本發(fā)明涉及一種適用于三相三電平三開關(guān)(Vienna)整流器的輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)優(yōu)化控制方法，屬于電能變換領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

隨著全球環(huán)境污染日益嚴(yán)重及能源日益緊缺，電動(dòng)汽車、多電飛機(jī)等領(lǐng)域得到飛速發(fā)展，大功率充電及用電設(shè)備需求急速增長(zhǎng)。三相有源功率因數(shù)校正PWM整流器廣泛應(yīng)用于大功率設(shè)備中，用于降低設(shè)備對(duì)電網(wǎng)的諧波污染。其中三相三電平三開關(guān)(Vienna)整流器具有高效率、低諧波含量的優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用于各工業(yè)領(lǐng)域中。

Vienna整流器有多種控制方式，其中傳統(tǒng)的平均模式控制方式也叫電壓電流雙環(huán)控制。電壓外環(huán)用于控制輸出電壓穩(wěn)定，誤差補(bǔ)償器的輸出信號(hào)與輸入電壓信號(hào)相乘，作為電流內(nèi)環(huán)的參考信號(hào)；電流內(nèi)環(huán)用于控制輸入電流快速跟蹤電網(wǎng)電壓波形，實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正。通常電流內(nèi)環(huán)帶寬設(shè)計(jì)得很高，確保輸入電流快速跟蹤電網(wǎng)電壓，而電壓外環(huán)帶寬設(shè)計(jì)得很慢，往往低于工頻，防止電壓外環(huán)對(duì)電流內(nèi)環(huán)產(chǎn)生高頻干擾，影響輸入電流波形。

由于電壓環(huán)路帶寬極低，當(dāng)負(fù)載跳變時(shí)，控制器難以快速響應(yīng)，在較長(zhǎng)的瞬態(tài)階段中，輸入輸出瞬時(shí)功率的不平衡由輸出電容承擔(dān)，導(dǎo)致輸出電壓大大偏離參考值。因此當(dāng)加載或卸載的幅度很大時(shí)，輸出電壓也會(huì)出現(xiàn)嚴(yán)重的跌落和過沖，由于Vienna整流器通常作為大功率設(shè)備的前級(jí)，為后級(jí)提供相對(duì)穩(wěn)定的母線直流電壓，而母線直流電壓瞬態(tài)的大幅波動(dòng)有可能影響后級(jí)變換器的正常工作，因此需要對(duì)Vienna整流器的輸出動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性進(jìn)行優(yōu)化。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是為了實(shí)現(xiàn)Vienna整流器的輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)優(yōu)化，解決負(fù)載突然跳變時(shí)輸出電壓嚴(yán)重過沖或跌落的問題。由于Vienna整流器通常作為AC-DC供電設(shè)備的前級(jí)，當(dāng)負(fù)載突然跳變時(shí)，如果前級(jí)輸出電壓即母線電壓有嚴(yán)重過沖或跌落，可能會(huì)影響后級(jí)正常工作。本發(fā)明提供了一種通過負(fù)載前饋補(bǔ)償?shù)臄?shù)字控制方法來(lái)解決負(fù)載跳變時(shí)輸出電壓嚴(yán)重過沖或跌落的問題。

本發(fā)明通過以下方案實(shí)施：

一種適用于Vienna整流器的輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)優(yōu)化控制，該控制方法包括以下步驟；

1)數(shù)字控制器采樣三相輸入電壓信號(hào)u_a、u_b和u_c，三相輸入電流信號(hào)i_a、i_b和i_c，輸出電壓信號(hào)u_o和輸出電流信號(hào)I_o，初始化設(shè)置輸出電壓參考值U_o^*，穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流信號(hào)I_o1；

2)輸出電壓參考值U_o^*減去輸出電壓信號(hào)u_o得到輸出電壓誤差信號(hào)，該輸出電壓誤差信號(hào)經(jīng)過電壓環(huán)比例-積分補(bǔ)償器運(yùn)算，得到電壓環(huán)補(bǔ)償輸出信號(hào)v_m0；

3)將輸出電流信號(hào)I_o送入負(fù)載跳變檢測(cè)單元，由負(fù)載跳變檢測(cè)算法判定負(fù)載跳變時(shí)刻，將負(fù)載跳變標(biāo)志位置為“1”；

