開關電源裝置的制作方法

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本發(fā)明涉及開關電源裝置，該開關電源裝置作為將輸入電壓變換為期望的電壓并供給電子設備的絕緣型變換器發(fā)揮作用。

背景技術：

(單端正激變換器(single ended forward converter))

以往，作為能夠?qū)⑤斎腚妷鹤儞Q為期望的電壓并得到輸出電壓的絕緣型變換器，已知有單端正激變換器(專利文獻1)。

如圖17所示，單端正激變換器100構成為主變壓器104的一次繞組104a和主開關元件106與輸入電源102連接。主變壓器104的二次繞組104b與具有正向側(cè)(forward side)同步整流元件108和旁路側(cè)(flywheel side)同步整流元件110的整流電路107、及具有輸出扼流圈112和輸出電容器114的平滑電路111連接，輸出電容器114與負載連接，從而得到輸出電力。

控制電路116是產(chǎn)生固定的開關頻率的PWM控制電路，控制主開關元件106的導通、截止。

正向側(cè)同步整流元件108和旁路側(cè)同步整流元件110由同步整流元件驅(qū)動電路122和柵極放電電路120控制導通及截止，同步整流元件驅(qū)動電路122具有接受在主變壓器104的三次繞組104c產(chǎn)生的電壓而進行動作的開關元件126、二極管128及穩(wěn)壓二極管130，柵極放電電路120具有開關元件122和信號傳遞用變壓器124。

正向側(cè)同步整流元件108與主開關元件106的導通及截止同步地被導通及截止。旁路側(cè)同步整流元件110在主開關元件106截止時被導通、在主開關元件106導通時被截止。旁路側(cè)同步整流元件110的截止和主開關元件106的導通(對應于正向側(cè)同步整流元件108的導通)是通過延遲電路118設置死區(qū)時間進行驅(qū)動。

由輸入電源102供給的電力根據(jù)主開關元件106的導通及截止，作為斷續(xù)電力供給主變壓器104。主變壓器104的一次繞組104a和二次繞組104b是在正向耦合(forward coupling)中使用，主開關元件106導通時的電力從一次繞組104a傳遞給二次繞組104b。

整流電路107及平滑電路111對在主變壓器104的正向耦合中傳送的電力進行整流及平滑，由此生成輸出電力Vo。輸出電力Vo是根據(jù)輸入電壓Vin、主變壓器104中的一次繞組104a的圈數(shù)N1和二次繞組104b的圈數(shù)N2的圈數(shù)比(N2/N1)、及主開關元件106的導通占空比duty決定的。

Vo＝(N2/N1)·Vin·duty

單端正激變換器100以固定的開關頻率進行動作，能夠按照主開關元件106的導通占空比(on duty)控制輸出電壓，因而能夠以簡單的控制電路(PWM控制電路)進行動作。并且，由于將主變壓器104用作正激變壓器，因而變壓器的轉(zhuǎn)換效率較高。

(LLC共振變換器)

以往，作為能夠?qū)⑤斎腚妷鹤儞Q為規(guī)定的電壓并得到輸出電壓的絕緣型變換器的另一種方式有LLC共振變換器(專利文獻2)。

圖18示出以往的LLC共振變換器(專利文獻2)。在LLC共振變換器中設置的主變壓器T1的一次繞組N1與共振電容器C1和共振電感器L1的串聯(lián)共振電路連接。開關元件Q1、Q2成為以約50％的占空比對稱且交替地導通、截止的半橋電路，以使共振電容器C1、共振電感器L1及主變壓器T1處于共振狀態(tài)的方式控制開關元件Q1、Q2的開關頻率。

主變壓器T1的二次繞組N2與具有整流元件D3、D4的中央抽頭式的全波整流電路、及具有輸出電容器Co的平滑電路連接，輸出電容器Co與負載連接。

驅(qū)動開關元件Q1、Q2的控制電路202成為頻率調(diào)制控制電路(PFM控制電路)，以通過與差分放大器203的輸出電壓和基準電壓的誤差電壓對應的VCO(電壓控制振蕩器)的控制使輸出電壓成為規(guī)定的值的方式控制開關頻率。此時，以使共振電容器C1、共振電感器L1及主變壓器T1始終處于共振狀態(tài)的方式控制開關頻率。

LLC共振變換器與圖17所示的單端正激變換器不同，開關元件Q1、Q2以軟開關(soft switching)動作進行驅(qū)動，因而不存在開關損耗的增大和電涌電壓的產(chǎn)生等。因此，能夠得到高效率、低噪聲的開關電源。

現(xiàn)有技術文獻

專利文獻

專利文獻1：日本特開2012－100490號公報

專利文獻2：日本特開平08－066025號公報

專利文獻3：日本特開2014－060850號公報

技術實現(xiàn)要素：

發(fā)明要解決的問題

但是，圖17所示的以往的單端正激變換器是在硬開關(hard switching)中使用主開關元件，能夠觀察到開關損耗的增大和電涌電壓的產(chǎn)生等，因而存在效率的降低和產(chǎn)生較大的噪聲這樣的問題。

與此相對，圖18所示的以往的LLC共振變換器的開關元件以軟開關動作進行驅(qū)動，因而不存在開關損耗的增大或電涌電壓的產(chǎn)生等，能夠得到高效率、低噪聲的開關電源。

但是，以往的LLC共振變換器需要進行開關頻率的控制，使得即使在輸入電壓或負載電流等條件變化的情況下也能維持共振狀態(tài)，因此需要復雜且高價的控制電路。

并且，在輸入電壓、輸出電壓、負載電流等變化的情況下，當使開關頻率變化的控制無法跟上時，產(chǎn)生所謂“共振偏離”。在產(chǎn)生“共振偏離”時，開關元件不能進行軟開關動作，而處于硬開關狀態(tài)，并引發(fā)擊穿電流流過的現(xiàn)象，對開關元件造成由于巨大的電涌電壓引起的壓力，在最壞的情況下將引發(fā)導致開關電源裝置故障這樣的不良情況。

并且，LLC共振變換器的頻率調(diào)制方式存在測定系統(tǒng)影響波及到測定器等處理微小信號的設備的問題。例如，在AD變換器的采樣率與開關頻率接近時，也存在AD變換器的變換誤差增大的問題。

本發(fā)明的目的在于提供開關電源裝置，對于絕緣型變換器電路實現(xiàn)軟開關動作，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率、低噪聲及低成本。

用于解決問題的手段

(開關電源裝置)

本發(fā)明的開關電源裝置作為一次側(cè)電路構成如下的同步整流升壓降壓扼流電路：將主開關元件和扼流圈的串聯(lián)電路與輸入電源并聯(lián)連接，將緩沖電容器和換流元件的串聯(lián)電路與扼流圈并聯(lián)連接，作為二次側(cè)電路構成如下的電路：在扼流圈上設置二次繞組，將整流元件和輸出電容器的串聯(lián)電路與二次繞組連接，從輸出電容器的兩端得到輸出電力，其特征在于，

扼流圈的電感值被設定成如下的值：在輸出電流為規(guī)定的額定值(最大輸出電流)以下時，在開關的1個周期內(nèi)使在扼流圈中流過的電流在正向及負向這兩個方向上流過，

所述開關電源裝置設置了具有如下功能的開關控制電路：設置死區(qū)時間使主開關元件及換流元件以規(guī)定的開關頻率互補地導通、截止。

(防止產(chǎn)生對負載過大電流的電涌)

所述開關電源裝置設置：

開關控制電路，其進行如下控制：設置死區(qū)時間而使主開關元件及換流元件以規(guī)定的開關頻率互補地導通、截止；

極性檢測電路，其檢測扼流圈的極性而輸出極性檢測信號；以及

主開關元件導通保留控制電路，其進行控制，使得在極性檢測電路輸出極性檢測信號時，保留開關控制電路輸出的主開關元件的導通信號而使截止繼續(xù)。

其中，開關電源裝置還設置有電流限制電路，在開關周期的1個周期內(nèi)設置主開關元件的截止期間，限制最大輸出電流。

(再生動作)

所述開關電源裝置設置有：

主開關控制電路，其進行如下控制：設置死區(qū)時間使主開關元件及換流元件以規(guī)定的開關頻率互補地導通、截止，并且在開關的1個周期內(nèi)設置換流元件的截止期間；

極性檢測電路，其檢測扼流圈的極性而輸出極性檢測信號；以及

換流元件導通保留控制電路，其進行控制，使得在極性檢測電路輸出極性檢測信號時，保留開關控制電路輸出的換流元件的導通信號使截止繼續(xù)。

發(fā)明效果

(基本效果)

