置 來運算上述旋轉電機的轉速，在使用該速度運算器運算的轉速成為預先設定的規(guī)定值以上時，停止從上述位置檢測 用電壓產(chǎn)生器產(chǎn)生位置檢測用電壓。
全文摘要
具備電流檢測單元(2)，對旋轉電機(1)中產(chǎn)生的旋轉電機電流進行檢測；位置推測單元(3)，根據(jù)上述旋轉電機電流輸出推測位置θp；控制單元(4)，根據(jù)上述推測位置θp輸出電壓指令；脈沖寬度調(diào)制單元(5)，輸出根據(jù)上述電壓指令以及在脈沖寬度調(diào)制控制中使用的切換周期來進行了脈沖寬度調(diào)制的邏輯信號；以及電壓施加單元(6)，根據(jù)上述邏輯信號施加旋轉電機的驅(qū)動用的交流電壓，控制單元(4)輸出的電壓指令，是對旋轉電機驅(qū)動用的基波電壓重疊了具有與上述切換周期的m倍(m是3以上的整數(shù))相等的周期、并且在各相之間相位不同的位置檢測用電壓。
文檔編號H02P21/00GK101809857SQ20088010904
公開日2010年8月18日 申請日期2008年5月9日 優(yōu)先權日2007年9月27日
發(fā)明者伊藤正人, 小島鐵也, 金原義彥 申請人:三菱電機株式會社