專利名稱：可變增益放大電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字電視用BS/CS調(diào)諧器等的寬帶無線通信裝置，尤其涉及要求低失真特性的接收系統(tǒng)的可變增益放大電路。
背景技術(shù)：
自從2000年12月的數(shù)字電視播放開始以來，數(shù)字電視用BS/CS調(diào)諧器的需求正逐年增高。
但是，現(xiàn)狀的BS/CS調(diào)諧器系統(tǒng)，由多個芯片和濾波器等多個零件所構(gòu)成，需要較高的成本。為了低成本化的實現(xiàn)，通過使系統(tǒng)單芯片化來削減零件數(shù)是重要的，現(xiàn)在其開發(fā)正在盛行。
在數(shù)字電視用BS/CS調(diào)諧器的規(guī)格中，必須接收處于從1GHz到2.6GHz廣闊帶寬內(nèi)的約20個信道的信號，僅使希望的1個信道不失真地進(jìn)行檢波、解調(diào)。但是，在系統(tǒng)單芯片化的開發(fā)中，由于不是使用抑制由其他信道信號等的干擾波造成的失真特性的劣化的高性能的外帶濾波器，而是使用性能比外帶濾波器還要劣等的單片的濾波器，故在接收部更是要求低失真的特性。
通常，在無線通信用接收機(jī)中，為了抑制失真特性的劣化，實施下面所示的兩個方案。
一個是在接收部的混頻器或放大器上搭載可變增益功能。由此，不管輸入信號電平如何都能夠始終得到恰當(dāng)?shù)妮敵鲂盘栯娖?，因此能夠抑制大信號輸入時的后級塊的失真特性劣化。
在使可變增益功能得以實現(xiàn)的技術(shù)中有各種各樣的方法，作為其之一，有通過在差動放大電路的差動輸入晶體管對的源極端子間連接可變電阻，并根據(jù)其電阻值對放大電路的反饋量進(jìn)行控制，來實現(xiàn)可變增益功能的方法。進(jìn)而，還有以下方法，即由兩個串聯(lián)連接使用于MOS晶體管的源極·漏極間溝道電阻的可變電阻來構(gòu)成上述可變電阻，并對上述兩個MOS晶體管的連接點(diǎn)給與適當(dāng)?shù)钠秒妷海鬟^直流電流，由此就避開溝道電阻的電阻值急劇變化的點(diǎn)來使其動作，以抑制增益控制時的失真特性劣化(例如，專利文獻(xiàn)1日本專利公開特開平8-256039號公報(第1-7頁、第1圖))。
另一個是如上述那樣在接收部插入濾波器。由此，就能夠使干擾波信號和相互調(diào)制失真等無用信號衰減，并能夠抑制后級塊的失真特性劣化(例如，非專利文獻(xiàn)1伊藤信之，“RF CMOS電路設(shè)計技術(shù)”，株式會社ナリケップス，2002年6月，p.12-23)。
另外，還使混頻器或放大器的輸出負(fù)荷部，具有濾波器功能。具體來講，就是在混頻器或放大器的輸出端子上連接電容，用輸出負(fù)荷阻抗和上述電容來構(gòu)成LPF(Low Pass Filter)。由此，就能夠使干擾波信號和相互調(diào)制失真等無用信號衰減，并能夠抑制混頻器或放大器自身、或者后級塊的失真特性劣化。
下面，對在具有可變增益功能的混頻器的輸出端子上連接了用于濾波器功能的電容的、以往的可變增益放大電路更加具體地進(jìn)行說明。
圖14表示以往的可變增益放大電路，101是使用了可變輸出負(fù)荷阻抗的可變增益混頻器，102是RF信號源，103是LO信號源，104是輸出端子，106是控制電路，112是電容。
關(guān)于如上面那樣所構(gòu)成的以往的可變增益放大電路，下面對其動作進(jìn)行說明。
可變增益混頻器101，通過對從RF信號源102所供給的RF信號和從LO信號源103所供給的LO信號進(jìn)行相乘，對RF信號進(jìn)行頻率變換，對輸出端子104輸出IF信號。
控制電路106，對可變增益混頻器101的增益進(jìn)行控制以使即便從RF信號源102供給的RF信號電平有所變動，也始終輸出恰當(dāng)?shù)腎F信號電平。
另外，電容112，具有使IF信號中所包含的干擾波信號和相互調(diào)制失真、RF泄漏信號、LO泄漏信號等無用信號成分衰減的功能，為了抑制失真特性的劣化而被連接。
下面，對電容112的失真特性劣化抑制功能詳細(xì)地進(jìn)行說明。
圖15將圖14所示的以往的可變增益放大電路的可變增益混頻器101作為交流等價電路來表示，113是IF信號源，114是可變輸出負(fù)荷阻抗。
在圖15中，若關(guān)注可變輸出負(fù)荷阻抗114和電容112，則可知形成了濾波器。
若設(shè)可變輸出負(fù)荷阻抗114的阻抗為Z14，設(shè)電容112的電容值為C12，則從IF信號源113來看的上述濾波器的傳遞函數(shù)A用(式1)來表示。