本發(fā)明的開關電源裝置作為一次側(cè)電路構成如下的同步整流升壓降壓扼流電路：將主開關元件和扼流圈的串聯(lián)電路與輸入電源并聯(lián)連接，將緩沖電容器和換流元件的串聯(lián)電路與扼流圈并聯(lián)連接，作為二次側(cè)電路構成如下的電路：在扼流圈設置二次繞組，將整流元件和輸出電容器的串聯(lián)電路與二次繞組連接，從輸出電容器的兩端得到輸出電力，其中，扼流圈的電感值被設定成如下的值：在輸出電流為規(guī)定的額定值(最大輸出電流)以下時，在開關的1個周期內(nèi)使在扼流圈流過的電流跨越零點在正向及負向雙方流過，該開關電源裝置設置具有如下功能的開關控制電路：設置死區(qū)時間使主開關元件及換流元件以規(guī)定的開關頻率互補地導通、截止，因而在一次側(cè)的同步整流升壓降壓扼流電路中，將與扼流圈(一次繞組)連接的電容器用作緩沖電容器，在主開關元件導通時，在扼流圈中蓄積勵磁能量，在換流元件導通時，將扼流圈的勵磁能量和緩沖電容器的電荷能量從輸出扼流圈的二次繞組傳送至負載側(cè)。此時，扼流圈作為正激變壓器與反激變壓器同時進行動作，并處于一次繞組和二次繞組相結合的狀態(tài)，因而緩沖電容器和輸出電容器的電壓成為按照扼流圈(變壓器)的一次繞組和二次繞組的圈數(shù)比而成比例的關系，能夠?qū)崿F(xiàn)絕緣型變換器的動作。

并且，設定輸出扼流圈的電感值，使得在輸出電流為零至額定值(額定電流)的范圍中，能夠在扼流圈的電流朝向負方向的狀態(tài)下使換流元件截止，因而通過對主開關元件和換流元件設置死區(qū)時間進行驅(qū)動，能夠抽取主開關元件的寄生電容值，因而能夠進行軟開關動作，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率低成本的開關電源裝置。

并且，即使是輸入電壓、輸出電壓、輸出電流等變化時也以固定頻率進行動作，能夠以主開關元件的導通占空比控制輸出電壓，因而控制電路也能夠容易低成本地實現(xiàn)。

并且，不會產(chǎn)生單端正激變換器的問題即電涌電壓，因而能夠適宜耐壓較低的MOS-FET等半導體元件(導通電阻較小的半導體元件)，有助于高效率化，也能夠降低開關噪聲。

并且，由于不需要以往的LLC共振變換器所需要的頻率調(diào)制控制，因而能夠低成本地構成控制電路，并以固定頻率進行動作，所以在用于計測設備等時也不會產(chǎn)生計測誤差等的不良影響。

并且，根據(jù)輸出扼流圈的電感值的設定，對主開關元件和換流元件設定死區(qū)時間而使進行軟開關動作，由此即使是輸入電壓、輸出電壓、負載電流等變化時，也不會如LLC共振變換器那樣對開關元件施加過大的沖擊。

(防止產(chǎn)生對負載過大電流的電涌的效果)

本發(fā)明的開關電源裝置作為一次側(cè)電路構成如下的同步整流升壓降壓扼流電路：將主開關元件和扼流圈的串聯(lián)電路與輸入電源并聯(lián)連接，將緩沖電容器和換流元件的串聯(lián)電路與扼流圈并聯(lián)連接，作為二次側(cè)電路構成如下的電路：在扼流圈設置二次繞組，將整流元件和輸出電容器的串聯(lián)電路與二次繞組連接，從輸出電容器的兩端得到輸出電力，扼流圈的電感值被設定成如下的值：在輸出電流為規(guī)定的額定值(最大輸出電流)以下時，在開關的1個周期內(nèi)使在扼流圈流過的電流跨越零點在正向及負向雙方流過，該開關電源裝置設置了：開關控制電路，其進行如下控制：設置死區(qū)時間使主開關元件及換流元件以規(guī)定的開關頻率互補地導通、截止；極性檢測電路，其檢測扼流圈的極性而輸出極性檢測信號；以及主開關元件導通保留控制電路，其進行控制，使得在極性檢測電路輸出極性檢測信號時，保留開關控制電路輸出的主開關元件的導通信號而使截止繼續(xù)，因而即使是將要流過最大輸出電流值以上的電流的情況下，也能在電流不流過換流元件的寄生二極管的狀態(tài)下使主開關元件導通，因而不會產(chǎn)生電涌電壓。

并且，由于不產(chǎn)生電涌電壓，因而作為主開關元件及換流元件而使用的MOS-FET等半導體元件能夠使用低耐壓且導通電阻較低的半導體元件，能夠?qū)崿F(xiàn)低噪聲高效率的開關電源裝置。

其中，開關電源裝置還設置有電流限制電路，在開關周期的1個周期內(nèi)設置主開關元件的截止期間，限制最大輸出電流，因而能夠一并具備過電流保護功能，即扼流圈的電流峰值不會由于主開關元件的導通時間而受到限制而成為開關的1個周期以上，抑制過大的電流流過的功能。

(再生動作的效果)

本發(fā)明的開關電源裝置作為一次側(cè)電路構成如下的同步整流升壓降壓扼流電路：將主開關元件和扼流圈的串聯(lián)電路與輸入電源并聯(lián)連接，將緩沖電容器和換流元件的串聯(lián)電路與扼流圈并聯(lián)連接，作為二次側(cè)電路構成如下的電路：在扼流圈設置二次繞組，將整流元件和輸出電容器的串聯(lián)電路與二次繞組連接，從輸出電容器的兩端得到輸出電力，扼流圈的電感值被設定成如下的值：在輸出電流為規(guī)定的額定值(最大輸出電流)以下時，在開關的1個周期內(nèi)使在扼流圈流過的電流跨越零點在正向及負向雙方流過，該開關電源裝置設置有：開關控制電路，其進行控制，使得設置死區(qū)時間使主開關元件及換流元件以規(guī)定的開關頻率互補地導通、截止，并且在開關的1個周期內(nèi)設置換流元件的截止期間；極性檢測電路，其檢測扼流圈的極性而輸出極性檢測信號；以及換流元件導通保留控制電路，其進行控制，使得在極性檢測電路輸出極性檢測信號時，保留開關控制電路輸出的換流元件的導通信號而使截止繼續(xù)，因而能夠?qū)崿F(xiàn)具有從輸出側(cè)向輸入側(cè)再生電力的功能的、低噪聲高效率的開關電源裝置。

該再生動作在對開關電源裝置的輸出側(cè)施加了比開關電源裝置輸出的輸出電壓設定值高的電壓的情況下，和當在輸出側(cè)安裝了大容量的電容器的狀態(tài)下急劇降低輸出電壓設定值的情況下等產(chǎn)生。

并且，本發(fā)明的開關電源裝置能夠利用再生動作實現(xiàn)雙向開關電源裝置。

并且，本發(fā)明的開關電源裝置即使是在再生動作中，只要是成為再生電流的輸出扼流圈的電流跨越零點而變化的狀態(tài)，就不會在主開關元件及換流元件的寄生二極管流過恢復電流(recovery current)，因而不會產(chǎn)生電涌電壓。并且，由于進行主開關元件及換流元件的寄生電容值的抽取，因而能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關動作。因此，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率低噪聲的雙向開關電源裝置。

并且，即使是在流過較大的再生電流的情況下，換流元件也不會在電流流過主開關元件的寄生二極管的過程中導通，因而不會產(chǎn)生電涌電壓。并且，由于不產(chǎn)生電涌電壓，因而主開關元件和換流元件能夠使用低耐壓且導通電阻較低的MOS-FET等半導體元件，能夠?qū)崿F(xiàn)低噪聲高效率且具有再生功能的開關電源裝置。

并且，扼流圈的再生電流的峰值由于受到換流元件的導通時間限制而不會達到開關的1個周期以上，因而能夠一并具備抑制過大的再生電流流過的功能即再生過電流保護功能。

附圖說明

圖1是示出作為絕緣型變換器發(fā)揮作用的開關電源裝置的實施方式的電路框圖。

圖2是關于圖1示出輸出電流為零時的動作波形的說明圖。

圖3是將輸出電流為零時的開關1個周期的電路動作分為期間A～F進行示出的說明圖。

圖4是關于圖1示出輸出電流較大時的動作波形的說明圖。

圖5是將輸出電流較大時的開關1個周期的電路動作分為期間A～F進行示出的說明圖。

圖6是示出具有針對過大輸出電流的電涌電壓防止功能的開關電源裝置的實施方式的電路框圖。

圖7是示出沒有針對過大輸出電流的電涌電壓防止功能時的動作波形的說明圖。

圖8是示出在未設置針對過大輸出電流的電涌電壓防止功能的圖1的實施方式中輸出電流超過額定電流的期間G、H的電路動作的說明圖。

圖9是示出設置了針對過大輸出電流的電涌電壓防止功能的圖6的實施方式的動作波形的說明圖。

圖10是示出保留圖9的主開關元件導通的期間I的電路動作的說明圖。

圖11是示出具備針對過大輸出電流的電涌電壓防止功能和過電流保護功能的開關電源裝置的實施方式的電路框圖。

圖12是示出在沒有針對過大再生電流的電涌電壓防止功能時的再生電流為額定電流以下的情況和超過額定電流的情況的動作波形的說明圖。

圖13是示出圖12的期間J、K及期間L、M的電路動作的說明圖。

圖14是示出具備針對過大再生電流的電涌電壓防止功能和過電流保護功能的開關電源裝置的實施方式的電路框圖。

圖15是示出圖14的實施方式的動作波形的說明圖。

圖16是示出保留圖15的換流元件導通的期間N的電路動作的說明圖。

圖17是示出以往的單端正激變換器的電路框圖。

圖18是示出以往的LLC共振變換器的電路框圖。

具體實施方式

[開關電源裝置的結構]

