專利名稱：超高效率切換的功率逆變器和功率放大器的制作方法
技術領域：
本公開內容總體涉及功率轉換系統(tǒng)，具體而言，涉及高效率的單級逆變器或放大器。
背景技術：
本公開內容總體針對電源電路，在一個實施方式中，針對實現(xiàn)超高效率的單級電源或功率放大器。根據(jù)本公開內容的一個方面，提供了一種用于產生與源信號成比例的功率輸出的裝置。該裝置包括一個相位調制器，該相位調制器控制上功率驅動器和下功率驅動器，所述上功率驅動器和下功率驅動器又驅動上變壓器和下變壓器。所述上變壓器和下變壓器用來至少電氣隔離輸出與輸入電壓，并且還可用于通過改變匝數(shù)比在輸出上提供增益匹配或阻抗匹配或者二者。此外，在本公開內容中，用于上功率驅動器和下功率驅動器的載波信號之間的相位差可用于“微調”輸出電壓。然而，因為相位調制器優(yōu)選利用具有固定預設占空比的載波，所以避免了調制器和電路的其余部分的復雜性。此外，尤其與大部分傳統(tǒng)的功率放大器拓撲結構相比，本公開內容中的移相式功率轉換一般不產生任何交越失真。上述上變壓器和下變壓器中的每一個的次級側的電路是基本對稱的，并且包括一個整流器級，該整流器級電連接至電感器，該電感器與電容器串聯(lián)以形成低通濾波器(該低通濾波器具有遠遠(substantially)大于源信號的頻率且小于相位調制器生成的載波的頻率的轉折頻率)，該低通濾波器進一步用于對源信號進行積分(integrate)。次級電路還包括半導體開關，該半導體開關電連接至電感器和整流器級之間的電接點，以提供一個供高頻電流到地的返回路徑。使用這樣的半導體開關還允許輸出以實現(xiàn)雙向電流流動。

與上次級電路和下次級電路相關聯(lián)的電感器相互高度耦合(即，大于或等于0. 99)。在一個優(yōu)選實施方式中，上電感器和下電感器都被纏繞在同一芯上，所述芯可以是例如E形芯，或者是環(huán)形的。此外，半導體開關優(yōu)選被物理地設置在由上電感器和下電感器產生的磁場內，使得這些半導體開關也作為基本零電壓零電流的開關元件工作。此外，使用相連接的電感器以及半導體開關允許電路實現(xiàn)雙向能量循環(huán)。在一些實施方式中，所述裝置還可包括電流檢測電路，所述電流檢測電路被可操作地連接以測量上功率驅動器和下功率驅動器的電流輸出，以給相位調制器提供反饋從而提供過電流保護。在一些實施方式中，所述裝置還可使用誤差校正電路，所述誤差校正電路可操作地連接在完全平衡的差分輸出(fully balanced differentialoutput)和相位調制器之間，以減少失真和校正平衡。在包括功率因數(shù)校正電路的某些實施方式中，一個阻尼控制器可被可操作地連接在誤差校正電路和功率因數(shù)校正電路之間，以通過所述功率因數(shù)校正電路調整DC端電壓輸出。如根據(jù)上述內容容易明了的，本公開內容的方面包括，所有的開關元件(在裝置的初級側和次級側上的)都作為基本零電壓零電流的開關元件工作。這樣的“軟”開關不僅更加高效，還降低了 EMC噪聲。而且，本發(fā)明的電路不要求單獨的電源和開關功率放大級，從而避免了額外的部件成本以及增加的空間需求。此外，由于在變壓器的次級側不需要高壓DC源，所以在本公開的拓撲結構中不存在過電壓情況的風險。再者，因為本公開內容使用兩個開關變壓器并在次級電路中使用對稱電路，所以其產生在上次級電路和下次級電路的輸出之間形成完全平衡的差分輸出。

發(fā)明內容
根據(jù)本公開內容的一方面，提供了一種可用于各種設備的新穎的功率轉換器設計和系統(tǒng)，所述各種設備包括逆變器、轉換器、放大器、電機驅動器等。通常，所述系統(tǒng)通過接收來自一個源的一個信號來運行，所述信號通過具有遠遠大于所述信號的頻率的基頻或高頻信號分別被調制在兩個基本相似的(優(yōu)選相同的)、周期性的交流信號上。由此，所述高頻信號中的每個都用作載波。這些載波信號的相位可以相對于彼此移動(例如，從1°到89° )，以在次級電路中的輸出上提供某些增益。如下文進一步討論的，總的電路輸出基于這些信號之間的相位差。兩個經(jīng)調制的高頻信號中的每一個都被供給至初級側的相應的諧振器電路，所述諧振器電路為基本零電壓和零電流開關建立必要的電學條件。所述信號中的每一個接下來被供給至相應的變壓器的初級繞組。