式1A=11+j·ω·C12·Z14]]>首先，對可變輸出負(fù)荷阻抗114為可變電阻的情況，也就是，可變增益混頻器101為在輸出負(fù)荷部使用了可變電阻的混頻器的情況進(jìn)行敘述。
若將可變輸出負(fù)荷阻抗114的電阻值設(shè)為R14，則傳遞函數(shù)AR使用(式1)而成為(式2)那樣。
式2AR=11+j·ω·C12·R14]]>上述AR是一次的LPF的傳遞函數(shù)，成為圖16所示那樣的頻率特性。這里，fc是截止頻率，用(式3)來給出。
式3fc=12π·C12·R14]]>從而，通過設(shè)定C12以使截止頻率fc成為不使希望的IF信號衰減的最大的頻率，就能夠使干擾波信號和相互調(diào)制失真、RF泄漏信·號、LO泄漏信號等無用信號衰減，其結(jié)果，就能夠抑制失真特性的劣化。
接著，對可變輸出負(fù)荷阻抗114為可變電感的情況，也就是，可變增益混頻器101為在輸出負(fù)荷部使用了可變電感的混頻器的情況進(jìn)行敘述。
若將可變輸出負(fù)荷阻抗114的電感系數(shù)設(shè)為L14，則傳遞函數(shù)AL使用(式1)而成為(式4)那樣。
式4AL=11-ω2·C12·L14]]>上述AL是二次的LPF的傳遞函數(shù)，成為圖17所示那樣的頻率特性。這里，fr共振止頻率，用(式5)來給出。
式5fr=12πC12·L14]]>從而，通過設(shè)定C12以使共振頻率fr成為希望的IF信號頻率，就能夠獲得充分的增益，同時使干擾波信號和相互調(diào)制失真、RF泄漏信號、LO泄漏信號等無用信號衰減，其結(jié)果，就能夠抑制失真特性的劣化。
但是，在圖15所示的以往的可變增益放大電路的結(jié)構(gòu)中，由于在增益控制時可變增益混頻器101的可變輸出負(fù)荷阻抗114變動，故截止頻率fc或者共振頻率fr變動，而不能充分地衰減干擾波信號和相互調(diào)制失真、RF泄漏信號、LO泄漏信號等無用信號，就有可變增益混頻器101或后級塊的失真特性劣化這樣的問題。
圖18是在圖15所示的以往的可變增益放大電路中，對于增益設(shè)定的3次失真截取點(diǎn)(IIP3)，表示在低增益?zhèn)仁д嫣匦粤踊?br> 通過低增益設(shè)定，在圖15中，控制電路106進(jìn)行控制以使可變輸出負(fù)荷阻抗114變小。為此，(式3)的R14或者(式5)的L14變小，截止頻率fc或者共振頻率fr變大。其結(jié)果，就不能充分地衰減無用的3次相互調(diào)制失真(IM3)信號，如圖18所示那樣在低增益?zhèn)仁д嫣匦跃土踊?br>
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明就是為了解決如上述那樣以往的問題點(diǎn)而完成的，目的是提供能夠抑制低增益時的失真特性劣化的可變增益放大電路。
為了解決上述課題，本發(fā)明的技術(shù)方案提供一種可變增益放大電路，其構(gòu)成為包括具備輸出端子、并能夠使輸出振幅可變的信號發(fā)生器；在上述輸出端子和交流地接地的端子之間所連接的可變電容；以及控制上述信號發(fā)生器的輸出振幅和上述可變電容的電容值的控制電路。
本發(fā)明的可變增益放大電路，構(gòu)成為在上述信號發(fā)生器的輸出負(fù)荷部使用可變電阻。
本發(fā)明的可變增益放大電路，構(gòu)成為在上述信號發(fā)生器的輸出負(fù)荷部使用可變電感。
本發(fā)明的可變增益放大電路，上述信號發(fā)生器由具有第1輸入端子和第2輸入端子的可變增益混頻器；在上述可變增益混頻器的第1輸入端子上所連接的RF信號源；以及在上述可變增益混頻器的第2輸入端子上所連接的LO信號源所構(gòu)成。
本發(fā)明的可變增益放大電路，上述信號發(fā)生器由具有第3輸入端子的可變增益放大器；以及在上述可變增益放大器的第3輸入端子上所連接的RF信號源所構(gòu)成。
本發(fā)明的可變增益放大電路，上述可變增益混頻器由單端平衡混頻器，或者雙平衡混頻器所構(gòu)成。
本發(fā)明的可變增益放大電路，上述可變增益放大器由源極接地式放大器所構(gòu)成。
本發(fā)明的可變增益放大電路，其特征在于上述可變電容，由使用了在第1端子和第2端子間并聯(lián)地進(jìn)行設(shè)置的至少2個或其以上的電容，和在該各電容的一端上連接的至少1個或其以上的開關(guān)的電路所構(gòu)成；根據(jù)上述開關(guān)的接通/斷開，使上述第1端子和上述第2端子之間的電容值變化。
本發(fā)明的可變增益放大電路，其特征在于上述可變電容，在第3端子和第4端子之間具有電容，和柵極端子連接到上述電容的MOS器件；根據(jù)供給上述MOS器件的柵極的偏置電壓，使上述第3端子和上述第4端子間的電容值變化。