圖1是示出作為絕緣型變換器發(fā)揮作用的開關電源裝置的實施方式的電路框圖。

(功率電路)

如圖1所示，本實施方式的開關電源裝置設有同步整流升壓降壓扼流電路10作為一次側(cè)的功率電路。同步整流升壓降壓扼流電路10將使用了MOS-FET的主開關元件14和扼流圈18的串聯(lián)電路與輸入電源12并聯(lián)連接，將緩沖電容器20和使用了MOS-FET的換流元件16的串聯(lián)電路與扼流圈18并聯(lián)連接。

作為開關電源裝置的二次側(cè)的功率電路是如下的電路結構：在扼流圈18設置二次繞組22，將使用了二極管的整流元件26和輸出電容器24的串聯(lián)電路與二次繞組22連接，從輸出電容器24的兩端得到負載28的輸出電力。

扼流圈18具有作為電感器進行動作的期間和作為變壓器進行動作的期間。在作為變壓器進行動作的情況下，扼流圈18成為變壓器的一次繞組，在下面的說明中，在作為變壓器進行動作的情況下，將扼流圈18表述為扼流圈(一次繞組)18。

并且，主開關元件14及換流元件16由于MOS-FET的半導體元件結構，在各自的源極-漏極之間并行產(chǎn)生寄生二極管60、64和寄生電容器62、66。

另外，在本實施方式中，主開關元件14配置在高電平側(cè)，但也可以配置在低電平側(cè)。并且，扼流圈18和緩沖電容器20如果是串聯(lián)的，則也可以交換地配置。整流元件26和輸出電容器24也一樣，如果是串聯(lián)的，也可以交換地配置。

一次側(cè)的同步整流升壓降壓扼流電路10在主開關元件14導通時，在扼流圈18蓄積勵磁能量。并且，在換流元件16導通(主開關元件14截止)時，將扼流圈18的勵磁能量和緩沖電容器20的電荷能量從扼流圈18的二次繞組22傳送至負載28側(cè)。此時，扼流圈18的勵磁能量的一部分被傳送至緩沖電容器20。

在換流元件16導通時，扼流圈18作為反激變壓器(flyback transformer)進行動作，由此將在主開關元件14導通時所蓄積的勵磁能量釋放，同時作為將緩沖電容器20的能量傳送至二次側(cè)的正激變壓器進行動作。

即，開關電源裝置進行如下的動作：在主開關元件14導通、換流元件16截止的期間，在扼流圈18中蓄積勵磁能量，在換流元件16導通、主開關元件14截止的期間，將在扼流圈18和緩沖電容器20中蓄積的能量傳送至輸出電容器24。

作為變壓器進行動作的扼流圈18處于通過扼流圈18將一次繞組和二次繞組22相結合的狀態(tài)，因而成為緩沖電容器20和輸出電容器24相結合的狀態(tài)。因此，各個電容器的電壓成為按照作為變壓器進行動作的扼流圈(一次繞組)18的圈數(shù)N1和二次繞組22的圈數(shù)N2的圈數(shù)比(N2/N1)而成比例的值。

由開關電源裝置的一次側(cè)的功率電路構成對緩沖電容器20的同步整流升壓降壓扼流電路10，因而緩沖電容器20的電壓VCb能夠使用求出同步整流升壓降壓扼流電路的輸出電壓用的一般的計算式求出，并由輸入電壓Vin和主開關元件14的導通占空比duty決定，如式(1)所示。

[算式1]

VCb：緩沖電容器20的電壓

Vin：輸入電壓

duty：主開關元件14的導通占空比

緩沖電容器20和輸出電容器24成為按照作為變壓器進行動作的扼流圈(一次繞組)18的圈數(shù)N1和二次繞組22的圈數(shù)N2的圈數(shù)比(N2/N1)而成比例的值，因而開關電源裝置的輸出電壓Vo由式(2)決定。

[算式2]

Vo：開關電源裝置的輸出電壓

VCo：輸出電容器24的電壓

N1：扼流圈(一次繞組)18的圈數(shù)

N2：二次繞組22的圈數(shù)

(開關控制電路)

開關控制電路30由開關頻率產(chǎn)生電路32、三角波產(chǎn)生電路34、PWM電路(脈寬調(diào)制電路)36、第1死區(qū)時間產(chǎn)生電路38、第2死區(qū)時間產(chǎn)生電路40、換流控制用逆變器42構成。

開關頻率產(chǎn)生電路32具有振蕩電路31，輸出規(guī)定的開關頻率fsw的時鐘信號E1。

三角角波產(chǎn)生電路34具有串聯(lián)連接使用了MOS-FET的開關元件44、電阻46和電容器48而成的充電放電電路，在振蕩電路31的脈沖信號E1的朝向L電平的下降沿將開關元件44截止，經(jīng)由電阻46對電容器48充電而生成直線增加的信號電壓，然后在振蕩電路31的脈沖信號E1的朝向H電平的上升沿將開關元件44導通，使電容器46放電復位，由此生成以振蕩電路31的振蕩周期而反復的三角波信號E2。

PWM電路36輸入成為輸出電壓與規(guī)定的基準電壓的差分電壓的占空比控制信號E3及來自三角波產(chǎn)生電路34的三角波信號E2，輸出具有與占空比控制信號E3的信號電平對應的導通占空比的PWM信號E4，控制主開關元件14的導通、截止。

來自PWM電路36的PWM信號E4經(jīng)由第1死區(qū)時間產(chǎn)生電路38被輸入換流控制用逆變器42，利用由換流控制用逆變器42反轉(zhuǎn)后的換流控制信號E7，控制換流元件16使相對于主開關元件14的導通、截止而互補地導通、截止。

第1死區(qū)時間產(chǎn)生電路38是將電阻54和電容器56串聯(lián)連接而成的延遲電路，將使PWM信號E4延遲固定時間而得的延遲信號E6輸出至換流控制用逆變器42，并輸出延遲信號E6在達到換流控制用逆變器42的閾值電平以下的延遲后成為H電平的換流控制信號E7，由此在主開關元件14的截止和換流元件16的導通之間設定規(guī)定的第1死區(qū)時間。

第2死區(qū)時間產(chǎn)生電路40具有振蕩電路50和二極管52，使振蕩電路31和振蕩電路50的頻率同步，在即將產(chǎn)生振蕩電路31的脈沖信號E1之前從振蕩電路50輸出脈沖信號E5，由此使產(chǎn)生規(guī)定的第2死區(qū)時間，在換流元件16的截止和主開關元件14的導通之間設定第2死區(qū)時間。

(扼流圈的電感器)

本實施方式的開關電源裝置在如下的定時如式(3)所示設定扼流圈(一次繞組)18的電感值Lp，使得扼流圈18的電流流向輸入電源12，所述定時是指無論輸出電流怎樣，在開關的1個周期內(nèi)，在扼流圈18流過的電流都跨越零點在正向及負向雙方流過、并且主開關元件14導通的定時。其詳細情況將在后面的說明中得到明確。

[算式3]

Lp：扼流圈(一次繞組)18的電感值

fsw：開關頻率

IoMAX：開關電源裝置的最大輸出電流(額定值)

通過該電感值Lp的設定以及對主開關元件14和換流元件16設定第1死區(qū)時間和第2死區(qū)時間進行驅(qū)動，能夠使主開關元件14和換流元件16進行軟開關動作，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率低噪聲的開關電源裝置。并且，能夠以固定頻率進行開關動作，而且能夠以主開關元件14的導通占空比控制輸出電壓，因而能夠容易且低成本地實現(xiàn)開關控制電路30。

[開關電源裝置的動作]

(輸出電流為零時的動作)

圖2是對于圖1示出輸出電流為零時的動作波形的說明圖，圖3是將輸出電流為零時的開關1個周期的電路動作分為期間A～F進行示出的說明圖。

其中，在圖2的(a)～(l)示出了振蕩電路31的脈沖信號E1、振蕩電路50的脈沖信號E5、輸入PWM電路36的三角波信號E2和占空比控制信號E3、從PWM電路36輸出的PWM信號E4、第1死區(qū)時間產(chǎn)生電路38的延遲信號E6、主開關元件14的柵極-源極間電壓VGS1、換流元件16的柵極-源極間電壓VGS2、主開關元件14的漏極-源極間電壓VDS1、換流元件16的漏極-源極間電壓VDS2、整流元件26的兩端電壓VKA、整流元件26的電流I及扼流圈18的扼流圈電流IL。并且，圖3將圖2中作為開關的時刻t1～t2的1個周期的電路動作分為A～F這6個期間而示出。

