本發(fā)明涉及一種電力電子電能變換電路，尤其涉及一種同時滿足寬輸入電壓范圍和寬輸出電壓范圍且輸出較大電流的DC/DC變換器。

背景技術：

電動或者混合電動汽車的內(nèi)部輔助設備供電需要一個DC/DC變換器，該變換器從高壓動力電池轉(zhuǎn)換到低壓(12V或者24V)電池系統(tǒng)。由于該DC/DC變換器的輸入和輸出都為電池，因此其電壓范圍較寬。一般輸入側(cè)最大與最低電壓的比值接近2，輸出側(cè)也存在類似的寬電壓范圍。輸出側(cè)的電流較大，一般會在150A以上。寬的輸入、輸出電壓范圍和大的輸出電流，給該變換器的設計和優(yōu)化帶來了困難。并且由于車載設備的小型化和輕量化以提高車輛續(xù)航能力的需求，變換器的高功率密度和高效率等性能顯得尤為重要。

現(xiàn)有車用輔助DC/DC電源產(chǎn)品中一般采用一級結構，實現(xiàn)高壓到低壓大電流的轉(zhuǎn)換。如圖1所示，圖中為一個傳統(tǒng)的LLC串并聯(lián)混合諧振DC-DC拓撲實現(xiàn)高壓輸入到低壓輸出的轉(zhuǎn)換，并且可以實現(xiàn)高壓側(cè)開關管的零電壓軟開關和低壓整流管的零電流截止，減少關斷損耗，實現(xiàn)高頻變換，提高效率和功率密度。

但是，由于汽車應用場合中輸入電壓和輸出電壓范圍很寬，使得LLC諧振變換器的諧振磁元件和變壓器的效率優(yōu)化非常困難，很難滿足寬電壓增益范圍的同時取得高的轉(zhuǎn)換效率，因此需要采用兩級結構。如圖2所示，前級不隔離的DC-DC實現(xiàn)中間母線的穩(wěn)壓，使得后級隔離型LLC諧振DC-DC的電壓范圍減小，減輕諧振元件和變壓器參數(shù)優(yōu)化的難度。進而可以提高開關頻率，并優(yōu)化整體效率。前級非隔離的DC-DC可以是升壓型Boost電路或者Buck型電路(圖3)。

LLC變換器的輸出電流紋波很大，尤其是在低壓大電流輸出時更加成為問題，需要大量輸出濾波電容才能降低輸出電壓紋波。而車載變流器的元件都要滿足汽車等級，價格昂貴，因此其成本會非常高，且尺寸大，不利于功率密度的提高。而兩相LLC變換器的交錯并聯(lián)需要頻率的同步控制，但是由于LLC變換器頻率調(diào)節(jié)增益的特性和諧振參數(shù)的離散性，頻率同步時無法保持多相LLC變換器的電壓增益一致，因而無法直接并聯(lián)。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術問題是，克服現(xiàn)有技術中的不足，提供一種寬電壓范圍大電流輸出DC/DC變換器。

為了解決技術問題，本發(fā)明的解決方案是：

提供一種寬電壓范圍大電流輸出DC/DC變換器，包括前級非隔離DC-DC電路和后級隔離型LLC諧振DC-DC電路；其特征在于，所述后級隔離型LLC諧振DC-DC電路具有兩相相同的電路結構，且該兩相LLC諧振DC-DC電路的高壓輸入側(cè)為串聯(lián)，其低壓輸出側(cè)則為并聯(lián)。

本發(fā)明中，所述后級隔離型LLC諧振DC-DC電路中的兩相LLC諧振DC-DC電路同時連接至一個兩相交錯LLC控制器；該兩相交錯LLC控制器包括依次相連的誤差放大器、壓頻控制器和錯相控制器；其中，誤差放大器接至后級隔離型LLC諧振DC-DC電路的輸出端，進行電壓采樣；錯相控制器輸出兩對錯相90°角度的互補驅(qū)動信號，分別驅(qū)動兩相LLC諧振DC-DC電路的原邊開關橋臂的開關管。

本發(fā)明中，所述前級非隔離的DC-DC電路與其控制器相連，該控制器同時采樣前級非隔離DC-DC電路以及后級隔離型LLC諧振DC-DC電路的輸出側(cè)電壓，并通過調(diào)節(jié)控制器自身的占空比來調(diào)節(jié)前級非隔離DC-DC電路的輸出電壓。

本發(fā)明中，所述前級非隔離的DC-DC電路是升壓型Boost電路或者Buck型電路。

本發(fā)明中，所述后級隔離型LLC諧振DC-DC電路是隔離型LLC半橋諧振DC-DC電路或隔離型LLC全橋諧振DC-DC電路(以及基于此LLC諧振的相關變形)。

與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明的有益效果是：

1、后級采用諧振軟開關LLC拓撲，降低開關損耗，提高開關頻率和效率。

2、兩相LLC采用統(tǒng)一頻率的錯相控制，可以獲得輸出側(cè)電流紋波的抵消作用。

3、輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)的結構結合同一頻率控制，天然獲得輸入側(cè)的均壓。