本發(fā)明的可變增益放大電路，其特征在于上述可變電阻，由使用了在第1端子和第2端子間并聯(lián)地進(jìn)行設(shè)置的至少2個或其以上的電阻，和在該各電阻的一端上連接的至少1個或其以上的開關(guān)的電路所構(gòu)成；根據(jù)上述開關(guān)的接通/斷開使上述第1端子和上述第2端子之間的電阻值變化。
本發(fā)明的可變增益放大電路，其特征在于上述可變電感，由使用了在第1端子和第2端子間并聯(lián)地進(jìn)行設(shè)置的至少2個或其以上的電感，和在該各電感的一端上連接的至少1個或其以上的開關(guān)的電路所構(gòu)成；根據(jù)上述開關(guān)的接通/斷開使上述第1端子和上述第2端子之間的電感系數(shù)變化。
本發(fā)明的可變增益放大電路，其特征在于上述控制電路，對上述可變電容進(jìn)行控制以使上述信號發(fā)生器的截止頻率或者共振頻率成為恒定。
本發(fā)明的可變增益放大電路，其特征在于上述RF信號源，信號帶寬為100MHz或其以上。
本發(fā)明的可變增益放大電路，其特征在于上述可變增益混頻器，是下變頻混頻器。
根據(jù)這些結(jié)構(gòu)，在輸出振幅、或者增益的控制時，即使上述信號發(fā)生器、或者上述可變增益混頻器、或者上述可變增益放大器的可變輸出負(fù)荷阻抗發(fā)生變動，也能夠通過對上述可變電容的電容值進(jìn)行控制以使由上述可變輸出負(fù)荷阻抗和上述可變電容所構(gòu)成的LPF的截止頻率fc、或者共振頻率fr恒定。其結(jié)果，即使在低增益時也能夠使帶寬外的無用信號衰減，并能夠抑制失真特性的劣化。


圖1是根據(jù)本發(fā)明實施方式1的可變增益放大電路的電路圖。
圖2是根據(jù)本發(fā)明實施方式1和實施方式3的可變增益放大電路中的可變電阻的電路圖。
圖3是根據(jù)本發(fā)明實施方式1和實施方式3的可變增益放大電路中的可變電容的電路圖。
圖4是表示根據(jù)本發(fā)明實施方式1的可變增益放大電路的效果的特性圖。
圖5是根據(jù)本發(fā)明實施方式2的可變增益放大電路的電路圖。
圖6是根據(jù)本發(fā)明實施方式2和實施方式4的可變增益放大電路中的可變電感的電路圖。
圖7是根據(jù)本發(fā)明實施方式2和實施方式4的可變增益放大電路中的可變電容的電路圖。
圖8是表示根據(jù)本發(fā)明實施方式1和實施方式3的可變增益放大電路中的可變電容的對偏置電壓的電容值的特性圖。
圖9是表示根據(jù)本發(fā)明實施方式2的可變增益放大電路的效果的特性圖。
圖10是根據(jù)本發(fā)明實施方式3的可變增益放大電路的電路圖。
圖11是表示根據(jù)本發(fā)明實施方式3的可變增益放大電路的效果的特性圖。
圖12是根據(jù)本發(fā)明實施方式4的可變增益放大電路的電路圖。
圖13是表示根據(jù)本發(fā)明實施方式4的可變增益放大電路的效果的特性圖。
圖14是以往的可變增益放大電路的電路圖。
圖15是以往的可變增益放大電路的交流等價電路圖。
圖16是一次的LPF的頻率特性圖。
圖17是二次的LPF的頻率特性圖。
圖18是以往的可變增益放大電路的對增益設(shè)定的失真特性圖。
圖19是本發(fā)明實施方式1和實施方式2中的RF信號源2的框圖。
圖20是本發(fā)明實施方式3中的RF信號源2a的框圖。
具體實施例方式
下面，一邊參照附圖一邊對本發(fā)明的實施方式進(jìn)行說明。
(實施方式1)圖1是表示與本發(fā)明的實施方式1有關(guān)的可變增益放大電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
在圖1中，1是具備第1輸入端子和第2輸入端子的可變增益混頻器，2是連接到可變增益混頻器1的第1輸入端子的RF信號源，3是連接到可變增益混頻器1的第2輸入端子的LO信號源，4是輸出端子，5是可變電容，6是控制可變增益混頻器1的增益和可變電容5的電容值的控制電路。其中，在本實施方式1中，設(shè)可變增益混頻器1為下變頻混頻器。
另外，可變增益混頻器1是單端平衡混頻器，7是可變電阻，10是RF信號輸入晶體管，11是LO信號輸入晶體管。
可變電阻7，如圖2所示那樣，由4個電阻r1、r2、r3、r4，和3個開關(guān)φ1、φ2、φ3構(gòu)成，通過從φ1到φ3依次進(jìn)行接通，就能夠使端子間的電阻值變化。
另外，可變電容5，如圖3所示那樣，由4個電容c1、c2、c3、c4，和3個開關(guān)φ1、φ2、φ3構(gòu)成，通過從φ1到φ3依次進(jìn)行接通，就能夠使端子間的電容值變化。