本實施方式的開關電源裝置在通過成為無負載而不流過輸出電流的情況下，電流不流過二次繞組22，因而能夠?qū)⒁淮蝹?cè)的功率電路理解為將緩沖電容器20的兩端視為輸出的同步整流升壓降壓扼流電路10。

本實施方式的開關電源裝置通過開關頻率產(chǎn)生電路32以他激式進行控制。開關頻率fsw固定的同步整流升壓降壓扼流電路10中的緩沖電容器20的電壓VCb，由輸入電壓Vin和主開關元件14的導通占空比duty決定，成為與前述式(1)相同的下式(4)。

[算式4]

并且，在輸出電流Io為零時，在扼流圈18流過的電流ICb的平均值成為零。并且，緩沖電容器20和輸出電容器24成為扼流圈(一次繞組)18的圈數(shù)N1和二次繞組22的圈數(shù)N2的圈數(shù)比的倍數(shù)的關系。

開關電源裝置在以無負載進行動作時是扼流圈18的電流朝向正向的狀態(tài)，如期間A的最后時所示，主開關元件14截止。在主開關元件14截止后，具有成為主開關元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時間的期間B，由此蓄積在換流元件16的寄生電容器66中的電荷被回收。

在期間C的最初時的換流元件16導通的定時，寄生電容器66的電荷被抽取，因而換流元件16能夠進行軟開關動作。

在期間D的最后時的換流元件16截止的定時，扼流圈18的電流朝向負向。

在換流元件16截止后，具有成為主開關元件14及換流元件16雙方截止的第2死區(qū)時間的期間E，由此蓄積在主開關元件14的寄生電容器62中的電荷被回收。在期間F的主開關元件14首次導通的定時，寄生電容器62的電荷被抽取，因而主開關元件14能夠進行軟開關動作。

下面，更詳細地說明該期間A～F的動作。

(期間A的動作)

在輸出電流Io為零的情況下，如圖2的期間A所示，圖2(f)的VGS1成為H電平，由此主開關元件14導通，并且圖2(g)的VGS2成為L電平，由此換流元件16截止，圖2(l)的扼流圈電流IL朝向正向增加。

此時，如圖3(期間A)中箭頭所示，電流在從輸入電源12的正側(cè)到主開關元件14、扼流圈18及輸入電源12的負側(cè)的路徑中流過，在扼流圈18中蓄積能量。

在期間A之間，在圖2(c)所示的三角波信號E2與占空比控制信號E3的電平相交時，圖2(d)的PMW信號E4從H電平下降至L電平，圖2(f)的VGS1從H電平成為L電平，如期間A的最后時所示，主開關元件14截止。

(期間B的動作)

在主開關元件14截止后，具有成為主開關元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時間的期間B。此時，扼流圈18因要持續(xù)流過扼流圈電流IL而進行動作，因而扼流圈18的用點示出的一側(cè)成為正極性，相反側(cè)成為負極性。因此，如圖3(期間B)中箭頭所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的用點示出的正側(cè)到緩沖電容器20、換流元件16的寄生電容器66及扼流圈18的負側(cè)的路徑中流過。因此，在第1死區(qū)時間的期間B，蓄積在換流元件16的寄生電容器66中的電荷被抽取。

(期間C的動作)

在期間B的第1死區(qū)時間已過、圖2(g)的VGS2從L電平上升至H電平、換流元件16導通的定時，換流元件16的寄生電容器66的電荷在期間B中被抽取，因而在期間C的初始時換流元件16能夠通過軟開關動作而導通。

即，寄生電容器66處于放電狀態(tài)，因而換流元件16的漏極-源極間電壓VDS2成為零伏，在該狀態(tài)下能夠進行將換流元件16導通的軟開關動作。

在換流元件16導通時，如圖3(期間C)所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的扼流圈電流IL，在從扼流圈18的用點示出的正側(cè)到緩沖電容器20、換流元件16及扼流圈18的負側(cè)的路徑中流過，扼流圈電流IL呈直線狀減小。

此時，扼流圈(一次繞組)18和二次繞組22同時作為反激變壓器和正激變壓器進行動作，如圖2(j)(k)所示，根據(jù)在二次繞組誘發(fā)的電壓，整流元件26導通，兩端電壓VKA大致為零，但由于處于無負載狀態(tài)，因而不流過負載電流，整流元件26的電流I成為零。

(期間D的動作)

在期間C中，當在主開關元件14截止、換流元件16導通的狀態(tài)下、扼流圈18的電流降低超過零時，進入電流方向成為負向的期間D。

此時，如圖3(期間D)所示，電流在從緩沖電容器20的正側(cè)到扼流圈18、換流元件16及緩沖電容器20的負側(cè)的路徑中流過，使得在扼流圈18中蓄積能量，如圖2(l)所示，扼流圈電流IL在負向呈直線狀增加，但在二次側(cè)不流過負載電流。

在接近期間D的最后時，根據(jù)圖2(b)所示的振蕩電路50的脈沖信號E5，圖2(g)的VGS2從H電平變?yōu)長電平，如期間D的最后時所示，換流元件16截止。

(期間E的動作)

在換流元件16截止后，具有成為主開關元件14及換流元件16雙方截止的第2死區(qū)時間的期間E。此時，扼流圈18因要持續(xù)流過扼流圈電流IL而進行動作，因而扼流圈18的沒有點的一側(cè)成為正極性，用點示出的一側(cè)成為負極性。

因此，如圖3(期間E)中箭頭所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的正側(cè)到主開關元件14的寄生電容器62、輸入電源12及扼流圈18的用點示出的負側(cè)的路徑中流過。因此，在第2死區(qū)時間的期間E，蓄積在主開關元件14的寄生電容器62中的電荷被回收。

(期間F的動作)

在期間E的第2死區(qū)時間已過、圖2(f)的VGS1從L電平上升至H電平、主開關元件14導通的定時，主開關元件14的寄生電容器62的電荷在期間E被回收，因而在期間F的初始時主開關元件14能夠通過軟開關動作而導通。

即，寄生電容器62處于放電狀態(tài)，因而主開關元件14的漏極-源極間電壓VDS1成為零伏，在該狀態(tài)下能夠進行將主開關元件14導通的軟開關動作。

在主開關元件14導通時，如圖3(期間F)所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的正側(cè)到主開關元件14、輸入電源12及扼流圈18的用點示出的負側(cè)的路徑中流過，如圖2(l)的期間F所示，扼流圈電流IL從負向朝向零呈直線狀變化。

(輸出電流較大時的動作)

圖4是對于圖1示出輸出電流較大時的動作波形的說明圖，與圖2的(a)～(l)一樣分為圖4的(a)～(l)而示出。圖5是將輸出電流較大時的開關1個周期的電路動作分為期間A～F進行示出的說明圖。

在開關電源裝置的輸出電流較大的情況下，在期間C及期間D中輸出電流流向二次側(cè)，這與輸出電流為零的情況不同。

在期間C及期間D中，在一次側(cè)流過將流向二次側(cè)的電流疊加在流過扼流圈(一次繞組)18的電流上的電流。在輸出電流為零時，一次側(cè)的電流的平均值成為零，但在輸出電流較大的情況下，隨著電流增大，一次側(cè)的電流的平均值移動到正側(cè)。

下面，詳細說明該輸出電流較大時的期間C及期間D的動作。

(期間C的動作)

在期間B的第1死區(qū)時間已過、圖4(g)的VGS2從L電平上升至H電平、換流元件16導通的定時，換流元件16的寄生電容器66的電荷在期間B被抽取，因而在期間C的初始時換流元件16能夠通過軟開關動作而導通。

即，寄生電容器66處于放電狀態(tài)，因而換流元件16的漏極-源極間電壓VDS2成為零伏，在該狀態(tài)下能夠進行將換流元件16導通的軟開關動作。

在換流元件16導通時，如圖5(期間C)所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的扼流圈電流IL，在從扼流圈18的用點示出的正側(cè)到緩沖電容器20、換流元件16及扼流圈18的負側(cè)的路徑中流過。

此時，扼流圈(一次繞組)18和二次繞組22作為反激變壓器進行動作，將扼流圈18的勵磁能量從扼流圈18的二次繞組22向負載28側(cè)傳送。此時，扼流圈(一次繞組)18和二次繞組22也同時作為正激變壓器進行動作，將緩沖電容器20的電荷能量從扼流圈18的二次繞組22向負載28側(cè)傳送。整流元件26及輸出電容器24對通過扼流圈(一次繞組)18和二次繞組22的反激動作和正激動作而傳送的電力進行整流及平滑，由此生成輸出電力，在負載28流過負載電流。在期間C，同時通過反激動作和正激動作向負載28側(cè)傳送能量，但是與后述的期間D相反，反激動作的貢獻率大于正激動作的貢獻率。