所述變壓器提供隔離，并且在一些實現(xiàn)中還可用于提供增益(例如，升壓或降壓變壓器)。所述兩個經(jīng)調制的高頻信號由此耦合至次級電路。 次級電路輸出是基本對稱的,這意味著次級電路中的兩個輸出被用于產生一個完全平衡的差分輸出信號。次級電路中的二極管保證電流僅從每個變壓器的次級繞組的兩端朝向電路輸出端正向流出，確保在幾乎整個循環(huán)中有電流。所述二極管將正脈沖和負脈沖都轉換為正脈沖。結果，次級電路中載波頻率加倍。如本領域普通技術人員理解的，其他的電路或半導體元件或這二者可被用于替代二極管來在變壓器的次級輸出上形成這樣的整流器。在輸出端口的兩側形成有兩個低通濾波器電路(例如，

圖1A中的L5/C1和L10/C2)。電容(Cl和C2)和電感(L5和L10)的值被選擇為使轉折頻率(與這些電容器-電感器電路的低通濾波功能度有關)遠遠高于預期的輸出信號的頻率(如果不是，高于預期的輸出信號的頻率至少一數(shù)量級)。這些電容器-電感器對(L5/C1和L10/C2)還用于將與信號源104成比例的電壓累積(integrate)在電路輸出上。在低通濾波器中使用的電感器L5和LlO被非常緊密地磁耦合，但是未被電連接。優(yōu)選地，電感器L5和LlO具有0. 99或更好的耦合系數(shù)，并且被繞同一物理芯纏繞(優(yōu)選，非常緊地)。這些電感器的強耦合和拓撲結構用于基本避免電路的輸出上的雙向電流。另外，借助電感器L5和LlO的運行建立的磁場有助于使高速半導體開關的內部體二極管導通。通過將FET從“截止”轉變到“導通”方面的內在的惰性最小化，可以基本避免半導體開關的硬開關和相關的功率損失。這使得電路更加高效，尤其在交叉點處。結果，半導體開關——例如，圖1A中的Ml和M2——作為基本零電壓的開關元件工作。優(yōu)選地，半導體開關Ml和M2是高速開關，例如nMOSFET。然而，可使用任何能夠以期望速度工作的半導體開關——例如像IGBT加額外的二極管——實現(xiàn)相同的運作。
具體實施方式
由此，如根據(jù)下文的討論將明了的，這樣的設計相對于現(xiàn)有系統(tǒng)提供了效率上的顯著提高以及顯著的成本和空間節(jié)約。圖1A提供了根據(jù)本公開內容的系統(tǒng)100的一個實施方式。在該實施方式中，系統(tǒng)100包括初級級和次級級。在圖1A的初級級中，系統(tǒng)100具有DC輸入102、信號源104、相位調制器106、兩個功率驅動器108和110、兩個諧振器電路112和116，以及兩個開關變壓器114和118的初級繞組。在圖1A的次級級中，系統(tǒng)100包括兩個開關變壓器114和118各自的兩個次級繞組L3/L4和L8/L9，這些次級繞組L3/L4和L8/L9中的每一個通過二極管電連接至第一節(jié)點(“節(jié)點A”)或第三節(jié)點(“節(jié)點B”)中的相應一個，所述節(jié)點是相應的整流器和低通濾波器之間的電連接，于是這些次級繞組中的每一個被接入由分立的電感器-電容器對(即，電感器-電容器對L5/C1和L10/C2)形成的低通濾波器。為每一個分立的電感器-電容器對L5/C1和L10/C2選擇的標稱值使得每一個低通濾波器的截止或轉折頻率低于載波的高基頻，并且優(yōu)選地遠遠高于所述信號的頻率。這些低通濾波器提供高頻濾波，以在傳送來自源104的信號時基本去除載波信號。一般而言，該拓撲結構中的電容器Cl和C2僅將小的電流紋波傳導至地。在圖1A-1C的電路中，電感器L5和LlO優(yōu)選地繞同一芯的平行芯柱(leg)緊緊地纏繞，以實現(xiàn)高耦合系數(shù)，該高耦合系數(shù)優(yōu)選好于0. 99。利用這樣的設計，L5和LlO —起保證圖1A的次級電路中的基本完整的能量流。如圖1B和IC中所示，所述芯可以是環(huán)形的或者是E形芯，E形芯類型目前是優(yōu)選的，但并不限于這種芯形狀。所述芯可由鐵氧體、鐵粉或用于制造電力電感器的任何其他材料制成。優(yōu)選地，L5和LlO的電感基本相等，并且在20微亨到50微亨的范圍內。上電感器L5和上電容器Cl之間的電連接形成第二節(jié)點，該第二節(jié)點是兩個輸出端子中的第一個，下電感器LlO和相應的下電容器C2之間的電連接形成第四節(jié)點，該第四節(jié)點是兩個輸出端子中的第二個。