另外，RF信號源2由圖19所示的天線A1和LNA(Low NoiseAmplifier)構(gòu)成，LO信號源3由PLL(Phase Locked Loop)構(gòu)成。
關(guān)于如上面那樣所構(gòu)成的本實施方式1的可變增益放大電路，下面對其動作進(jìn)行說明。
從RF信號源2提供給可變增益混頻器1的RF信號，被輸入到RF信號輸入晶體管10，從電壓信號變換成電流信號。
另一方面，從LO信號源3提供給可變增益混頻器1的差動的LO信號，被分別輸入到LO信號輸入晶體管11，LO信號輸入晶體管11以LO信號的頻率反復(fù)開關(guān)動作。
若進(jìn)行了電流變換的RF信號被輸入到此LO信號輸入晶體管11，則RF信號和LO信號進(jìn)行相乘。由此，RF信號進(jìn)行頻率變換，成為IF信號，通過用可變電阻7進(jìn)行電壓變換，就在輸出端子4上出現(xiàn)IF信號。
可變增益混頻器1的可變增益功能，通過由控制電路6對可變電阻7的電阻值R7進(jìn)行控制來實現(xiàn)。
另外，可變電容5的電容值C5，由控制電路6進(jìn)行控制使其與可變電阻7進(jìn)行聯(lián)動以使可變增益混頻器1的截止頻率fc成為恒定。
接著，一邊與以往的可變增益放大電路進(jìn)行比較，一邊對根據(jù)本實施方式1的可變增益放大電路的效果進(jìn)行說明。
圖4是表示根據(jù)本實施方式1的可變增益放大器的效果的圖。在分別從RF信號源2將1.01GHz的希望RF信號和1.05GHz的干擾波信號，從LO信號源3將1GHz的LO信號提供給可變增益混頻器1，并輸出10MHz的希望IF信號和90MHz的無用IM3信號的情況下，繪制了對于增益設(shè)定的IIP3。但是，為了與以往的可變增益放大電路比較，還示出可變電容5固定為2pF情況下的特性。
在本實施方式1中，分別將圖2中的r1、r2、r3、r4設(shè)定成2kΩ、6kΩ、3kΩ、1kΩ，將圖3中的c1、c2、c3、c4設(shè)定成2pF、700fF、1.3pF、4pF。
此時，對于開關(guān)的狀態(tài)的C5、R7和fc的關(guān)系，如表1所示。
表1


但是，由于本實施方式1中的可變電容C5，因被連接到差動的輸出端子4，故與在單側(cè)連接著電容C5的2倍的對地電容是等價的。
在以往的可變增益放大電路中，由于使用電容值為固定的電容，故截止頻率fc依照可變增益混頻器1的增益設(shè)定進(jìn)行變動，低增益?zhèn)鹊氖д嫣匦跃土踊Ｏ鄬τ诖?，在本實施方?的可變增益放大電路中，如表1所示那樣，通過依照增益設(shè)定來控制可變電容5的電容值C5，進(jìn)行設(shè)定以使截止頻率fc始終為20MHz。由此，就能夠使90MHz的無用的IM3信號衰減，如圖4所示那樣比以往的可變增益放大電路，可以抑制在低增益?zhèn)鹊氖д嫣匦粤踊?br> 此外，雖然在本實施方式1中，設(shè)可變增益混頻器1的基本結(jié)構(gòu)為圖1所示那樣的單端平衡混頻器，但本發(fā)明并不限于此，也可以具有雙平衡混頻器、雙柵混頻器、雙二極管混頻器等的基本結(jié)構(gòu)。
另外，雖然在本實施方式1中，將可變電阻7作為如圖2所示那樣由并聯(lián)電阻和開關(guān)組成的數(shù)字式的可變電阻，但本發(fā)明并不限于此，也可以使用由串聯(lián)電阻和開關(guān)組成的可變電阻、由并聯(lián)和串聯(lián)電阻和開關(guān)組合的可變電阻、能夠使晶體管的電阻成分可變的可變電阻等，能夠控制電阻值的所有元件或者電路。
進(jìn)而，雖然在本實施方式1中，將可變電容5作為如圖3所示那樣由并聯(lián)電容和開關(guān)組成的數(shù)字式的可變電容，但本發(fā)明并不限于此，也可以使用由串聯(lián)電容和開關(guān)組成的可變電容、由并聯(lián)和串聯(lián)電容和開關(guān)組成的可變電容、MOS電容等，能夠控制電容值的所有元件或者電路。
如上面那樣根據(jù)本實施方式1，通過由控制電路6對可變電容5的電容值C5進(jìn)行控制以使截止頻率fc成為恒定，就能夠抑制低增益時的失真特性的劣化。
(實施方式2)圖5是表示涉及本發(fā)明實施方式2的可變增益放大電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
在圖5中，1a是可變增益混頻器，2是連接到可變增益混頻器1a的第1輸入端子的RF信號源，3是連接到可變增益混頻器1a的第2輸入端子的LO信號源，4是輸出端子，5a是可變電容，6a是控制可變增益混頻器1a的增益和可變電容5a的電容值的控制電路。其中，在本實施方式2中，設(shè)可變增益混頻器1a為下變頻混頻器。