并且，流過扼流圈18的電流IL如圖4(k)(l)所示成為在流過扼流圈(一次繞組)18的電流中疊加了流過二次側(cè)的整流元件26的電流I的電流，扼流圈電流IL在呈階梯狀下降后呈直線狀減小。

(期間D的動作)

在期間C中，當在主開關元件14截止、換流元件16導通的狀態(tài)下、扼流圈18的電流下降超過零時，進入電流方向成為負向的期間D。

此時，如圖5(期間D)所示，電流(在一次側(cè)扼流圈電流中疊加了二次側(cè)電流的電流)在從緩沖電容器20的正側(cè)到扼流圈18、換流元件16及緩沖電容器20的負側(cè)的路徑中流過，使得在扼流圈18蓄積能量，如圖4(l)所示，扼流圈電流IL在負向呈直線狀增加。

并且，扼流圈(一次繞組)18和二次繞組22繼續(xù)進行同時作為反激變壓器和正激變壓器的動作，將扼流圈18的勵磁能量和緩沖電容器20的電荷能量從扼流圈18的二次繞組22向負載28側(cè)傳送，整流元件26及輸出電容器24對通過扼流圈(一次繞組)18和二次繞組22的反激動作和正激動作而傳送的電力進行整流及平滑，由此生成輸出電力，在負載28中流過負載電流。在期間D，也同時通過反激動作和正激動作向負載28側(cè)傳送能量，但是向負載28側(cè)傳送的能量與前述的期間C相反，正激動作的貢獻率大于反激動作的貢獻率。

在接近期間D的最后時，根據(jù)圖4(b)所示的振蕩電路50的脈沖信號E5，圖4(g)的VGS2從H電平變?yōu)長電平，如期間D的最后時所示，換流元件16截止。

本實施方式的開關電源裝置即使是在輸出電流較大的情況下，也與輸出電流為零的情況一樣，在扼流圈(一次繞組)18的電流朝向正向時使主開關元件14截止，然后對換流元件16的導通設定期間B的第1死區(qū)時間，由此抽取蓄積在換流元件16的寄生電容器66中的電荷。

并且，在扼流圈(一次繞組)18的電流朝向負向時使換流元件16截止，然后對主開關元件14的導通設定期間E的第2死區(qū)時間，由此抽取蓄積在主開關元件14的寄生電容器62中的電荷。

因此，在負載電流較大時，設定具有第1死區(qū)時間和第2死區(qū)時間的動作，并且按照后面所述設定扼流圈(一次繞組)的電感值Lp，由此與圖2及圖3所示的輸出電流為零的情況一樣，能夠使主開關元件14及換流元件16進行軟開關動作。

(扼流圈的電感值Lp)

本實施方式的開關電源裝置在主開關元件14導通(換流元件16截止)時，在扼流圈18中蓄積勵磁能量。并且，在換流元件16導通(主開關元件14截止)時，將扼流圈18的勵磁能量和緩沖電容器20的電荷能量從扼流圈18的二次繞組22向負載側(cè)的輸出電容器24傳送。

在換流元件16導通時，扼流圈18作為將在主開關元件14導通時所蓄積的勵磁能量釋放的反激變壓器進行動作，同時作為將緩沖電容器20的能量傳送至二次側(cè)的正激變壓器進行動作。

此時，能夠理解為傳送至二次側(cè)的扼流圈18的勵磁能量，與將全部能量暫且蓄積于緩沖電容器20后、將其傳送至二次側(cè)的輸出電容器24的能量等效。

因此，作為開關電源裝置的負載電流，與一次側(cè)的同步整流升壓降壓扼流電路10輸出給緩沖電容器20的能量相同。因此，通過理解為將緩沖電容器20的兩端視為輸出的同步整流升壓降壓扼流電路10來決定扼流圈18的電流，能夠決定該開關電源裝置輸出給二次側(cè)的電流。

把將緩沖電容器20的兩端視為輸出的同步整流升壓降壓扼流電路10的假想的最大輸出電流(規(guī)定的額定值)設為ICbMAX。并且，把作為同步整流升壓降壓扼流電路10進行動作時的扼流圈18的電流振幅(電流變化量)設為ΔIL。

作為軟開關的條件，在主開關元件14導通時，扼流圈18的電流IL一定必須朝向負向。因此，扼流圈18的電流振幅ΔIL一定必須設為跨越零點的設定。其中，同步整流升壓降壓扼流電路10的假想的輸出電流ICb是在主開關元件14截止時流過扼流圈18的電流的平均值，因而通過以使該值大于同步整流升壓降壓扼流電路10的假想的最大輸出電流ICbMAX的方式設定扼流圈18的電流振幅ΔIL，在同步整流升壓降壓扼流電路10的假想的輸出電流為假想的最大輸出電流ICbMAX以下的情況下，成為扼流圈18的電流振幅ΔIL一定跨越零點的動作。由此，如式(5)所示求出扼流圈的電流變化量(電流振幅)ΔIL的最小值。

[算式5]

扼流圈18的電流振幅ΔIL由施加給扼流圈18的電壓VL、施加時間Ton、電感值Lp決定，如下式所示。

[算式6]

施加給扼流圈18的電壓VL成為輸入電壓Vin。

[算式7]

VL＝Vin (7)

對扼流圈18施加電壓VL的時間Ton是主開關元件14的導通時間，根據(jù)開關頻率fsw和占空比duty求出，由下式賦值。

[算式8]

關于主開關元件14的占空比duty，只要求出同步整流升壓降壓扼流電路的占空比即可，因而根據(jù)輸入電壓Vin和緩沖電容器電壓VCb求出，如下式所示。

[算式9]

下面，說明向作為開關電源裝置的二次側(cè)輸出的輸出電流Io和一次側(cè)電路的扼流圈18的電流之間的關系。

本實施方式的開關電源裝置將在緩沖電容器20中蓄積的能量，在換流元件16導通的期間傳送至輸出電容器24。因此，輸出給負載的能量Pout與提供給緩沖電容器20的能量PCb相同。

能量是電壓與電流之積，因而在考慮到輸出電流Io是最大輸出電流IoMAX的情況時，提供給緩沖電容器20的能量成為緩沖電容器20的電壓VCb與流過扼流圈(一次繞組)18的電流的最大值ICbMAX之積。并且，開關電源裝置輸出的能量成為輸出電流Io與最大輸出電流IoMAX之積，能夠得到式(10)的關系。

[算式10]

Pout＝Vo·IoMAX＝PCb＝VCb·ICbMAX (10)

緩沖電容器20的電壓VCb和輸出電壓Vo具有扼流圈(一次繞組)18的圈數(shù)N1和二次繞組22的圈數(shù)N2的圈數(shù)比的關系，因而能夠得到式(11)的關系。

[算式11]

因此，根據(jù)式(10)和式(11)能夠得到下面的式(12)。

[算式12]

在此，整理式(12)能夠得到如下式(13)所示的、開關電源裝置的最大輸出電流IoMAX與一次側(cè)的同步整流升壓降壓扼流電路10的假想的最大輸出電流ICbMAX之間的關系。

[算式13]

根據(jù)以上的關系求出扼流圈18的電感值Lp，再次得到所記載的前述式(3)。

[算式14]

Lp：扼流圈(一次繞組)18的電感值

Vin：輸入電壓

VCb：緩沖電容器20的電壓

(作為同步整流升壓降壓扼流電路10考慮時的輸出電壓)

ICbMAX：作為同步整流升壓降壓扼流電路10考慮時的最大輸出電流

fsw：開關頻率

其結果是，通過如式(3)所示設定扼流圈(一次繞組)18的電感值Lp，能夠在開關電源裝置的輸出電流Io在零至額定電流的范圍中使主開關元件14及換流元件16進行軟開關動作。

(圖1的開關電源裝置的有用性)

圖1所示的開關電源裝置能夠由簡單的結構實現(xiàn)作為主開關元件14及換流元件16而設置的MOS-FET等半導體元件的軟開關動作，即使輸入電壓、輸出電壓、輸出電流等變化時，也能夠以固定頻率進行動作。

并且，不會產(chǎn)生圖17所示的以往的單端正激變換器的問題即電涌電壓，因而能夠使用耐壓較低的半導體元件(導通電阻較小的半導體元件)，因而能夠有助于高效率化，進而也能夠降低開關噪聲。

并且，不需要圖18所示的LLC共振變換器所需要的頻率調(diào)制控制，因而能夠低成本地構成開關控制電路30，并以固定頻率進行動作，所以在用于計測設備等時也不會產(chǎn)生計測誤差等的不良影響。

另外，如果設定滿足式(3)的扼流圈(一次繞組)18的電感值Lp，即使輸入電壓、輸出電壓、負載電流等變化時，也不會如LLC共振變換器那樣對開關元件施加過大的沖擊。

[防止對過大輸出電流的電涌電壓的實施方式]

(開關電源裝置的結構)

