本發(fā)明涉及儲能
技術(shù)領(lǐng)域：
，尤其涉及一種基于輔助環(huán)儲能系統(tǒng)的雙頻載波移相PWM(PulseWidthModulation，脈沖寬度調(diào)制)控制方法。
背景技術(shù)：
：目前級聯(lián)多電平變換器的PWM調(diào)制方法主要可以分為兩大類：基于電壓等級的調(diào)制技術(shù)和空間矢量調(diào)制技術(shù)?？臻g矢量調(diào)制技術(shù)具有一系列顯著優(yōu)點，如低諧波含量和高電壓利用率等，這些優(yōu)點使得它在低電平領(lǐng)域應(yīng)用非常廣泛。然而，對于五電平以上的電路而言，它的控制算法將變得非常復(fù)雜。基于電壓等級的調(diào)制技術(shù)主要分為多載波PWM調(diào)制、階梯波調(diào)制(SW-PWM)和特定諧波消除調(diào)制(SHE-PWM)等。雖然目前學(xué)者提出了上述多種不同種類的調(diào)制方法，但是對比上述各種方法后，發(fā)現(xiàn)主要還是多載波PWM調(diào)制、階梯波調(diào)制和混合調(diào)制等幾種調(diào)制方法比較適合于級聯(lián)H橋變換器。特定諧波消除SHE雖然具有較好的諧波特性，但是無法在線運算，并且隨著電平數(shù)的增加，運算復(fù)雜度也隨幾何倍數(shù)增加。階梯波調(diào)制在高電平情況下計算也比較復(fù)雜。需要設(shè)計一種適用于輔助環(huán)儲能系統(tǒng)功率交換的PWM調(diào)制方法，可以控制各個變換單元中交換功率的大小。技術(shù)實現(xiàn)要素：發(fā)明目的：為解決上述問題，本發(fā)明提供一種基于輔助環(huán)儲能系統(tǒng)的雙頻載波移相PWM控制方法。技術(shù)方案：本發(fā)明提供一種基于輔助環(huán)儲能系統(tǒng)的雙頻載波移相PWM控制方法，所述儲能系統(tǒng)包括n個變換單元，所述變換單元包括開關(guān)元件，該方法包括以下步驟：(1)提供n組調(diào)制波，所述調(diào)制波由基波和輔助頻率正弦波疊加而成，n組調(diào)制波的基波分量相位相同，記為θ；n組調(diào)制波的輔助頻率正弦波分量各相位不同，記為令調(diào)制波為yi(t)，(i＝1,2,…n)，令基波頻率為fs，令輔助頻率為fh，令基波角頻率為ωs，令輔助角頻率為ωh，令Us和Uh分別為基波的幅值和輔助頻率正弦波的幅值，調(diào)制波yi(t)表達式為：其中，i表示第i個變換單元，t表示時間，ωs＝2πfs，ωh＝2πfh；(2)提供n組頻率和幅值相同的三角載波，令三角載波的頻率為fc，令三角載波的幅值為Uc；設(shè)基波調(diào)制度為M，設(shè)輔助頻率正弦波調(diào)制度為N，所述M＝(Us/Uc)，所述N＝(Uh/Uc)，0.6≤M≤1，0≤N≤0.4，且0.9≤M+N≤1，有fc＝10fh；(3)將所述n組三角載波與所述n組調(diào)制波分別進行比較，得出n組PWM信號；(4)用所述PWM信號控制所述開關(guān)元件的導(dǎo)通與關(guān)斷，從而驅(qū)動變換單元。有益效果：相比較現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明提供的一種基于輔助環(huán)儲能系統(tǒng)的雙頻載波移相PWM控制方法，適用于帶輔助環(huán)的儲能系統(tǒng)；通過調(diào)節(jié)不同的相位來控制各個變換單元中交換功率的大小和方向；且在雙頻PWM載波移相控制中，兩種頻率的輸出電壓幅值是獨立的，并且都僅與該頻率的調(diào)制度和直流側(cè)電壓有關(guān)，兩種頻率分量能夠?qū)崿F(xiàn)解耦獨立控制，使得控制更加方便，結(jié)果更加準確。附圖說明圖1是七電平雙頻載波移相PWM控制時的載波和調(diào)制波示意圖。圖2是雙頻載波移相PWM調(diào)制仿真模型。圖3是三個級聯(lián)H橋的輸出電壓波形。圖4是輸出電壓的傅里葉分析。具體實施方式下面結(jié)合附圖和具體實施方式，對本發(fā)明作進一步說明。一種基于輔助環(huán)儲能系統(tǒng)的雙頻載波移相PWM控制方法，所述儲能系統(tǒng)包括n個變換單元，所述變換單元包括開關(guān)元件，其特征在于，該方法包括以下步驟：(1)提供n組調(diào)制波，所述調(diào)制波由基波和輔助頻率正弦波疊加而成，n組調(diào)制波的基波分量相位相同，記為θ；n組調(diào)制波的輔助頻率正弦波分量各相位不同，記為令調(diào)制波為yi(t)，(i＝1,2,…n)，令基波頻率為fs，令輔助頻率為fh，令基波角頻率為ωs，令輔助角頻率為ωh，令Us和Uh分別為基波的幅值和輔助頻率正弦波的幅值，調(diào)制波yi(t)表達式為：其中，i表示第i個變換單元，t表示時間，ωs＝2πfs，ωh＝2πfh；通過調(diào)節(jié)輔助頻率正弦波不同的相位可以控制各個變換器單元中交換功率的大小和方向，具體方法為：通過調(diào)節(jié)輔助頻率正弦波的相位可以控制變換單元的輸出電壓，比較變換單元的輸出電壓與輔助功率環(huán)中的電流的相位，當變換單元的輸出電壓與輔助功率環(huán)中的電流同相位時，變換單元輸出功率；當變換單元的輸出電壓與輔助功率環(huán)中的電流反相位時，變換單元輸入功率。