另外，可變增益混頻器1a是單端平衡混頻器，8是可變電感，10是RF信號輸入晶體管，11是LO信號輸入晶體管。
可變電感8，如圖6所示那樣由4個電感L1、L2、L3、L4，和3個開關(guān)φ4、φ5、φ6構(gòu)成，通過使開關(guān)全部接通或者使某一個接通，就能夠使端子間的電感系數(shù)變化。
另外，可變電容5a，如圖7所示那樣，由電容c5、MOS器件m1、和偏置電阻rb和控制端子T1構(gòu)成，能夠依照供給控制端子T1的偏置電壓來使端子間的電容值變化。
另外，RF信號源2由圖19所示的天線A1和LNA(Low NoiseAmplifier)構(gòu)成，LO信號源3由PLL(Phase Locked Loop)構(gòu)成。
關(guān)于如上面那樣所構(gòu)成的本實施方式2的可變增益放大電路，下面對其動作進(jìn)行說明。
從RF信號源2提供給可變增益混頻器1a的RF信號，被輸入到RF信號輸入晶體管10，從電壓信號變換成電流信號。
另一方面，從LO信號源3提供給可變增益混頻器1a的差動的LO信號，被輸入到LO信號輸入晶體管11，LO信號輸入晶體管11以LO信號的頻率反復(fù)進(jìn)行開關(guān)動作。
若進(jìn)行了電流變換的RF信號被輸入到此LO信號輸入晶體管11，則RF信號和LO信號進(jìn)行相乘。由此，RF信號進(jìn)行頻率變換，成為IF信號，進(jìn)而通過由可變電感8進(jìn)行電壓變換，就在輸出端子4上出現(xiàn)IF信號。
可變增益混頻器1a的可變增益功能，通過控制電路6a對可變電感8的電感系數(shù)L8進(jìn)行控制來實現(xiàn)。
另外，可變電容5a的電容值C5，由控制電路6a進(jìn)行控制使其與可變電感8進(jìn)行聯(lián)動以使可變增益混頻器1a的共振頻率fr成為恒定。
接著，一邊與以往的可變增益放大電路進(jìn)行比較，一邊對根據(jù)本實施方式2的可變增益放大電路的效果進(jìn)行說明。
圖9是表示根據(jù)本實施方式2的可變增益放大器的效果的圖。在分別從RF信號源2將1.5GHz的希望RF信號和1.7GHz的干擾波信號，從LO信號源3將1GHz的LO信號提供給可變增益混頻器1a，并輸出500MHz的希望IF信號和900MHz的無用的IM3信號的情況下，繪制了對于增益設(shè)定的IIP3。但是，為了與以往的可變增益放大電路比較，還示出可變電容5a固定為11pF情況下的特性。
在本實施方式2中，分別將圖6中的L1、L2、L3、L4設(shè)定成2.3nH、2.3nH、2.3nH、2.3nH。另外，將圖7中的c5設(shè)定成100pF，將rb設(shè)定成100kΩ，可變電容5a的電容值，根據(jù)外加給控制端子T1的偏置電壓Vb，如圖8那樣可變。
此時，對于開關(guān)的狀態(tài)、和偏置電壓Vb的C5、L8和fr關(guān)系，就成為表2那樣。
表2


在以往的可變增益放大電路中，由于使用電容值為固定的電容，故共振頻率fr依照可變增益混頻器101的增益設(shè)定進(jìn)行變動，低增益?zhèn)鹊氖д嫣匦跃土踊?。相對于此，在本實施方?的可變增益放大電路中，如表2所示那樣，通過依照增益設(shè)定來控制可變電容5a的電容值C5，進(jìn)行設(shè)定以使共振頻率fr始終為500MHz。
由此，在本實施方式2的可變增益放大電路中，就能夠使900MHz的無用的IM3信號衰減，如圖9所示那樣比起以往的可變增益放大電路，可以抑制在低增益?zhèn)鹊氖д嫣匦粤踊?br> 此外，雖然在本實施方式2中，設(shè)可變增益混頻器1a的基本結(jié)構(gòu)為圖5所示那樣的單端平衡混頻器，但本發(fā)明并不限于此，也可以具有雙平衡混頻器、雙柵混頻器、雙二極管混頻器等的基本結(jié)構(gòu)。
另外，雖然在本實施方式2中，將可變電感8作為如圖6所示那樣由串聯(lián)電感和開關(guān)組成的數(shù)字式的可變電感，但本發(fā)明并不限于此，也可以使用由并聯(lián)的電感和開關(guān)組成的可變電感、由并聯(lián)和串聯(lián)的電感和開關(guān)組成的可變電感等，能夠控制電感系數(shù)的所有元件或者電路。
進(jìn)而，雖然在本實施方式2中，將可變電容5a作為如圖7所示那樣利用MOS器件的模擬式的可變電容，但本發(fā)明并不限于此，也可以使用由串聯(lián)電容和開關(guān)組成的可變電容、由并聯(lián)電容和開關(guān)組成的可變電容、由并聯(lián)和串聯(lián)電容和開關(guān)組成的可變電容等，能夠控制電容值的所有元件或者電路。