4)當(dāng)負(fù)載跳變標(biāo)志位置為“1”時(shí)，由負(fù)載前饋計(jì)算單元得到當(dāng)前負(fù)載前饋補(bǔ)償信號(hào)，將電壓環(huán)比例-積分補(bǔ)償器輸出清零；當(dāng)負(fù)載跳變標(biāo)志位置為“0”時(shí)，取上次負(fù)載前饋補(bǔ)償信號(hào)作為當(dāng)前負(fù)載前饋補(bǔ)償信號(hào)；

5)將電壓環(huán)補(bǔ)償輸出信號(hào)v_m0與當(dāng)前負(fù)載前饋補(bǔ)償信號(hào)相加，得到電壓環(huán)最終輸出信號(hào)v_m；

6)將步驟5所得電壓環(huán)最終輸出信號(hào)v_m與三相輸入電壓采樣信號(hào)u_a、u_b和u_c分別相乘，得到三相輸入電流參考信號(hào)i_a^*、i_b^*和i_c^*；

7)三相輸入電流參考信號(hào)i_a^*、i_b^*和i_c^*對(duì)應(yīng)減去各相輸入電流采樣信號(hào)i_a、i_b和i_c，得到各相電流誤差信號(hào)，各相電流誤差信號(hào)再經(jīng)過電流環(huán)比例-積分補(bǔ)償器運(yùn)算得到三相占空比；

8)將三相占空比輸入數(shù)字控制器的脈沖寬度調(diào)制解調(diào)器，得到三相PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

本發(fā)明的進(jìn)一步設(shè)計(jì)在于：

其中，步驟3)中負(fù)載跳變檢測(cè)算法的具體步驟如下：

1)負(fù)載跳變標(biāo)志位清零；

2)獲取上述輸出電流信號(hào)I_o，與上述穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流信號(hào)I_o1作差，判斷二者差值的絕對(duì)值是否大于預(yù)設(shè)閾值I_hys；

3)當(dāng)大于預(yù)設(shè)閾值I_hys時(shí)，將負(fù)載跳變標(biāo)志位置為“1”，并將輸出電流信號(hào)送給負(fù)載前饋計(jì)算單元，將I_o賦給I_o1作為新的穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流值，并將負(fù)載穩(wěn)態(tài)計(jì)數(shù)器清零；

當(dāng)小于預(yù)設(shè)閾值I_hys時(shí)，負(fù)載穩(wěn)態(tài)計(jì)數(shù)器加1，直到負(fù)載穩(wěn)態(tài)計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)大于預(yù)設(shè)值后，將I_o賦給I_o1作為新的穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流值，并將負(fù)載穩(wěn)態(tài)計(jì)數(shù)器清零。

其中，步驟3)中負(fù)載穩(wěn)態(tài)計(jì)數(shù)器用于計(jì)數(shù)，計(jì)數(shù)預(yù)設(shè)值代表在無(wú)負(fù)載跳變時(shí)穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流信號(hào)I_o1更新時(shí)間間隔，該時(shí)間間隔可以取值等于100個(gè)開關(guān)周期。

其中，步驟4)中計(jì)算得到負(fù)載前饋補(bǔ)償信號(hào)v_ff的過程如下：按下式計(jì)算負(fù)載前饋：

$v_{ff}=\frac{2{U_o}^{*}\·I_o}{3{U_p}^2}---\left(1\right)$

其中U_p是輸入相電壓峰值，U_o^*是輸出電壓參考值。

其中，通過峰值電壓采樣算法得到U_p過程如下：

1)初始化變量U_max為0，當(dāng)每個(gè)開關(guān)周期采樣得到的u_a大于U_max時(shí)，將u_a賦值給U_max，并將定時(shí)計(jì)數(shù)器加1；

2)重復(fù)步驟1)，當(dāng)定時(shí)計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)時(shí)間達(dá)到1個(gè)工頻周期時(shí)，將U_max賦值給U_p，并將定時(shí)計(jì)數(shù)器清0；