電路的差分輸出信號是這兩個輸出端子上的輸出。圖1A的次級級還包括半導體開關Ml和M2，所述半導體開關Ml和M2優(yōu)選是高速n型MOSFET (如圖中所示)。如本領域普通技術人員將理解的，半導體開關Ml和M2還可使用高速IGBT (加上額外的二極管，如本領域普通技術人員在閱讀了本說明書后將理解的)或者提供高速切換的任何其他半導體開關來實現(xiàn)。半導體開關Ml和M2中的每一個的柵極都通過R+和二極管相應地連接至次級變壓器繞組L3和L4或者L8和L9的最后一匝。晶體管Ml和M2在工作中提供從節(jié)點A和節(jié)點B到地的雙向高頻電流。在優(yōu)選實施方式中，R大約為100千歐，而R+大約為10歐。晶體管M1/M2電路被配置為使得在任意時刻，或者晶體管Ml導通，或者晶體管M2導通，但是優(yōu)選這二者不同時導通。DC輸入可以由諸如電池的任意DC源、將交流電(AC)轉換為DC的半橋或全橋整流器(通常也稱為AC/DC轉換器)等提供。DC電壓的振幅可以基于對系統(tǒng)100的預計應用進行設計選擇，不過通常預期，DC電壓可以大約為數(shù)百伏特。信號源輸入104處的信號輸入也可以是任意類型的信號，取決于使用系統(tǒng)100所針對的應用。例如，在其中系統(tǒng)100待被用作DC-AC逆變器的一部分的一個實施方式中，信號源可以由正弦波發(fā)生器生成。另一方面，在其中系統(tǒng)100待被用作功率放大器的一部分的一個實施方式中，信號源可由待被系統(tǒng)100放大的音頻信號(通常被認為在4§ 20HZ到20kHz的范圍內)組成。當然，其他信號可以和系統(tǒng)100 —起使用；然而，這些信號應優(yōu)選具有這樣的基頻，該基頻比載波信號的基頻低至少一個數(shù)量級。相位調制器106產生具有基本相同的占空比和頻率的妾掩周期性信號(在本文中也被稱為載波信號或載波)，功率驅動器輸出108a和IlOa分別表示各個相應的功率驅動器的高輸出端子，輸出108b和IlOb分別表示低輸出端子。每個功率驅動器都由相位調制器驅動，所述相位調制器可用于控制每個功率驅動器108、110產生的信號的最大振幅電壓。在一個優(yōu)選實施方式中，每個功率驅動器108、110都由相位調制器106驅動，以生成具有50%占空比的方波。相位調制器106產生的信號的基頻基于其中將使用電路的應用，優(yōu)選地，該基頻比信號源的頻率高至少一個數(shù)量級。例如，在其中信號源具有60Hz的頻率的一個實施方式中，希望功率驅動器108和110產生的信號的頻率是至少600Hz，優(yōu)選高于1kHz。類似地，在其中信號源可以是可聽信號——其通常被認為在20Hz到20kHz的范圍內——的一個實施方式中，希望相位調制器106產生的載波信號的頻率是至少200kHz，更優(yōu)選在400kHz到IMHz之間。針對相位調制器106輸出的載波信號使用較高的頻率范圍提供多個優(yōu)點。首先，其在載波頻率和信號源的頻率之間提供足夠的間隔，以使電力頻率或載波頻率能夠在輸出120處被濾除。其次，較高的載波頻率為使用較小的變壓器114和118創(chuàng)造條件，從而進一步減少系統(tǒng)100的費用、重量和物理占地面積。方波驅動器在本領域是公知的，并且預期可使用任意類型的方波驅動器。例如，每一個功率驅動器可以是使用MOSFET (或其他場效應晶體管)的推挽電路、全橋電路、半橋電路等。在又一實施方式中，功率驅動器`108和110還可被配置為產生其他類型的周期性信號(不限于方波)，只要每一個相位調制器106提供具有基本相同的占空比和相同的基頻的基本相同的周期性信號。相位調制器106被配置為接收信號源104，生成第一和第二載波信號，并控制相位調制和所述載波信號之間的相對相位。在一個實施方式中，相位調制器106優(yōu)選是由數(shù)字信號處理器(DSP)形成的數(shù)字相位調制器，該數(shù)字信號處理器以預定速率對信號源104進行采樣?？梢允褂萌我獾牟蓸铀俾?，因為所述采樣速率無需與任何系統(tǒng)部件中使用的頻率相關，優(yōu)選使用較高的采樣速率以便實現(xiàn)輸入信號104的較低失真。在一個替代實施方式中，可以改為使用模擬相位調制器。在圖1A的實施方式中，相位調制器106還被示為由DC信號供電，不過預期也可提供單獨的電源。