圖6是示出具有對過大輸出電流的電涌電壓防止功能的開關電源裝置的實施方式的電路框圖。圖6的開關電源裝置的特征在于，在圖1的開關電源裝置的特征基礎上，即使是流過最大輸出電流IoMAX以上的電流時也不會產(chǎn)生電涌電壓。

如圖6所示，關于本實施方式的開關電源裝置，作為一次側(cè)的功率電路而設置的同步整流升壓降壓扼流電路10將使用了MOS-FET的主開關元件14和扼流圈18的串聯(lián)電路與輸入電源12并聯(lián)連接，將緩沖電容器20和使用了MOS-FET的換流元件16的串聯(lián)電路與扼流圈18并聯(lián)連接。

并且，作為二次側(cè)的功率電路是如下的電路結構：在相當于一次繞組的扼流圈18設置二次繞組22，將使用了二極管的整流元件26和輸出電容器24的串聯(lián)電路與二次繞組22連接，從輸出電容器24的兩端得到負載28的輸出電力。另外，省略了在主開關元件14及換流元件16的源極-漏極之間并行產(chǎn)生的寄生二極管和寄生電容器。

開關控制電路30由開關頻率產(chǎn)生電路32、三角波產(chǎn)生電路34、PWM電路36、第1死區(qū)時間產(chǎn)生電路38、第2死區(qū)時間產(chǎn)生電路40及換流控制用逆變器42構成。

這些部件的結構與圖1的實施方式相同，但是在本實施方式中，附加了極性檢測電路70和主開關元件導通保留控制電路74。

極性檢測電路70具有與扼流圈18結合的極性檢測線圈72，檢測在扼流圈18中產(chǎn)生的電壓的極性并輸出極性檢測信號E8。即，極性檢測電路70當在扼流圈18的用點示出的一側(cè)產(chǎn)生正的電壓的情況下輸出成為L電平的極性檢測信號E8，并且當在扼流圈18的用點示出的一側(cè)的相反側(cè)產(chǎn)生正的電壓的情況下輸出成為H電平的極性檢測信號E8。

主開關元件導通保留控制電路74進行如下控制：當在扼流圈18的用點示出的一側(cè)產(chǎn)生正的電壓而通過極性檢測電路70輸出成為L電平的極性檢測信號E8時，將開關控制電路30輸出的成為H電平的PWM信號E4固定為L電平，并保留主開關元件14的導通而使截止繼續(xù)。

(沒有電涌電壓防止功能時的動作)

關于沒有如圖6的實施方式那樣設置極性檢測電路70和主開關元件導通保留控制電路74的圖1的實施方式，根據(jù)圖7及圖8說明輸出電流Io達到最大輸出電流IoMAX以上時的動作。

圖7是示出沒有針對過大輸出電流的電涌電壓防止功能時的動作波形的說明圖，將各部分的信號分為圖7的(a)～(j)示出。圖8是示出在圖1的輸出電流超過額定電流的期間G及期間H的電路動作的說明圖。

(期間A的動作)

如圖7(c)所示，針對負載28要求大電流而輸出電流Io達到最大輸出電流IoMAX以上的情況，占空比控制信號E3的信號電壓上升，三角波信號E2與占空比控制信號E3相交之前的期間變長，因而圖7(d)的PWM信號從H電平下降至L電平的期間變長。

這樣在大電流流過負載28時，主開關元件14的導通占空比增加，如圖7(j)的期間A所示，扼流圈電流IL上升。

(期間B的動作)

在主開關元件14截止后，具有成為主開關元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時間的期間B，由此在換流元件16的寄生電容器66蓄積中的電荷被抽取。

(期間C的動作)

在期間B的第1死區(qū)時間已過、圖7(g)的VGS2從L電平上升至H電平、換流元件16導通的定時，由于換流元件16的寄生電容器66的電荷在期間B被抽取，因而換流元件16能夠通過軟開關動作而導通。在換流元件16導通的期間C，扼流圈18將能量釋放，扼流圈電流IL下降。

在這種情況下，在主開關元件14截止、換流元件16導通的狀態(tài)下，扼流圈電流IL下降，但由于是輸出電流Io大于最大輸出電流IoMAX的狀態(tài)，因而扼流圈電流IL不會下降至零以下。

當在該狀態(tài)下接近期間C的最后時，根據(jù)圖7(b)所示的振蕩電路50的脈沖信號E5，圖7(g)的VGS2從H電平成為L電平，如期間C的最后時所示，換流元件16截止。

(期間G的動作)

在換流元件16截止后，具有成為主開關元件14及換流元件16雙方截止的第2死區(qū)時間的期間G。此時，由于是輸出電流Io大于最大輸出電流IoMAX的狀態(tài)，因而扼流圈電流IL不會下降至零以下。

因此，如圖8(期間G)中箭頭所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的用點示出的正側(cè)到緩沖電容器20、換流元件16的寄生二極管64及扼流圈18的負側(cè)的路徑中流過。

(期間H的動作)

期間G的第2死區(qū)時間已過，圖7(f)的VGS1從L電平上升至H電平，主開關元件14導通。但是，在主開關元件14剛剛導通后，通過換流元件16的寄生二極管64的恢復動作，如圖8(期間H)中箭頭所示，較大的擊穿電流在從輸入電源12的正側(cè)到主開關元件14、換流元件16的寄生二極管64、緩沖電容器20及輸入電源12的負側(cè)的路徑中流過，在基于配線的寄生電感器中蓄積能量，在該寄生電感器所蓄積的能量如圖7(i)的VSD2所示使換流元件16產(chǎn)生電涌電壓Vs。

因此，在沒有附加如圖6所示的極性檢測電路70和主開關元件導通保留電路74的圖1的實施方式中，在負載要求大電流的情況下，產(chǎn)生扼流圈18的電流不回零的狀態(tài)，導致在換流元件16產(chǎn)生電涌電壓。

(具有電涌電壓防止功能時的動作)

在如圖6的實施方式那樣附加了極性檢測電路70和主開關元件導通保留控制電路74的情況下，關于輸出電流Io達到最大輸出電流IoMAX以上時的動作，根據(jù)圖9進行說明。

圖9是示出設置了針對過大輸出電流的電涌電壓防止功能時的動作波形的說明圖，將各部分的信號分為圖9(a)～(k)示出，相對于圖6追加了圖9(f)的極性檢測信號E8。圖10是示出將圖9的主開關元件的導通保留的期間I的電路動作的說明圖。

(期間A的動作)

如圖9(c)所示，針對負載28要求大電流而輸出電流Io達到最大輸出電流IoMAX以上的情況，占空比控制信號E3的信號電壓上升，在三角波信號E2與反饋控制信號E3相交之前的期間變長，因而圖9(d)的PWM信號E4從H電平下降至L電平的期間變長。

這樣在大電流流過負載28時，主開關元件14的導通占空比增加，如圖9(k)的期間A所示，扼流圈電流IL上升。

此時，從極性檢測電路70輸出的極性檢測信號E8是H電平，因而主開關元件導通保留電路74不需保留主開關元件14的導通，而與來自PWM電路36的PWM信號E4同步地使主開關元件14截止。

(期間B的動作)

在主開關元件14截止后，具有成為主開關元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時間的期間B，由此在換流元件16的寄生電容器66中蓄積的電荷被抽取。

(期間C的動作)

在期間B的第1死區(qū)時間已過、圖9(h)的VGS2從L電平上升至H電平、換流元件16導通的定時，換流元件16的寄生電容器的電荷在期間B被抽取，因而換流元件16能夠通過軟開關動作而導通。在換流元件16導通的期間C，扼流圈18釋放能量，扼流圈電流IL下降。

在這種狀態(tài)下，根據(jù)圖9(b)所示的振蕩電路50的脈沖信號E5，圖9(h)的VGS2從H電平成為L電平，如期間C的最后時所示，換流元件16截止。

(期間G的動作)

在換流元件16截止后，具有成為主開關元件14及換流元件16雙方截止的第2死區(qū)時間的期間G。此時，在期間G，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的用點示出的正側(cè)到緩沖電容器20、換流元件16的寄生二極管64及扼流圈18的負側(cè)的路徑中流過，扼流圈電流IL持續(xù)下降，同時從扼流圈18的二次繞組22向負載28側(cè)傳送，并流過負載電流。

(期間I的動作)

在期間I，雖然圖9(d)的PWM信號E4成為H電平，并使主開關元件14將要導通，但此時是扼流圈18釋放能量的狀態(tài)，因而來自極性檢測電路70的極性檢測信號E8維持L電平的狀態(tài)。

這樣在極性檢測信號E8是L電平的狀態(tài)時，即使是PWM信號E4為使主開關元件14導通而成為H電平時，主開關元件導通保留控制電路74的“與”電路76由于L電平的極性檢測信號E8而成為禁止狀態(tài)，被固定為L電平輸出，因而主開關元件導通保留控制電路74保留主開關元件14的導通而使截止持續(xù)。