3)重復(fù)步驟1)和2)。

三相三電平三開關(guān)整流器的硬件電路拓?fù)渲饕呻娫础⒘鶄€(gè)快速恢復(fù)二極管、三個(gè)升壓電感、三個(gè)雙向功率開關(guān)、二組輸出電容以及負(fù)載構(gòu)成。

本發(fā)明中，關(guān)于利用公式(1)可實(shí)現(xiàn)變換器在負(fù)載跳變情況下通過前饋補(bǔ)償實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)響應(yīng)優(yōu)化的依據(jù)說(shuō)明：

(a).當(dāng)變換器工作在穩(wěn)態(tài)時(shí)，輸入功率因數(shù)近似等于1，輸入電壓與輸入電流成正比，可設(shè)

u_j＝i_j·R_e (2)

其中j＝a，b，c；

(b).根據(jù)控制框圖，穩(wěn)態(tài)時(shí)三相輸入電流值與輸入電壓有如下關(guān)系

i_j＝u_j·v_m (3)

將(2)(3)聯(lián)立可以得到

$v_m=\frac{1}{R_e}---\left(4\right)$

(c).根據(jù)輸入輸出功率平衡的關(guān)系，由(5)(6)可以推導(dǎo)得到(7)

$P_i=\frac{3}{2}{U}_p\·I=\frac{3{U_p}^2}{2R_e}---\left(5\right)$

P_o＝U_o·I_o (6)

$R_e=\frac{3{U_p}^2}{2U_o\·I_o}---\left(7\right)$

(d).將(7)代入(4)可以得到電壓環(huán)補(bǔ)償結(jié)果的表達(dá)式

$V_m=\frac{2U_o\·I_o}{3{U_p}^2}---\left(8\right)$

因此當(dāng)負(fù)載跳變時(shí)，對(duì)電壓環(huán)輸出進(jìn)行前饋補(bǔ)償，可以準(zhǔn)確預(yù)測(cè)電壓環(huán)補(bǔ)償結(jié)果，大大縮短了電壓環(huán)控制的瞬態(tài)過程，優(yōu)化了輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有如下有益效果：

1、本發(fā)明優(yōu)化控制方法主要包括各電氣信號(hào)采樣、電壓誤差補(bǔ)償器、負(fù)載跳變判定、負(fù)載前饋補(bǔ)償計(jì)算、電流誤差補(bǔ)償器以及PWM信號(hào)的生成，實(shí)現(xiàn)負(fù)載前饋控制，優(yōu)化輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。

2、本發(fā)明對(duì)負(fù)載電流進(jìn)行采樣，當(dāng)負(fù)載波動(dòng)小于預(yù)設(shè)的固定值保持相對(duì)穩(wěn)定時(shí)，不進(jìn)行前饋補(bǔ)償計(jì)算，輸出電壓完全通過傳統(tǒng)電壓環(huán)進(jìn)行調(diào)節(jié)；當(dāng)負(fù)載跳變時(shí)，通過負(fù)載跳變判定和前饋補(bǔ)償計(jì)算，對(duì)傳統(tǒng)電壓環(huán)進(jìn)行補(bǔ)償，保持了傳統(tǒng)控制策略中的雙環(huán)控制，并有效實(shí)現(xiàn)了輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)的優(yōu)化。

3、本發(fā)明不僅實(shí)現(xiàn)了輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)優(yōu)化，而且保持了穩(wěn)態(tài)下傳統(tǒng)電壓電流雙環(huán)控制，對(duì)穩(wěn)態(tài)輸入電流波形沒有影響，適用于Vienna整流器。