各個開關變壓器114、118優(yōu)選包括連接至相應的功率驅動器108、110的初級繞組L1、L6，以及連接至次級電路中的正向偏壓整流器的次級繞組L3/L4、L8/L9。這些變壓器114、118提供電路輸出120與電源電壓的電隔離，并且實際上消除輸出120處的任何潛在過電壓情形。通過使用兩個單獨的變壓器114、118，該電路還實現(xiàn)了完全平衡的差分輸出。如本領域技術人員充分理解的，平衡輸出是希望的，因為尤其是，它允許使用較長的電纜，同時降低了對外部噪聲的敏感性。這在音頻應用以及冗長的電力傳輸線路中是尤其有利的。在圖1A中，變壓器114、118的初級繞組和次級繞組被示為利用相同數(shù)目的圈數(shù)。然而，預期變壓器114、118可以是升壓或降壓變壓器，在這樣的情況下，初級繞組和次級繞組將具有不同數(shù)目的匝數(shù)。通過改變變壓器114、118中的匝數(shù)，輸出120處的信號增益量可以增加或減小，以便實現(xiàn)輸出120兩端的期望電壓范圍，以及可期望的匹配輸出阻抗。為提供完全隔離，還希望每個開關變壓器114、118的初級繞組和次級繞組以最小物理距離隔開，所述最小物理距離被認為足以提供最高達3000VAC的隔離。在一個實施方式中，變壓器114,118還可利用鐵氧體芯，不過也可使用其他芯，包括但不限于空心。還預期可使用變壓器的內部雜散元件來幫助濾除噪聲。系統(tǒng)100的運行如下。相位調制器106生成兩個基本相似的交流信號，這兩個交流信號相互有1°至89°的相位差異，并且具有基于DC電源的振幅。在1°和89°的相對相位差下，圖1A的電路將導致最大電壓增益(變壓器中產生的任何增益都不包括在內)，而45°的相位差將實際上導致在電路輸出120處沒有輸出電壓。這是因為輸出是由如下兩個節(jié)點形成的平衡輸出，每個所述節(jié)點包括次級電路的兩個基本對稱的電路中與之相應的一個電路的電壓。以這樣的方式，兩個節(jié)點之間的電壓差吝由相位調制器106生成的載波的周期循環(huán)中的任意給定時間形成輸出電壓(或信號)。相應地，在初級電路中相位調制器106生成的載波之間的相位差是45°的情況下，由于圖1A的次級電路中的倍頻，在所述周期循環(huán)中的任意時刻，在共同形成電路輸出120的節(jié)點上的信號之間將沒有電壓差。由此，供給到相位調制器106的一個或多個控制信號(未不出)控制載波之間的相對相移,這又控制輸出端子120上的增益的狀況(aspect)，所述增益與相移成比例。由此，通過連續(xù)地或周期性地調節(jié)相位調制器106的輸出上的相移，可以生成與信號源104成比例的輸出信號。輸出信號120的電壓范圍還可以如下方式調整或者通過改變DC輸入電平，或者如上所述，通過改變開關變壓器114和118的初級繞組和次級繞組之間的匝數(shù)比。此外，通過相位調制器106在信號源104上接收的任何信號相對于信號源104調制載波。上述電路設計可用于高效地提供外部電源的放大、將DC信號逆變?yōu)锳C信號、電機驅動等。使用相移控制輸出信號的增益還有許多優(yōu)點。例如，它使系統(tǒng)能夠提供高效的功率轉換。它還消除目前在實際中使用開關晶體管的功率放大器電路中常見的交越失真。通過限制相位調制器的相移范圍，還可實現(xiàn)軟信號限幅和音頻信號增益壓縮。更重要的是，本公開內容使所有開關器件都基本在零電壓和零電流狀況下工作，這在至少現(xiàn)有技術的D類放大結構中是很難實現(xiàn)的。圖2示出了利用本公開內容的電路設計的單級DC-AC逆變器200的一個實施方案。逆變器200包括相位調制器106、兩個功率驅動器108、110，以及兩個開關變壓器114、118，它們以類似于上文關于圖1A-1C的系統(tǒng)100所述的方式工作。在這個實施方式中，DC輸入由外部DC電源提供，并且被傳送通過一個濾波器，諸如EMC濾波器202。所述信號源由正弦波發(fā)生器204提供。由正弦波發(fā)生器204輸出的正弦波的頻率基于輸出120處希望的AC信號的頻率進行設計選擇。例如，作為非限制性實例，世界上許多地方的消費設備通常以50Hz的AC信號工作。在這樣的情況下，正弦波發(fā)生器可被配置為產生50Hz的正弦波。相比之下，在美國，消費設備通常被配置為以60Hz的信號工作。