如上面那樣，根據(jù)本實施方式2，通過由控制電路6a對可變電容5a的電容值C5進(jìn)行控制以使共振頻率fr成為恒定，就能夠抑制低增益時的失真特性的劣化。
(實施方式3)圖10是表示涉及本發(fā)明實施方式3的可變增益放大電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
在圖10中，9是可變增益放大器，2a是連接到可變增益放大器9的第1輸入端子的RF信號源，4是輸出端子，5b是可變電容，6b是控制可變增益放大器9的增益和可變電容5b的電容值的控制電路。
另外，可變增益放大器9是源極接地式放大器，7是可變電阻，10是RF信號輸入晶體管。
可變電阻7，如圖2所示那樣，由4個電阻r1、r2、r3、r4，和3個開關(guān)φ1、φ2、φ3構(gòu)成，通過從φ1到φ3依次進(jìn)行接通，就能夠使端子間的電阻值變化。
另外，可變電容5b，如圖3所示那樣，由4個電容c1、c2、c3、c4，和3個開關(guān)φ1、φ2、φ3構(gòu)成，通過從φ1到φ3依次進(jìn)行接通，就能夠使端子間的電容值變化。
另外，RF信號源2a由圖20所示的天線A1、LNA、混頻器MIX和PLL構(gòu)成。
關(guān)于如上面那樣所構(gòu)成的本實施方式3的可變增益放大電路，下面對其動作進(jìn)行說明。
從RF信號源2a提供給可變增益放大器9的RF信號，被輸入到RF信號輸入晶體管10，從電壓信號變換成電流信號。然后，進(jìn)行了電流變換的RF信號用可變電阻7進(jìn)行電壓變換，由此就在輸出端子4上出現(xiàn)信號振幅進(jìn)行了放大或者衰減的RF信號。
可變增益放大器9的可變增益功能，通過由控制電路6b對可變電阻7的電阻值R7進(jìn)行控制來實現(xiàn)。
另外，可變電容5b的電容值C5，由控制電路6b進(jìn)行控制使其與可變電阻7進(jìn)行聯(lián)動以使可變增益放大器9的截止頻率fc成為恒定。
接著，一邊與以往的可變增益放大電路進(jìn)行比較，一邊對根據(jù)本實施方式3的可變增益放大電路的效果進(jìn)行說明。
圖11是表示根據(jù)本實施方式3的可變增益放大器的效果的圖。在分別從RF信號源2a將10MHz的希望RF信號和50MHz的干擾波信號提供給可變增益放大器9，并輸出10MHz的希望信號和90MHz的無用的IM3信號的情況下，繪制了對于增益設(shè)定的IIP3。但是，為了與以往的可變增益放大電路比較，還示出可變電容5b固定為4pF情況下的特性。
在本實施方式3中，分別將圖2中的r1、r2、r3、r4設(shè)定成2kΩ、6kΩ、3kΩ、1kΩ，將圖3中的c1、c2、c3、c4設(shè)定成4pF、1.4pF、2.6pF、8pF。
此時，對于開關(guān)的狀態(tài)的C5、R7和fc關(guān)系，就成為表3那樣。
表3


在以往的可變增益放大電路中，由于使用電容值為固定的電容，故截止頻率fc依照可變增益放大器9的增益設(shè)定進(jìn)行變動，低增益?zhèn)鹊氖д嫣匦跃土踊Ｏ鄬τ诖?，在本實施方?的可變增益放大電路中，如表3所示那樣，通過依照增益設(shè)定來控制可變電容5b的電容值C5，進(jìn)行設(shè)定以使截止頻率fc始終為20MHz。由此，在本實施方式3的可變增益放大電路中，就能夠使90MHz的無用的IM3信號衰減，如圖11所示那樣比起以往的可變增益放大電路，就能夠抑制在低增益?zhèn)鹊氖д嫣匦粤踊?br> 此外，雖然在本實施方式3中，設(shè)可變增益放大器9的基本結(jié)構(gòu)為圖10所示那樣的源極接地式放大器，但本發(fā)明并不限于此，也可以具有柵極接地式放大器、差動放大器等的基本結(jié)構(gòu)。
另外，雖然在本實施方式3中，將可變電阻7作為如圖2所示那樣由并聯(lián)的電阻和開關(guān)組成的數(shù)字式的可變電阻，但本發(fā)明并不限于此，也可以使用由串聯(lián)電阻和開關(guān)組成的可變電阻、由并聯(lián)和串聯(lián)的電阻和開關(guān)組成的可變電阻、能夠使晶體管的電阻成分可變的可變電阻等，能夠控制電阻值的所有元件或者電路。
進(jìn)而，雖然在本實施方式3中，將可變電容5b作為如圖3所示那樣由并聯(lián)電容和開關(guān)組成的數(shù)字式的可變電容，但本發(fā)明并不限于此，也可以使用由串聯(lián)的電容和開關(guān)組成的可變電容、由并聯(lián)和串聯(lián)的電容和開關(guān)組成的可變電容、MOS電容等，能夠控制電容值的所有元件或者電路。