附圖說(shuō)明

圖1-1是本發(fā)明的Vienna整流器電路原理圖；

圖1-2是本發(fā)明的控制策略框圖；

圖2是本發(fā)明的負(fù)載跳變檢測(cè)算法流程圖；

圖3是TMS320F2808數(shù)字控制器控制流程圖；

圖4-1～圖4-4是采用3kW Vienna樣機(jī)驗(yàn)證本發(fā)明效果的實(shí)驗(yàn)波形對(duì)比圖，

其中圖4-1和圖4-2分別是傳統(tǒng)電壓電流雙環(huán)控制策略的加載與卸載波形圖；

圖4-3和4-4分別是采用本發(fā)明控制方法的加載與卸載波形圖。

上述圖中的主要符號(hào)名稱：j＝a，b，c；u_a，u_b，u_c—變換器三相輸入電壓；L_a，L_b，L_c—變換器三相輸入電感；i_a，i_b，i_c—變換器三相電感電流；S_a，S_b，S_c—變換器三相開關(guān)單元；I_o—負(fù)載電流；u_o—輸出電壓；R_L—負(fù)載電阻；R_s—負(fù)載電流采樣電阻；U_o^*—輸出電壓參考值；U_p—輸入電壓峰值；v_ff—當(dāng)前負(fù)載前饋補(bǔ)償信號(hào)；v_m0—電壓環(huán)PI補(bǔ)償信號(hào)；v_m—電壓環(huán)最終補(bǔ)償信號(hào)；PWM_j—三相PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)；I_hys—負(fù)載跳變閾值。

具體實(shí)施方式

實(shí)施例一：

圖1-1為本發(fā)明的控制策略框圖，本發(fā)明Vienna整流器的硬件電路拓?fù)淙鐖D1-2，主要由電源、六個(gè)快速恢復(fù)二極管、三個(gè)升壓電感、三個(gè)雙向功率開關(guān)、二組輸出電容以及負(fù)載構(gòu)成，還配置有DSP數(shù)字控制器。

圖2所示為本發(fā)明的控制策略框圖及負(fù)載跳變檢測(cè)算法，本例中變換器開關(guān)頻率和控制器采樣頻率均為250kHz，本實(shí)例適用于輸入電壓三相平衡情況，對(duì)于輸入電壓三相不平衡情況可采用現(xiàn)有方法進(jìn)行控制。

本發(fā)明的負(fù)載跳變檢測(cè)算法流程如下：

1)首先DSP數(shù)字控制器采樣三相輸入電壓信號(hào)u_a、u_b和u_c、三相輸入電流信號(hào)i_a、i_b和i_c、輸出電壓信號(hào)u_o、輸出電流信號(hào)I_o，初始化設(shè)置輸出電壓參考值U_o^*為輸出電壓控制目標(biāo)值、穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流信號(hào)I_o1為0。

2)輸出電壓參考值U_o^*減去輸出電壓信號(hào)u_o得到輸出電壓誤差信號(hào)，該輸出電壓誤差信號(hào)經(jīng)過比例-積分補(bǔ)償器運(yùn)算，得到電壓環(huán)補(bǔ)償輸出信號(hào)v_m0。

3)本例中將預(yù)設(shè)閾值I_hys設(shè)置為滿載下負(fù)載電流的5％，穩(wěn)態(tài)計(jì)數(shù)器預(yù)設(shè)值為100。當(dāng)輸出電流信號(hào)I_o與穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流信號(hào)I_o1差值的絕對(duì)值小于I_hys時(shí)，負(fù)載穩(wěn)態(tài)計(jì)數(shù)器加1，直到穩(wěn)態(tài)計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)大于預(yù)設(shè)值100后，將I_o賦給I_o1作為新的穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流信號(hào)。因此當(dāng)負(fù)載電流波動(dòng)小于滿載下負(fù)載電流的5％時(shí)不會(huì)被判定為跳變狀態(tài)，且這種控制算法在無(wú)負(fù)載跳變情況下仍會(huì)每100個(gè)開關(guān)周期對(duì)穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流信號(hào)進(jìn)行一次更新，這樣可以避免負(fù)載跳變檢測(cè)對(duì)輸出電流的低頻小波動(dòng)進(jìn)行響應(yīng)。該預(yù)設(shè)閾值I_hys及計(jì)數(shù)器預(yù)設(shè)值也可根據(jù)實(shí)際需要進(jìn)行更改。

當(dāng)輸出電流信號(hào)I_o與穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流信號(hào)I_o1差值的絕對(duì)值大于預(yù)設(shè)閾值I_hys時(shí)，負(fù)載跳變標(biāo)志位置為1，即當(dāng)負(fù)載電流瞬態(tài)變化值超過滿載下負(fù)載電流的5％時(shí)，判定為負(fù)載跳變狀態(tài)。同時(shí)將負(fù)載電流采樣值送給負(fù)載前饋計(jì)算單元，