在又一個實施方式中，正弦波發(fā)生器可被配置為使用10-30HZ的頻率，以使熒光燈工作。如圖2的實施方式中所示，根據(jù)本公開內容，DC-AC逆變器還可包括一個或多個可選部件。這些部件可包括電流檢測電路206、208以及輸出誤差校正電路212。在一個實施方式中，電流檢測電路206、208可以連接至相應的功率驅動器108、110，以為相位調制器106提供反饋回路從而提供過電流保護。電流檢測電路的各種結構在本領域是公知的，在本文中將不作詳細描述。例如，在其中功率驅動器是推挽MOSFET結構的一個實施方式中，每個電流檢測電路206、208可以是單個電阻器。從而,可以使用非常簡單和有成本效益的電流檢測電路實現(xiàn)完全的過電流保護。當然，如本領域技術人員理解的，對于其他類型的功率驅動器，電流檢測電路可包括其他部件。在圖2的實施方式中，次級電路在設計和運行方面與關于圖1A所討論的次級電路相同。不過，在該實施方式中，可設置誤差校正電路212以形成從輸出120到相位調制器106的反饋回路，以減少失真和校正平衡。圖3示出了根據(jù)本公開內容的單級功率放大器300的一個實施方式。放大器300包括相位調制器106、兩個功率驅動器108、110、以及兩個開關變壓器114、118，它們以類似于上文關于圖1A的系統(tǒng)100所述的方式工作。在這個實施方式中，放大器300的DC輸入由一個將AC輸入轉換為DC信號的輸入整流器302提供，然后被傳送通過一個功率因數(shù)校正電路304?？梢允褂帽绢I域公知的任意類型的功率因數(shù)校正電路。例如，功率因數(shù)校正電路304可包括自動功率因數(shù)校正單元(例如，一個或多個由接觸器切換的電容器，所述接觸器又由一個測量網(wǎng)絡的功率因數(shù)的調整器控制);無源功率因數(shù)校正單元(例如，電感器);有源功率因數(shù)校正單元(例如，升壓轉換器、降壓轉換器或者降壓-升壓轉換器)；或諸如此類。在圖3的系統(tǒng)中，信號源由外部音頻源提供，并且被傳送通過音頻輸入級306。在所示的實施方式中，音頻輸入級306可以是運算放大器，但是也可使用任何其他的音頻輸入級306。外部音頻源可以是待使用功率放大器300放大的任何源。

如示出的，放大 器300還可包括可選的電流檢測電路206和208以及輸出誤差校正電路212，它們以類似于關于圖2所述的方式工作。另外，如圖3中所示，輸出校正電路212還可連接至一個阻尼控制器310，該阻尼控制器又連接至功率因數(shù)校正電路304。阻尼控制器310利用從輸出校正電路212提供的誤差信號控制放大器的阻尼因數(shù)，所述放大器于是可用于調整正從功率因數(shù)校正電路輸出的電壓。通過基于輸出120上的負載來控制功率因數(shù)校正電路輸出的輸入電壓，可以改善輸出120處的信號質量?，F(xiàn)在轉到圖4、5和6，這些圖示出了在圖1A的電路的一個具體實現(xiàn)中多個節(jié)點處的以及通過多個部件的多個電壓和電流波形，這些電壓和電流波形通過LTspice IV建模軟件產生。具體地，為了對圖1A的工作建模，(&)0(輸入電壓被選為20￥;03)在相位調制器106中生成具有50%的占空比的IOOkHz的方波載波信號；(c)源信號是60Hz的正弦波；(d)以10°的相對相位差驅動功率驅動器108、110 ； (e)開關變壓器114、118的初級次級之比為1:1 ;以及，(f)分立部件被賦予以下值
權利要求
1.一種用于提供與源信號成比例的功率輸出的裝置，所述源信號具有源頻率，所述裝置包括相位調制器，其被構造為生成第一載波信號和第二載波信號，每個所述載波信號具有基本相同的載波波形、載波頻率和占空比，所述第一載波信號和第二載波信號具有相對相位差，所述相位調制器還被構造為利用所述源信號調制所述第一載波信號和第二載波信號，并輸出第一經(jīng)調制的載波信號和第二經(jīng)調制的載波信號；上變壓器和下變壓器，所述上變壓器具有上變壓器初級繞組和上變壓器次級繞組，所述下變壓器具有下變壓器初級繞組和下變壓器次級繞組，所述上變壓器和下變壓器被構造成相互基本上電磁相同，并在所述裝置的初級和次級之間提供電氣隔離；上功率驅動器電路，其被構造成由所述第一經(jīng)調制的載波信號驅動，并從DC電源提取功率以向所述上變壓器初級繞組輸出有功率的經(jīng)調制的載波信號，所述上功率驅動器電路