因此，與期間G一樣，通過電流流過換流元件16的寄生二極管64，扼流圈18朝向緩沖電容器20及負載28持續(xù)釋放能量，扼流圈電流IL持續(xù)下降。

在扼流圈18結束能量釋放時，來自極性檢測電路70的極性檢測信號成為H電平，設于主開關元件導通保留控制電路74的“與”電路76的禁止狀態(tài)被解除，此時PWM信號E4處于H電平，因而主開關元件14導通。

并且，在期間I的最后，在扼流圈電流IL成為零以后，主開關元件14導通。因此，在換流元件16的寄生二極管64中流通的電流成為零以后，主開關元件14導通。在這種情況下，由于不是抽取換流元件16的寄生電容器66的電荷的狀態(tài)，因而不會成為軟開關動作，但是在流過寄生二極管64的電流成為零以后，主開關元件14導通，因而在換流元件16的寄生二極管64不產(chǎn)生恢復動作，不流過如圖8(期間H)所示的擊穿電流，在換流元件16不會產(chǎn)生電涌電壓。

(圖6的開關電源裝置的有用性)

圖6所示的開關電源裝置即使是在由于極性檢測電路70和主開關元件導通保留控制電路74的功能而將要流過最大輸出電流IoMAX以上的輸出電流Io的情況下，主開關元件14也不會在電流流過換流元件16的寄生二極管的過程中導通，因而不會在換流元件16產(chǎn)生電涌電壓，作為換流元件16而使用的MOS-FET等半導體元件能夠使用低耐壓且導通電阻較低的元件，能夠?qū)崿F(xiàn)低噪聲高效率的開關電源裝置。

[具有過電流保護功能的開關電源裝置]

圖11是示出具備針對過大輸出電流的電涌電壓防止功能和過電流保護功能的開關電源裝置的實施方式的電路框圖。

如圖11所示，本實施方式的開關電源裝置相對于圖6所示的開關電源裝置附加了作為輸出電流限制電路發(fā)揮作用的最大占空比限制電路78。

最大占空比限制電路78具有逆變器80和“與”電路82，并進行如下控制：通過逆變器80將來自振蕩電路31的脈沖信號E1反轉(zhuǎn)而輸入“與”電路82中一方，將來自PWM電路36的PWM信號E4輸入“與”電路82中另一方，在開關的1個周期內(nèi)設置主開關元件14一定截止的期間。

即，最大占空比限制電路78進行控制，使得在來自振蕩電路31的脈沖信號E1從L電平上升至H電平時主開關元件14截止，由此抑制過大的輸出電流流過。由此，主開關元件14的導通期間不會成為開關的1個周期以上。

更具體地進行說明，在圖9的動作波形中說明了占空比控制信號E3與三角波信號E2相交的狀態(tài)，但是在占空比控制信號E3隨著輸出電流Io的增加而進一步上升時，將處于不能與三角波信號E2相交的狀態(tài)，導致主開關元件14不能截止，導致成為扼流圈電流IL的上升繼續(xù)而流過過大的電流的狀態(tài)。

因此，通過如圖11所示設置最大占空比限制電路78，能夠決定主開關元件14的導通期間的上限，并且以主開關元件14的最大占空比限制輸出電流的電流上升，因而能夠抑制過大的電流流過開關電源裝置。

[具有再生功能的開關電源裝置]

圖1所示的開關電源裝置通過將使用了二極管的整流元件26變更為具有雙向整流功能的MOS-FET等，能夠?qū)崿F(xiàn)從輸出側(cè)向輸入側(cè)再生電力的功能。

再生動作在對開關電源裝置的輸出側(cè)施加了比開關電源裝置輸出的電壓(輸出電壓設定值)高的電壓的情況下、以及當在輸出側(cè)安裝了大容量的電容器的狀態(tài)下急劇降低輸出電壓設定值的情況下等產(chǎn)生。并且，該開關電源裝置能夠積極利用再生現(xiàn)象實現(xiàn)雙向開關電源裝置。

在具有再生功能的開關電源裝置中，即使是在再生動作中，只要再生電流在規(guī)定的最大再生電流IoMAX以下，就不會在主開關元件14及換流元件16的寄生二極管流過恢復電流，因而不會產(chǎn)生電涌電壓。并且，由于進行寄生電容值的抽取，因而能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關動作。因此，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率低噪聲的雙向開關電源裝置。

(開關電源裝置的再生動作)

根據(jù)圖12及圖13說明通過將使用了圖1的二極管的整流元件26變更為MOS-FET而具有再生功能的開關電源裝置的軟開關動作。

圖12是示出在再生電流為最大再生電流IoMAX以下的情況和超過最大再生電流IoMAX的情況的動作波形的說明圖，將各部分的信號分為圖12(a)～(j)進行示出。圖13是示出圖12的再生電流超過額定電流的期間J、K、L、M的電路動作的說明圖。

(再生電流為最大再生電流IoMAX以下時的動作)

在對具有再生功能的開關電源裝置的輸出施加外部電壓時，再生電流流過。開關電源裝置以使輸出電壓Vo成為自身的設定值的方式再生電流。即，對開關電源裝置的輸出端子施加的電壓通過再生電流流過而產(chǎn)生壓降，對開關電源裝置的輸出端子施加的電壓Vo成為設定值。在再生電流流過的狀態(tài)下，扼流圈18的扼流圈電流IL的平均值成為負值。

并且，由于以他激式(固定頻率方式)進行控制，因而在具有振蕩電路31的開關頻率產(chǎn)生電路32中生成主開關元件14的導通定時。

根據(jù)圖12及圖13的期間A、B、J、K、E說明再生電流為最大再生電流IoMAX以下時的動作。

(期間A的動作)

PWM信號E4成為H電平，由此主開關元件14導通，而換流元件16截止，與再生電流的大小無關，扼流圈18的電流都朝向正向。在該狀態(tài)下，在圖12(c)所示的三角波信號E2與占空比控制信號E3相交時，圖12(d)的PWM信號從H電平下降至L電平，圖12(f)的VGS1從H電平成為L電平，由此如期間A的最后時所示，主開關元件14截止。

(期間B的動作)

在主開關元件14截止后，具有成為主開關元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時間的期間B，由此將在換流元件16的寄生電容器66中蓄積的電荷回收。

(期間J的動作)

在期間B的第1死區(qū)時間已過、圖12(g)的VGS2從L電平上升至H電平、換流元件16導通的定時，換流元件16的寄生電容器的電荷在期間B被回收，因而換流元件16能夠通過軟開關動作而導通。在這種情況下，如圖13(期間J)所示，在二次側(cè)及一次側(cè)流過再生電流，在扼流圈18及緩沖電容器20中蓄積再生能量。

(期間K的動作)

在期間J，在主開關元件14截止、換流元件16導通的狀態(tài)下，在扼流圈18的扼流圈電流IL下降并越過零點時，進入電流方向成為負向的期間K。在這種情況下，如圖13(期間K)所示，在二次側(cè)及一次側(cè)流過再生電流，針對扼流圈18的再生能量的蓄積繼續(xù)。在該期間K，緩沖電容器20將在期間J中所蓄積的再生能量朝向扼流圈18釋放。

在接近期間K的最后時，根據(jù)圖12(b)所示的振蕩電路50的脈沖信號E5，圖12(g)的VGS2從H電平成為L電平，如期間K的最后時所示，換流元件16截止。

(期間E的動作)

因此，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的正側(cè)到主開關元件14的寄生電容器62、輸入電源12及扼流圈18的用點示出的負側(cè)的路徑中流過。因此，在第2死區(qū)時間的期間E，在主開關元件14的寄生電容器62中蓄積的電荷被回收。

在期間E的第2死區(qū)時間已過、圖12(f)的VGS1從L電平上升至H電平、主開關元件14導通的定時，主開關元件14的寄生電容器62的電荷在期間E被回收，因而主開關元件14能夠通過軟開關動作而導通。

(再生動作的有用性)

在這樣具有本實施方式的再生功能的開關電源裝置中，即使是在再生動作過程中，只要再生電流為最大再生電流IoMAX以下，即只要扼流圈18的扼流圈電流IL跨越零點而變化，就不會在主開關元件14及換流元件16的二極管中流過恢復電流，因而不會產(chǎn)生電涌電壓。

并且，根據(jù)死區(qū)時間的設定進行主開關元件14及換流元件16的寄生電容值的抽取，因而能夠?qū)崿F(xiàn)軟開關動作。因此，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率低噪聲低成本且具有再生功能的開關電源裝置及雙向開關電源裝置。

[具有針對過大再生電流的電涌電壓防止功能的開關電源裝置]

(沒有電涌電壓防止功能時的動作)

具有再生功能的開關電源裝置在通過再生動作而將要流過最大再生電流IoMAX以上的再生電流的情況下產(chǎn)生電涌電壓。根據(jù)圖12及圖13的期間F、L、M說明這種情況時的動作。

(期間F的動作)