并將I_o賦給I_o1作為新的穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流信號(hào)，然后將負(fù)載穩(wěn)態(tài)計(jì)數(shù)器清零。

4)當(dāng)負(fù)載跳變標(biāo)志位為1時(shí)，進(jìn)行負(fù)載前饋計(jì)算：

$v_{ff}=\frac{2{U_o}^{*}\·I_o}{3{U_p}^2}---\left(9\right)$

其中U_p是輸入相電壓峰值，U_o^*是輸出電壓參考值。

通過峰值電壓采樣算法得到U_p過程如下：

1)初始化變量U_max為0，當(dāng)每個(gè)開關(guān)周期采樣得到的u_a大于U_max時(shí)，將u_a賦值給U_max，并將定時(shí)計(jì)數(shù)器加1；

2)重復(fù)步驟1)，當(dāng)定時(shí)器計(jì)數(shù)時(shí)間達(dá)到1個(gè)工頻周期時(shí)，將U_max賦值給U_p，并將定時(shí)計(jì)數(shù)器清零；

3)重復(fù)步驟1)和2)。

實(shí)施例二：

本發(fā)明Vienna整流器的輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)優(yōu)化控制方法如下：

Vienna整流器的硬件電路拓?fù)淙鐖D1-1，本實(shí)例適用于輸入電壓三相平衡情況。

本發(fā)明采用DSP數(shù)字控制器(TMS320F2808)的控制過程如圖3所示：

1)DSP數(shù)字控制器的ADC采樣模塊和ePWM模塊初始化，并初始化設(shè)置輸出電壓參考值U_o^*為輸出電壓控制目標(biāo)值，穩(wěn)態(tài)輸出電流信號(hào)為0，三相占空比d_a＝0，d_b＝0，d_c＝0。

2)DSP數(shù)字控制器進(jìn)入ADC中斷程序，進(jìn)行ADC采樣，采集三相輸入電壓信號(hào)u_a、u_b和u_c、三相輸入電流信號(hào)i_a、i_b和i_c、輸出電壓信號(hào)u_o、輸出電流信號(hào)I_o。

3)進(jìn)行電壓環(huán)比例-積分補(bǔ)償運(yùn)算：

v_m0＝v′_m0+K_{p_u}·(err_uo-err′_uo)+K_{i_u}·err_uo (10)

其中K_{p_u}，K_{i_u}分別是電壓環(huán)PI補(bǔ)償器的比例系數(shù)、積分系數(shù)，可通過實(shí)驗(yàn)試湊法取值，err_uo是本周期輸出電壓值與輸出電壓參考值的誤差，err′_uo是前一周期輸出電壓值與輸出電壓參考值的誤差，v_m0是本周期電壓環(huán)PI補(bǔ)償器計(jì)算結(jié)果，v′_m0是前一周期電壓環(huán)PI補(bǔ)償器計(jì)算結(jié)果。

4)執(zhí)行負(fù)載跳變檢測(cè)算法，當(dāng)檢測(cè)到負(fù)載跳變時(shí)，負(fù)載跳變標(biāo)志位為“1”。

當(dāng)負(fù)載跳變標(biāo)志位為“1”時(shí)，電壓環(huán)比例-積分補(bǔ)償運(yùn)算結(jié)果立刻清零，并進(jìn)行前饋補(bǔ)償計(jì)算得到當(dāng)前負(fù)載前饋補(bǔ)償信號(hào)v_ff：

$v_{ff}=\frac{2{U_o}^{*}\·I_o}{3{U_p}^2}---\left(11\right)$

將電壓環(huán)比例-積分補(bǔ)償運(yùn)算結(jié)果(此刻為0)與當(dāng)前負(fù)載前饋補(bǔ)償信號(hào)相加，作為電壓環(huán)補(bǔ)償器的最終計(jì)算結(jié)果v_m。