可操作地連接至一個上諧振器電路，所述上功率驅動器電路被構造成作為基本零電壓零電流的開關元件工作；下功率驅動器電路，其被構造成由所述第二經(jīng)調制的載波信號驅動，并從所述DC電源提取功率以向所述下變壓器初級繞組輸出有功率的經(jīng)調制的載波信號，所述下功率驅動器電路可操作地連接至下諧振器電路，所述下功率驅動器電路被構造成作為基本零電壓零電流的開關元件工作；上次級電路，其電連接至所述上變壓器次級繞組，該上次級電路繞組具有上整流器級，所述上整流器級電連接至上電感器，所述上電感器與上電容器串聯(lián)以形成上低通濾波器，所述上低通濾波器具有大于所述源頻率且小于所述第一載波信號和第二載波信號頻率的轉折頻率，所述上低通濾波器還被構造為累積與所述源信號成比例的電壓；上半導體開關，所述上半導體開關連接至地和上電感器與所述上整流器級之間的第一節(jié)點，并被構造為提供高頻電流到地的返回通路；上輸出元件，所述上輸出元件連接至所述上電感器和所述上電容器之間的第二節(jié)點；下次級電路，其連接至所述下變壓器次級繞組，所述下次級電路包括下整流器級，所述下整流器級連接至下電感器，所述下電感器與下電容器串聯(lián)以形成下低通濾波器，所述下低通濾波器被構造為具有遠遠大于所述源頻率且小于所述第一載波信號和第二載波信號頻率的轉折頻率，所述下低通濾波器還被構造為累積與所述源信號成比例的電壓；下半導體開關，其連接至所述下電感器和所述下整流器級之間的第三節(jié)點，并被構造為提供高頻電流到地的返回通路；下輸出元件，其連接至所述下電感器和所述下電容器之間的第四節(jié)點；其中所述上電感器和所述下電感器被構造為相互磁耦合，并且所述上高速半導體開關和所述下高速半導體開關被構造為被物理地設置在由所述上電感器和所述下電感器產生的磁場內，使得所述上高速半導體開關和所述下高速半導體開關都被構造為作為基本零電壓零電流的開關元件工作，其中所述上高速半導體開關和所述下高速半導體開關被構造為當由所述上變壓器次級電路和所述下變壓器次級電路中的相應一個上的正電壓的增加控制時，在基本互補的時間導通；以及所述上輸出元件和所述下輸出元件處的輸出端子，在所述輸出端子上生成完全平衡的差分輸出信號。
2.根據(jù)權利要求1所述的裝置，其中，所述上變壓器和所述下變壓器具有基本相同的線圈匝數(shù)比。
3.根據(jù)權利要求1所述的裝置，其中，所述上變壓器和所述下變壓器的線圈匝數(shù)比被構造為實現(xiàn)期望的輸出電壓范圍。
4.根據(jù)權利要求3所述的裝置，其中，所述輸出被構造為完全差分輸出，所述線圈匝數(shù)比還被構造為匹配所述完全平衡的差分輸出上的期望阻抗。
5.根據(jù)權利要求4所述的裝置，其中，所述相對相位差是可調節(jié)的，以實現(xiàn)期望的輸出電壓范圍，同時維持所述完全平衡的差分輸出上的期望阻抗。
6.根據(jù)權利要求1所述的裝置，其中，所述上變壓器和所述下變壓器的線圈匝數(shù)比被構造為匹配所述完全平衡的差分輸出上的期望阻抗。
7.根據(jù)權利要求1所述的裝置，其中，由所述相位調制器生成的所述第一載波信號和第二載波信號具有固定占空比。
8.根據(jù)權利要求1所述的裝置，其中，所述源信號是包含小于20kHz的頻率的數(shù)據(jù)信號，并且所述相位調制器被構造為在為20kHz的兩倍以上的基頻下運行。
9.根據(jù)權利要求1所述的裝置，其中，所述上電感器和下電感器都被纏繞在同一芯上。
10.根據(jù)權利要求9所述的裝置，其中，所述芯為E形芯。
11.根據(jù)權利要求9所述的裝置，其中，所述芯是環(huán)形的。
12.根據(jù)權利要求1所述的裝置，還包括上電流檢測電路，所述上電流檢測電路連接至所述上功率驅動器，并被構造為測量所述上功率驅動器的電流輸出以及向所述相位調制器提供反饋以提供過電流保護。
13.根據(jù)權利要求12所述的裝置，還包括下電流檢測電路，所述下電流檢測電路連接至所述下功率驅動器，并被構造為測量所述下功率驅動器的電流輸出以及向所述相位調制器提供反饋以提供過電流保護。
14.根據(jù)權利要求1所述的裝置，還包括誤差校正電路，所述誤差校正電路連接在所述完全平衡的差分輸出和所述相位調制器之間，并且被構造為減少失真和校正平衡。