在對具有再生功能的開關電源裝置的負載側(cè)施加外部電壓而流過再生電流的狀態(tài)下，在使施加電壓在再生電流增加的方向上升時，如圖12(c)所示，占空比控制信號E3的信號電壓下降，在三角波信號E2與占空比控制信號E3相交之前的期間變短，由此PWM信號E4從H電平成為L電平的期間變短。這樣在對負載側(cè)施加外部電壓時，開關控制電路30進行動作，使得主開關元件14的導通占空比變窄。

(期間L的動作)

在主開關元件14截止后，具有成為主開關元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時間的期間L。此時，扼流圈18因要持續(xù)流過扼流圈電流IL而進行動作，因而扼流圈18的沒有點的一側(cè)成為正極性，用點示出的一側(cè)成為負極性。

因此，如圖13(期間L)中箭頭所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的正側(cè)到主開關元件14的寄生二極管60、輸入電源12及扼流圈18的用點示出的負側(cè)的路徑中流過。

(期間M的動作)

期間L的第1死區(qū)時間已過，圖12(g)的VGS2從L電平上升至H電平，換流元件16導通。但是，在換流元件16剛剛導通后，通過主開關元件14的寄生二極管60的恢復動作，如圖13(期間M)中箭頭所示，較大的擊穿電流在從輸入電源12的正側(cè)到主開關元件14的寄生二極管60、換流元件16、緩沖電容器20及輸入電源12的負側(cè)的路徑中流過，在基于配線的寄生電感器中蓄積能量，在該寄生電感器所蓄積的能量如圖12(h)的VSD1所示使換流元件16產(chǎn)生電涌電壓Vs。

因此，圖14示出具有如下功能的開關電源裝置的實施方式：即使是再生電流達到最大再生電流IoMAX以上時也不會產(chǎn)生電涌電壓，并且抑制過大的再生電流流過。

(開關電源裝置的結構)

圖14是示出具備針對過大再生電流的電涌電壓防止功能和再生過電流保護功能的開關電源裝置的實施方式的電路框圖。

如圖14所示，作為一次側(cè)的功率電路而設置的同步整流升壓降壓扼流電路10具有：使用了MOS-FET的主開關元件14、使用了MOS-FET的換流元件16、扼流圈18、緩沖電容器20，二次側(cè)的功率電路具有設于扼流圈18的二次繞組22、整流元件26a、輸出電容器24，開關控制電路30具有開關頻率產(chǎn)生電路32、三角波產(chǎn)生電路34、PWM電路36、第1死區(qū)時間產(chǎn)生電路38、第2死區(qū)時間產(chǎn)生電路40及換流控制用逆變器42。

這些部件的結構與圖1的實施方式相同，但是在本實施方式中，將為實現(xiàn)再生功能而設于二次側(cè)的功率電路中的整流元件26a設為能夠進行雙向整流的MOS-FET，并且附加了極性檢測電路84和換流元件導通保留控制電路88。

極性檢測電路84具有與扼流圈18結合的極性檢測線圈86，檢測在扼流圈18中產(chǎn)生的電壓的極性并輸出極性檢測信號E9。即，極性檢測電路84當在扼流圈18的具有點的方向產(chǎn)生正的電壓的情況下，輸出成為H電平的極性檢測信號E9，并且當在沒有點的方向產(chǎn)生正的電壓的情況下，輸出成為L電平的極性檢測信號E9。這與圖6的極性檢測電路70的情況相反。

換流元件導通保留控制電路88進行如下控制：當在扼流圈18的沒有點的方向產(chǎn)生正的電壓而通過極性檢測電路84輸出成為L電平的極性檢測信號E9時，即使開關控制電路30輸出的同步整流控制信號E7成為H電平，也保留換流元件16的導通。

圖15是示出具有針對過大再生電流的電涌電壓防止功能時的動作波形的說明圖，將各部分的信號分為圖15(a)～(k)示出，相對于圖12追加了圖15(f)的極性檢測信號E9。

期間A、B、J、K、E的動作與圖12相同而省略，說明自此以后的期間F、L、N的動作。

(期間F的動作)

在對圖14的開關電源裝置的負載側(cè)施加外部電壓而流過再生電流的狀態(tài)下，在使施加電壓在再生電流增加的方向上升時，如圖15(c)所示，占空比控制信號E3的信號電壓下降，在三角波信號E2與占空比控制信號E3相交之前的期間變短，由此PWM信號E4從H電平成為L電平的期間變短。這樣在對負載側(cè)施加外部電壓時，開關控制電路30進行動作，使得主開關元件14的導通占空比變窄。

(期間L的動作)

期間L是主開關元件14及換流元件16雙方截止的第1死區(qū)時間，扼流圈18因要持續(xù)流過扼流圈電流IL而進行動作，因而扼流圈18的沒有點的一側(cè)成為正極性，用點示出的一側(cè)成為負極性。

因此，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的正側(cè)到主開關元件14的寄生二極管60、輸入電源12及扼流圈18的用點示出的負側(cè)的路徑中流過，扼流圈電流IL繼續(xù)上升。

(期間N的動作)

在期間N，將來自開關控制電路30的第1死區(qū)時間產(chǎn)生電路38的延遲信號E6輸出給換流控制用逆變器42，由此輸出成為H電平的換流控制信號E7，但由于此時是扼流圈18釋放能量的狀態(tài)，因而極性檢測電路84的極性檢測信號E9維持L電平的狀態(tài)。

因此，即使開關控制電路30輸出成為H電平的換流控制信號E7，換流元件導通保留控制電路88的“與”電路90根據(jù)來自極性檢測電路84的成為L電平的極性檢測信號E9而成為禁止狀態(tài)，其輸出維持L電平，并保留換流元件16的導通。

因此，期間N與期間L一樣，如圖16(期間N)所示，基于扼流圈18的能量釋放而形成的電流，在從扼流圈18的正側(cè)到主開關元件14的寄生二極管60、輸入電源12及扼流圈18的用點示出的負側(cè)的路徑中流過，扼流圈電流IL朝向零持續(xù)變化。

在該狀態(tài)下，在扼流圈18結束能量釋放時，來自極性檢測電路84的極性檢測信號E9成為H電平，換流元件導通保留控制電路88的“與”電路90的禁止狀態(tài)被解除，將此時來自開關控制電路30的處于H電平的換流控制信號E7輸出至換流元件16，換流元件16導通。

因此，在期間N的最后，在扼流圈18的扼流圈電流IL成為零以后，即在流過主開關元件14的寄生二極管60的電流成為零以后，換流元件16導通。因此，不會產(chǎn)生主開關元件14的寄生二極管60的恢復動作，不流過如圖13(期間M)所示的擊穿電流，在主開關元件14不會產(chǎn)生電涌電壓。

(再生電流的過電流保護功能)

圖14的開關電源裝置通過由極性檢測電路84和換流元件導通保留控制電路88進行的圖16(期間N)中的換流元件16的導通保留控制，進行后續(xù)的期間J、K所示的控制，使得即使換流元件16的導通期間變長時，也能根據(jù)來自設于第2死區(qū)時間產(chǎn)生電路40的振蕩電路50的脈沖信號E5使換流元件16截止，因此能夠?qū)崿F(xiàn)抑制過大的再生電流流過開關電源裝置的過電流防止功能。即，開關電源裝置通過在進行再生動作的開關的1個周期內(nèi)設定換流元件16的截止期間的控制，能夠?qū)崿F(xiàn)抑制過大的再生電流流過的過電流防止功能。

(圖14的開關電源裝置的有用性)

具有圖14的再生功能的開關電源裝置通過附加極性檢測電路84和換流元件導通保留控制電路88，即使是在流過較大的再生電流的情況下，換流元件16也不會在電流流過主開關元件14的寄生二極管的過程中導通，因而不會在主開關元件14產(chǎn)生電涌電壓，主開關元件14所使用的MOS-FET等半導體元件能夠使用低耐壓且導通電阻較低的元件，能夠?qū)崿F(xiàn)低噪聲且具有高效率的再生功能的開關電源裝置。

并且，再生電流的峰值由于換流元件16的導通時間而受到限制而不會達到開關的1個周期以上，因而能夠一并具備抑制過大的再生電流流過的功能即再生過電流保護功能。

[本發(fā)明的變形例]

本發(fā)明包括不會損害其目的及優(yōu)點的適當?shù)淖冃巍＠?，也可以是同時具有主開關元件導通保留電路74和換流元件導通保留電路88的開關電源裝置，也可以構成為在一個線圈中共用極性檢測線圈72和極性檢測線圈86的極性檢測電路，也可以是由一個極性檢測電路控制主開關元件導通保留電路74和換流元件導通保留電路88的結構。并且，也可以是，在將極性檢測線圈用于極性檢測電路的同時構成輔助電源電路，并生成控制電路的驅(qū)動功率。另外，不受上述的實施方式所示出的數(shù)值的限定。

標號說明

10 同步整流升壓降壓扼流電路；

12 輸入電源；

14 主開關元件；

16 換流元件；

18 扼流圈；

20 緩沖電容器；

22 二次繞組；

24 輸出電容器；

26 整流元件；

28 負載；

30 開關控制電路；