4、輸入端采用boost升壓電路，避免了中間母線電壓過低導致的后級LLC輸入側(cè)電流應力高，效率降低。

5、前級采用Boost升壓電路，中間母線不僅電壓較高，還可獲得較好的調(diào)壓范圍。

6、通過中間母線電壓跟隨輸出電壓的比例控制，減小了后級LLC的增益范圍，便于優(yōu)化后級LLC的磁元件和諧振元件，提高效率。

附圖說明

圖1為LLC諧振軟開關DC/DC變換器；

圖2為Boost級聯(lián)LLC諧振DC/DC的兩級變換器；

圖3為Buck級聯(lián)LLC諧振DC/DC的兩級變換器；

圖4為本發(fā)明的LLC輸出側(cè)交錯并聯(lián)的兩級拓撲；

圖5為交錯并聯(lián)對LLC拓撲輸出電流紋波的抵消效果；

圖6為串聯(lián)輸入兩相LLC的交錯并聯(lián)控制過程示意；

圖7為本發(fā)明電路的中間母線電壓控制過程示意；

圖8為兩級結構的兩相交錯并聯(lián)半橋LLC電路及其控制過程示意；

圖9為兩級結構的兩相交錯并聯(lián)全橋LLC電路及其控制過程示意。

具體實施方式

下面結合附圖對本發(fā)明的具體實施方式作進一步詳細說明。

本發(fā)明的寬電壓范圍大電流輸出DC/DC變換器，包括前級非隔離DC-DC電路和后級隔離型LLC諧振DC-DC電路，其中，后級隔離型LLC諧振DC-DC電路具有兩相相同的電路結構。本發(fā)明將兩相LLC的高壓輸入側(cè)串聯(lián)，而在低壓輸出側(cè)進行并聯(lián)，如圖4所示。由于串聯(lián)輸入結構能夠保證在開關頻率和占空比一致時的輸入側(cè)電壓增益穩(wěn)定，因此能夠較好的實現(xiàn)輸入側(cè)的自均壓而無須額外的輸入電壓的均壓控制策略。由于LLC的輸入側(cè)串聯(lián)，需要較高的電壓才能夠降低輸入側(cè)電流應力，因此剛好可以利用前級DC-DC電路進行升壓，并且還可以使中間母線電壓具有一定的調(diào)節(jié)范圍，滿足后級LLC的輸入電壓要跟隨輸出電壓變化的需求。并且，可以利用并聯(lián)輸出的LLC拓撲進行交錯控制，使其兩相輸出的電流紋波抵消，降低輸出側(cè)的電流紋波，圖5中為紋波電流抵消的效果圖。

為了提高后級隔離型DC-DC的開關頻率和效率，將LLC拓撲的開關工作頻率控制在串聯(lián)諧振頻率附近。但是固定LLC的開關頻率或者限制開關頻率在諧振點附近導致電壓增益的不可調(diào)節(jié)，而汽車輔助用DC電源需要滿足寬的輸入和寬的輸出電壓范圍，因此需要前級非隔離升壓DC-DC的輸出電壓范圍能夠根據(jù)最后輸出側(cè)的電壓進行調(diào)節(jié)，從而無需寬范圍調(diào)節(jié)LLC的增益和開關頻率，以解決LLC控制策略不能大幅調(diào)節(jié)輸出電壓的問題。

為了獲得后級LLC的交錯并聯(lián)效果，圖6中后級輸入串聯(lián)的LLC的控制信號來自同一個控制器?？刂破鞑蓸拥妮敵鲭妷篤o與輸出電壓基準Voref比較，得到誤差放大器的輸出Verr，再通過壓頻控制器得到LLC的開關頻率fs。然后通過錯相控制器得到兩對錯相90度角度的互補驅(qū)動信號，分別驅(qū)動兩相LLC的原邊開關橋臂的開關管。忽略互補控制信號的死區(qū)時間，每對互補控制信號的占空比為50％。從而獲得交錯并聯(lián)的效果，抵消兩相LLC輸入、輸出電流的紋波，減少濾波器尺寸。采用統(tǒng)一的輸出電壓控制邏輯，可以天然獲得輸入側(cè)串聯(lián)電壓的自均衡。

為了減少后級LLC的增益調(diào)節(jié)范圍，可以通過調(diào)節(jié)前級Boost電路的輸出電壓(Vbus)，獲得中間母線Vbus隨著輸出電壓Vo線性變化的效果，如圖7所示。Boost控制器同時采樣輸出電壓和中間母線電壓，進而調(diào)節(jié)boost的占空比來調(diào)節(jié)Vbus電壓。該Boost控制器可以是模擬器件，也可以是數(shù)字實現(xiàn)方式。通過模擬或者數(shù)字的算法，使Vbus以一定的比例系數(shù)k跟隨Vo進行線性調(diào)節(jié)，該算法最終產(chǎn)生的信號進入占空比發(fā)生電路，得到boost電路的控制占空比，來調(diào)節(jié)Vbus的電壓。

以圖8中的半橋LLC拓撲為例，說明兩相交錯并聯(lián)LLC的交錯并聯(lián)控制方式。交錯LLC控制發(fā)出的第一對控制信號G11和G12分別驅(qū)動第一相的原邊半橋橋臂開關管Q11和Q12的門極。交錯LLC控制發(fā)出的第二對控制信號G21和G22分別驅(qū)動第二相的原邊半橋橋臂開關管Q21和Q22的門極。每一對控制信號的占空比為50％，兩對信號之間錯相90度。LLC副邊整流電路Rec1和Rec2可以是二極管整流，為了降低導通損耗也可以采用同步管整流。

對于大功率應用，可以采用兩相LLC全橋電路進行交錯并聯(lián)，可以獲得同樣的效果(如圖9所示)。所不同的是，LLC原邊半橋結構改成全橋結構，即兩個開關橋臂。所增加的橋臂為Q13和Q14組成的橋臂和Q23和Q24組成的橋臂。增加的橋臂中點分別連接到對應LLC相數(shù)的諧振腔中電容元件Cr1和Cr2的一端。其余連接方式不變。

最后，還需要注意的是，以上列舉的僅是本發(fā)明的若干個具體實施例。顯然，本發(fā)明不限于以上實施例，還可以有許多變形。本領域的普通技術人員能從本發(fā)明公開的內(nèi)容直接導出或聯(lián)想到的所有變形，均應認為是本發(fā)明的保護范圍。