如上面那樣根據(jù)本實施方式3，通過由控制電路6b對可變電容5b的電容值C5進(jìn)行控制以使截止頻率fc成為恒定，就能夠抑制低增益時的失真特性的劣化。
(實施方式4)圖12是表示涉及本發(fā)明實施方式4的可變增益放大電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
在圖12中，9a是可變增益放大器，2b是連接到可變增益放大器9a的第1輸入端子的RF信號源，4是輸出端子，5c是可變電容，6c是控制可變增益放大器9a的增益和可變電容5c的電容值的控制電路。
另外，可變增益放大器9a是源極接地式放大器，8是可變電感，10是RF信號輸入晶體管。
可變電感8，如圖6所示那樣由4個電感L1、L2、L3、L4，和3個開關(guān)φ4、φ5、φ6構(gòu)成，通過使開關(guān)全部接通或者使某一個接通，就能夠使端子間的電感系數(shù)變化。
另外，可變電容5c，如圖7所示那樣，由電容c5、MOS器件m1、和偏置電阻rb和控制端子T1構(gòu)成，能夠依照供給控制端子T1的偏置電壓來使端子間的電容值變化。
另外，RF信號源2b由天線A1構(gòu)成。
關(guān)于如上面那樣所構(gòu)成的本實施方式4的可變增益放大電路，下面對其動作進(jìn)行說明。
從RF信號源2b提供給可變增益放大器9a的RF信號，被輸入到RF信號輸入晶體管10，從電壓信號變換成電流信號。然后，進(jìn)行了電流變換的RF信號用可變電感8進(jìn)行電壓變換，由此就在輸出端子4上出現(xiàn)信號振幅進(jìn)行了放大或者衰減的RF信號。
可變增益放大器9a的可變增益功能，通過由控制電路6c對可變電感8的電感系數(shù)L8進(jìn)行控制來實現(xiàn)。
另外，可變電容5c，由控制電路6c進(jìn)行控制使其與可變電感8進(jìn)行聯(lián)動以使可變增益放大9a的共振頻率fr成為恒定。
接著，一邊與以往的可變增益放大電路進(jìn)行比較，一邊對本實施方式4中的可變增益放大電路的效果進(jìn)行說明。
圖13是表示根據(jù)本實施方式的可變增益放大器的效果的圖。在分別從RF信號源2b將500MHz的希望RF信號和700MHz的干擾波信號提供給可變增益放大器9a，并輸出500MHz的希望信號和900MHz的無用的IM3信號的情況下，繪制了對于增益設(shè)定的IIP3。但是，為了與以往的可變增益放大電路比較，還示出可變電容5c固定為11pF情況下的特性。
在本實施方式4中，分別將圖6中的L1、L2、L3、L4設(shè)定成2.3nH、2.3nH、2.3nH、2.3nH。另外，將圖7中的c5設(shè)定成100pF，將rb設(shè)定成100kΩ，可變電容5c的電容值，能夠根據(jù)外加給控制端子T1的偏置電壓Vb，如圖8那樣可變。
此時，對于開關(guān)的狀態(tài)、和偏置電壓Vb的C5、L8和fr的關(guān)系，就成為表2那樣。
在以往的可變增益放大電路中，由于使用電容值為固定的電容，故共振頻率fr依照可變增益放大器9a的增益設(shè)定進(jìn)行變動，低增益?zhèn)鹊氖д嫣匦跃土踊Ｏ鄬τ诖?，在本實施方?的可變增益放大電路中，如表2所示那樣，通過依照增益設(shè)定來控制可變電容5c的電容值C5，進(jìn)行設(shè)定以使共振頻率fr始終為500MHz。從而，在本實施方式4的可變增益放大電路中，就能夠使900MHz的無用的IM3信號衰減，如圖13所示那樣比起以往的可變增益放大電路，可以抑制在低增益?zhèn)鹊氖д嫣匦粤踊?br> 此外，雖然在本實施方式4中，設(shè)可變增益放大器9a的基本結(jié)構(gòu)如圖12所示那樣的源極接地式放大器，但本發(fā)明并不限于此，也可以具有柵極接地式放大器、差動放大器等的基本結(jié)構(gòu)。
另外，雖然在本實施方式4中，設(shè)可變電感8為圖6所示那樣由串聯(lián)電感和開關(guān)組成的數(shù)字式的可變電感，但本發(fā)明并不限于此，也可以使用由并聯(lián)電感和開關(guān)組成的可變電感、由并聯(lián)和串聯(lián)電感和開關(guān)組成的可變電感等，能夠控制電感系數(shù)的所有元件或者電路。
進(jìn)而，雖然在本實施方式4中，設(shè)可變電容5c為圖7所示那樣利用MOS器件的模擬式的可變電容，但本發(fā)明并不限于此，也可以使用由串聯(lián)的電容和開關(guān)組成的可變電容、由并聯(lián)電容和開關(guān)組成的可變電容、由并聯(lián)和串聯(lián)電容和開關(guān)組成的可變電容等，能夠控制電容值的所有元件或者電路。