15.根據(jù)權利要求14所述的裝置，還包括功率因數(shù)校正電路和阻尼控制器，所述阻尼控制器連接在所述誤差校正電路和所述功率因數(shù)校正電路之間，并且被構造為調整通過所述功率因數(shù)校正電路輸出的DC端電壓。
16.藝余)
17.根據(jù)權利要求1所述的裝置，其中，所述上整流器級和所述下整流器級被構造為分別使所述上次級電路和所述下次級電路中存在的所述第一載波信號和所述第二載波信號的載波頻率加倍。
18.根據(jù)權利要求17所述的裝置，其中，所述上整流器級和下整流器級是使用多個分立的二極管形成的。
19.藝余)
20.根據(jù)權利要求18所述的裝置，其中，所述輸出被構造為由于所述上高速半導體開關和所述下高速半導體開關與相互高度連接的所述上電感器和所述下電感器的相互作用，而傳導雙向電流。
21.—種電路,包括第一變壓器電路和第二變壓器電路，所述第一變壓器電路和第二變壓器電路具有第一初級繞組和第二初級繞組以及第一次級繞組和第二次級繞組；初級電路，其包括具有輸入的相位調制器電路，所述相位調制器電路被構造為接收源信號以及輸出具有可改變的相對相位差的第一和第二經(jīng)調制的載波信號；以及第一和第二諧振器電路，所述第一和第二諧振器電路連接至所述相位調制器以接收所述第一和第二經(jīng)調制的載波信號，并進一步連接至所述第一變壓器電路和第二變壓器電路的相應的第一初級繞組和第二初級繞組；以及第一次級電路和第二次級電路，其連接至所述第一變壓器和第二變壓器的相應的第一次級繞組和第二次級繞組，所述第一次級電路和所述第二次級電路中的每一個都包括整流器級和低通濾波器，所述低通濾波器由電容器和電感器構成，并被構造為具有遠遠大于所述源信號的頻率且小于所述第一和第二經(jīng)調制的載波信號的頻率的轉折頻率，所述第一次級電路和所述第二次級電路中的每一個還包括相應的第一和第二開關，所述第一和第二開關被構造為提供到地的返回通路，所述第一次級電路和所述第二次級電路的各個低通濾波器的電感器被構造為相互磁耦合，所述第一開關和所述第二開關被構造為被物理地設置在由所述磁耦合的電感器產生的磁場內，使得所述第一開關和所述第二開關被構造為作為基本零電壓零電流的開關元件工作，以在基本互補的時間傳導電流，并且在形成于所述低通濾波器上的輸出端子處生成完全平衡的差分輸出信號。
22.根據(jù)權利要求21所述的電路，其中，所述低通濾波器電感器被纏繞在共同的芯上，并且具有至少O. 99的耦合系數(shù)，并且其中由所述低通濾波器電感器形成的磁場有助于所述第一開關和所述第二開關的內部體二極管的導通。
23.根據(jù)權利要求22所述的電路，其中，所述低通濾波器電感器被纏繞在所述芯的平行芯柱上，且所述低通濾波器電感器的電感基本相同。
24.根據(jù)權利要求21所述的電路，其中，所述第一開關和第二開關被構造為提供分別從所述第一次級電路的低通濾波器電感器和整流器級之間的第一節(jié)點流向地和從所述第二次級電路的低通濾波器電感器和整流器級之間的第二節(jié)點流向地的雙向高頻電流。
25.根據(jù)權利要求21所述的電路，還包括第一和第二功率驅動器電路，所述第一和第二功率驅動器電路連接至所述相位調制器電路以接收相應的第一和第二經(jīng)調制的載波信號，并且具有連接至相應的所述第一變壓器電路和第二變壓器電路的所述第一初級繞組和第二初級繞組的相應輸出端。
26.根據(jù)權利要求21所述的電路，其中，所述相位調制器輸出所述第一和第二經(jīng)調制的載波信號，所述第一和第二經(jīng)調制的載波信號是相互有I度至89度的相位差異的基本相似的交流信號，I度和89度的相對相位差將導致所述完全平衡的差分輸出信號的最大電壓增益，45度的相對相位差將導致所述輸出信號基本無輸出電壓。
27.根據(jù)權利要求21所述的電路，還包括源信號發(fā)生器，該源信號發(fā)生器具有連接至所述相位調制器電路的輸出端，所述源信號發(fā)生器被構造為生成正弦波信號形式的所述源信號。
28.根據(jù)權利要求27所述的電路，還包括第一和第二檢測電路，該第一和第二檢測電路分別連接至所述第一和第二功率驅動器電路，以為所述相位調制器提供反饋回路，該相位調制器又被構造為響應于由所述第一和第二電流檢測電路提供的反饋回路而提供過電流保護。
29.根據(jù)權利要求27所述的電路，還包括輸出誤差校正電路，所述輸出誤差校正電路接收所述差分輸出信號作為輸入，并且具有連接至所述相位調制器電路的輸出端，以提供反饋回路從而減少失真和校正平衡。