當(dāng)負(fù)載跳變標(biāo)志位為“0”時(shí)，取上次(或上一時(shí)刻)計(jì)算得到的負(fù)載前饋補(bǔ)償信號(hào)作為當(dāng)前負(fù)載前饋補(bǔ)償信號(hào)v_ff；將電壓環(huán)比例-積分補(bǔ)償運(yùn)算結(jié)果與當(dāng)前負(fù)載前饋補(bǔ)償信號(hào)v_ff相加，作為電壓環(huán)補(bǔ)償器的最終計(jì)算結(jié)果v_m。

5)將電壓環(huán)補(bǔ)償器最終計(jì)算結(jié)果v_m分別與三相輸入電壓信號(hào)u_a、u_b和u_c相乘，得到三相電流參考值i_a^*、i_b^*和i_c^*，然后分別進(jìn)行三相電流環(huán)比例-積分補(bǔ)償運(yùn)算：

v_dj＝v′_dj+K_{p_i}·(err_ij-err′_ij)+K_{i_u}·err_ij (11)

其中j＝a，b，c，K_{p_i}，K_{i_i}分別是電流環(huán)PI補(bǔ)償器的比例系數(shù)和積分系數(shù)，可通過實(shí)驗(yàn)試湊法取值，err_ij是本周期j相電流值與j相電流值參考值的誤差，err′_ij是前一周期j相電流值與j相電流值參考值的誤差，v_dj是本周期j相電流環(huán)PI補(bǔ)償器計(jì)算結(jié)果，v′_dj是前一周期j相電流環(huán)PI補(bǔ)償器計(jì)算結(jié)果。

6)將三相電流環(huán)補(bǔ)償計(jì)算結(jié)果v_dj送入DSP數(shù)字控制器的ePWM模塊中，得到三相PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)PWM_j，從而實(shí)現(xiàn)負(fù)載前饋補(bǔ)償控制策略，在保持穩(wěn)態(tài)下傳統(tǒng)電壓電流雙環(huán)控制的同時(shí)，優(yōu)化了輸出電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。

7)重復(fù)步驟2)～6)

測(cè)試實(shí)例：

測(cè)試條件：輸入三相線電壓165V/50Hz，采用Chroma 61512三相可編程交流電源進(jìn)行供電；輸出電壓360V，負(fù)載采用大功率電阻箱，額定最大輸出功率3kW；測(cè)試示波器型號(hào)為泰克MDO3014。

三相三電平三開關(guān)整流器的硬件電路參數(shù)如下：三相升壓電感各90μH，輸出側(cè)上下2組母線電容分別由3個(gè)450V/150μF鋁電解電容并聯(lián)構(gòu)成，整流二極管型號(hào)為BYC10D-600，功率開關(guān)管選用MOSFET型號(hào)為IRFB4137PbF，開關(guān)頻率250kHz。

圖4-1～圖4-4是采用3kW三相三電平三開關(guān)Vienna整流器驗(yàn)證本發(fā)明效果的實(shí)驗(yàn)的波形對(duì)比圖。

其中圖4-1和圖4-2分別是采用傳統(tǒng)電壓電流雙環(huán)控制策略時(shí)的加載與卸載波形圖，此時(shí)負(fù)載前饋補(bǔ)償信號(hào)等于0；

圖4-3和4-4分別是采用本發(fā)明控制方法的加載與卸載波形圖，在傳統(tǒng)的電壓電流雙環(huán)控制的基礎(chǔ)上增加了負(fù)載前饋補(bǔ)償信號(hào)對(duì)電壓環(huán)進(jìn)行補(bǔ)償。

從圖形對(duì)比中可以看出，在采用本發(fā)明的控制方法前，負(fù)載從2.1kW跳變到3kW時(shí)，輸出電壓跌落值達(dá)到60V；負(fù)載從3kW跳變到2.1kW時(shí)，輸出電壓過沖值達(dá)到70V。在采用本發(fā)明的控制方法后，輸出電壓的跌落和過沖幾乎為0，可以證明采用本發(fā)明的控制方法之后變換器的輸出動(dòng)態(tài)響應(yīng)得到極大優(yōu)化，可以有效解決負(fù)載跳變?cè)斐傻腣ienna整流器輸出電壓過沖或跌落。同時(shí)從圖形中可以看出，采用本發(fā)明的控制方法對(duì)輸入電流波形沒有任何影響。