(2)提供n組頻率和幅值相同的三角載波，相鄰變換單元的三角載波的相位相差2π/n；令三角載波的頻率為fc，令三角載波的幅值為Uc；設(shè)基波調(diào)制度為M，設(shè)輔助頻率正弦波調(diào)制度為N，所述M＝(Us/Uc)，所述N＝(Uh/Uc)，0.6≤M≤1，0≤N≤0.4，且0.9≤M+N≤1，有fc＝10fh；(3)將所述n組三角載波與所述n組調(diào)制波分別進行比較，得出n組PWM信號；(4)用所述PWM信號控制所述開關(guān)元件的導(dǎo)通與關(guān)斷，從而驅(qū)動變換單元。所述變換單元輸出電平為2n+1的階梯波波形。設(shè)X＝ωct,Y＝ωst，ωht＝qωst，其中ωc為三角載波角頻率，q為整數(shù)，設(shè)每個變換單元的直流側(cè)電壓為E，設(shè)第i個變換單元的輸出電壓為ui(X,Y)，則ui(X,Y)的計算公式為：ui(X,Y)=E/2X≥2π(k+1)-α1-π2(1+MsinY+NsinqY)<2kπ-α1+π2(1+MsinY+NsinqY)-E/2X≥2kπ-α1+π2(1+MsinY+NsinqY)<2π(k+1)-α1-π2(1+MsinY+NsinqY)]]>其中α1為三角載波相位，k為整數(shù)即k＝1,2,…。假定ui的雙重傅里葉級數(shù)表達式為：ui(X,Y)=A002+Σn=1∞(A0ncosnX+BonsinnY)+Σn=1∞(Am0cosmX+BmosinmY)+Σn=1∞Σn=±1±∞[Amncos(mX+nY)+Bonsin(mX+nY)]]]>式中，Amn，Bmn為雙重傅里葉級數(shù)的系數(shù)，m、n為系數(shù)且為整數(shù)，且Amn+jBmn=2(2π)2∫-ππ∫-ππua(X,Y)ej(mX+nY)dXdY]]>將輸出電壓uai(x,y)表達式代入上式得：Amn+jBmn=-jEmπ2∫-ππ[ej[mπ2+mπ2(MsinY+NsinqY)]-ej[mπ2+mπ2(MsinY+NsinqY)]]e-jmα1ejnYdY=Emπ2∫-ππ2sin[mπ2+mπ2(MsinY+NsinqY)]e-jmα1ejnYdY]]>當忽略載波諧波和邊帶諧波分量時，第i個變換單元的輸出電壓可以表示為：式中，Mi為第i個變換單元的基波調(diào)制度，Ni為第i個變換單元的輔助頻率正弦波調(diào)制度。由此得在雙頻載波移相PWM控制方法中，兩種頻率的輸出電壓幅值是獨立的，并且都僅與該頻率的調(diào)制度和直流側(cè)電壓有關(guān)，即說明在雙頻載波移相PWM控制方法中，兩種頻率分量能夠?qū)崿F(xiàn)解耦獨立控制。下面為以儲能系統(tǒng)為3個H橋模塊的變換單元為例進行的仿真實驗。如圖1所示，調(diào)制波為一復(fù)合波形yi(t)，(i＝1,2,3)由基波fs和輔助頻率fh的正弦波組成，在每個調(diào)制波yi(t)中，各基頻fs分量相位相同，而輔助頻率fh分量各相位不同，通過控制不同的相位來控制各個變換器單元中交換功率的大小和方向。雙頻PWM載波移相控制中，兩種頻率的輸出電壓幅值是獨立的，并且都僅與該頻率的調(diào)制度和直流側(cè)電壓有關(guān)，即兩種頻率分量能夠?qū)崿F(xiàn)解耦獨立控制。如圖2所示，利用SIMULINK中的模塊構(gòu)造一個一定頻率三角載波，并同時構(gòu)造兩個不同頻率的正弦波(其中一個為50Hz基波，另一個為500Hz輔助頻率)，且二者的調(diào)制比分別為0.7和0.3，然后將這兩個正弦波進行疊加，并作為該雙頻載波移相PWM調(diào)制的調(diào)制波，通過三角載波和調(diào)制波的比較決定輸出的狀態(tài)。如圖3所示，在仿真模型的開環(huán)仿真實驗中，三個H橋模塊級聯(lián)，每個模塊直流側(cè)電池電壓取為24V，并且每個變換單元的調(diào)制波中的輔助頻率分量的相位設(shè)為一致。當使用雙頻載波移相PWM調(diào)制，三個級聯(lián)H橋模塊的輸出電壓為七電平。如圖4所示，輔助頻率分量(500Hz分量)幅值約為基頻分量(50Hz分量)幅值的42.86％，該比值非常接近于兩個頻率分量的調(diào)制波的調(diào)制度的比值，即0.3/0.7。除此之外，從右邊的局部放大圖可知，輸出電壓中的邊帶諧波主要集中在m×6×5kHz(m＝1,2,…∞)附近，其余高次諧波則由雙頻載波移相PWM調(diào)制相抵消了。從該圖中可知，邊帶諧波主要為30kHz、60kHz和90kHz。當前第1頁1 2 3