30.根據(jù)權利要求29所述的電路，包括阻尼控制器電路，所述阻尼控制器電路連接至所述誤差校正電路的輸出端，并且具有連接至功率因數(shù)校正電路的輸出端，所述功率因數(shù)校正電路連接至所述相位調制器電路和所述第一和第二功率驅動器電路，所述阻尼控制器電路被構造為接收來自所述誤差校正電路的誤差信號，并控制阻尼因數(shù)以調整所述功率因數(shù)校正電路的輸出端的電壓。
31.一種系統(tǒng),包括一個電路，其被構造為提供與源信號成比例的功率輸出，所述源信號具有源頻率，所述功率輸出電路包括相位調制器，其被構造為接收所述源信號并輸出第一和第二經(jīng)調制的載波信號以驅動第一功率驅動器電路和第二功率驅動器電路，所述第一功率驅動器電路和第二功率驅動器電路又分別連接至相應的第一變壓器電路和第二變壓器電路的第一初級繞組和第二初級繞組；以及第一整流器級和第二整流器級，所述第一整流器級和第二整流器級分別連接至相應的所述第一變壓器電路和第二變壓器電路的第一次級繞組和第二次級繞組；第一低通濾波器和第二低通濾波器，所述第一低通濾波器和第二低通濾波器連接至相應的第一整流器級和第二整流器級，所述第一低通濾波器和第二低通濾波器中的每一個都具有與電容器串聯(lián)連接的電感器，并被構造為具有遠遠大于所述源信號的頻率且小于所述第一和第二經(jīng)調制的載波信號的頻率的轉折頻率；以及第一開關和第二開關，所述第一和第二開關連接至所述第一和第二低通濾波器電感器與相應的所述第一和第二整流器級之間的相應接點，以提供到地的路徑，所述開關具有控制端子，所述控制端子連接至所述第一和第二變壓器的相應的所述第一和第二次級繞組，以在互補時間交替?zhèn)鲗щ娏髦了龅屯V波器上的輸出端子，從而提供一個完全平衡的差分輸出信號，所述第一開關和第二開關被構造為被物理地設置在由所述第一和第二低通濾波器中的第一和第二電感器產生的磁場內，使得所述第一開關和第二開關被構造為作為基本零電壓零電流的開關元件工作，并且其中所述相位調制器電路被構造為在所述第一和第二經(jīng)調制的載波信號之間提供相對相位差，所述相對相位差可改變以調整所述差分輸出信號的增益。
32.根據(jù)權利要求31所述的系統(tǒng)，其中，所述功率輸出電路包括第一和第二功率驅動器電路，所述第一和第二功率驅動器電路串聯(lián)連接至相應的第一和第二諧振器電路，所述第一和第二諧振器電路連接在所述相位調制器電路和所述第一和第二變壓器電路的所述應的第一和第二初級繞組之間。
33.根據(jù)權利要求32所述的系統(tǒng)，其中，所述第一低通濾波器和第二低通濾波器的所述第一和第二電感器被纏繞在同一芯上，以獲得O. 99或更大的磁耦合系數(shù)。
34.根據(jù)權利要求31所述的系統(tǒng)，其中，所述相位調制器電路被構造為在I度到89度——包括89度——的范圍內改變所述第一和第二經(jīng)調制的載波信號之間的相對相位差，并且其中所述功率輸出電路被構造為當所述第一和第二經(jīng)調制的載波信號之間的相對相位差是I度和89度時獲得所述差分輸出信號的最大增益， 并且當所述第一和第二經(jīng)調制的載波信號之間的相對相位差是45度時不在所述差分輸出信號中輸出電壓。
全文摘要
一種用于提供與源信號成比例的功率輸出的裝置，包括相位調制器，該相位調制器以具有相對相位差和具有調制在其上的信號的載波波形驅動上功率驅動器和下功率驅動器，并連接至一個諧振器電路以作為一個基本零電壓零電流的開關元件工作，其中輸出被供給到相應的上變壓器和下變壓器。所述變壓器上的相同的對稱次級電路具有整流器級，該整流器級電連接至一個電感器，該電感器與上電容器串聯(lián)以形成上低通濾波器；以及高速半導體開關，該高速半導體開關連接至所述電感器與所述整流器之間的節(jié)點，提供到地的返回通路。下次級電路電感器與所述上電感器高度連接(≥0.99)，并且在上輸出元件和下輸出元件之間形成的輸出與端電壓隔離，并利用雙向電流得以平衡。
文檔編號H02J1/10GK103038968SQ201180024110
公開日2013年4月10日 申請日期2011年5月30日 優(yōu)先權日2010年6月8日
發(fā)明者陳學健 申請人:Ip音樂集團有限公司