如上面那樣根據(jù)本實施方式4，通過由控制電路6c對可變電容5c的電容值C5進(jìn)行控制以使共振頻率fr成為恒定，就能夠抑制低增益時的失真特性的劣化。
如上面那樣，根據(jù)與本發(fā)明有關(guān)的可變增益放大電路，則有以下效果，即獲得一種可變增益放大電路，通過依照增益設(shè)定對在可變增益混頻器或者可變增益放大器的輸出端子上所連接的可變電容的電容值進(jìn)行控制，就能夠抑制低增益時的失真特性的劣化。
權(quán)利要求
1.一種可變增益放大電路，其特征在于，包括信號發(fā)生器，具備輸出端子、并能夠使輸出振幅可變；可變電容，連接在上述輸出端子和交流地接地的端子之間；以及控制電路，控制上述信號發(fā)生器的輸出振幅和上述可變電容的電容值。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的可變增益放大電路，其特征在于上述信號發(fā)生器，在輸出負(fù)荷部具有可變電阻。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的可變增益放大電路，其特征在于上述信號發(fā)生器，在輸出負(fù)荷部具有可變電感。
4.根據(jù)權(quán)利要求1至3的任何一項所述的可變增益放大電路，其特征在于上述信號發(fā)生器具備，具有第1輸入端子和第2輸入端子的可變增益混頻器；在上述可變增益混頻器的第1輸入端子上所連接的RF信號源；以及在上述可變增益混頻器的第2輸入端子上所連接的LO信號源。
5.根據(jù)權(quán)利要求1至3的任何一項所述的可變增益放大電路，其特征在于上述信號發(fā)生器具備，具有第1輸入端子的可變增益放大器；以及在上述可變增益放大器的第1輸入端子上所連接的RF信號源。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的可變增益放大電路，其特征在于上述可變增益混頻器，是單端平衡混頻器，或者雙平衡混頻器。
7.根據(jù)權(quán)利要求5所述的可變增益放大電路，其特征在于上述可變增益放大器，是源極接地式放大器。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的可變增益放大電路，其特征在于上述可變電容，由使用了在第1端子和第2端子間并聯(lián)地設(shè)置的至少2個或其以上的電容，和在該各電容的一端上連接的至少1個或其以上的開關(guān)的電路所構(gòu)成；根據(jù)上述開關(guān)的接通/斷開，使上述第1端子和上述第2端子之間的電容值變化。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的可變增益放大電路，其特征在于上述可變電容，在第3端子和第4端子之間具有電容，和柵極端子連接到上述電容的MOS器件；根據(jù)供給上述MOS器件的柵極的偏置電壓，使上述第3端子和上述第4端子間的電容值變化。
10.根據(jù)權(quán)利要求2所述的可變增益放大電路，其特征在于上述可變電阻，由使用了在第1端子和第2端子間并聯(lián)地設(shè)置的至少2個或其以上的電阻，和在該各電阻的一端上連接的至少1個或其以上的開關(guān)的電路所構(gòu)成；根據(jù)上述開關(guān)的接通/斷開使上述第1端子和上述第2端子之間的電阻值變化。
11.根據(jù)權(quán)利要求3所述的可變增益放大電路，其特征在于上述可變電感，由使用了在第1端子和第2端子間并聯(lián)地設(shè)置的至少2個或其以上的電感，和在該各電感的一端上連接的至少1個或其以上的開關(guān)的電路所構(gòu)成；根據(jù)上述開關(guān)的接通/斷開使上述第1端子和上述第2端子之間的電感系數(shù)變化。
12.根據(jù)權(quán)利要求1至11的任何一項所述的可變增益放大電路，其特征在于上述控制電路，對上述可變電容進(jìn)行控制以使上述信號發(fā)生器的截止頻率或者共振頻率成為恒定。
13.根據(jù)權(quán)利要求4或者5所述的可變增益放大電路，其特征在于上述RF信號源，信號帶寬為100MHz或其以上。
14.根據(jù)權(quán)利要求4所述的可變增益放大電路，其特征在于上述可變增益混頻器，是下變頻混頻器。
全文摘要
本發(fā)明提供一種可變增益放大電路，解決在低增益設(shè)定時失真特性劣化這一點(diǎn)。為此，為了使干擾波信號和相互調(diào)制失真、RF·LO泄漏信號等無用信號衰減，取代在輸出端子(4)上所連接的固定的電容，而連接可變電容(5)。可變電容(5)的電容值C5由控制可變增益混頻器(1)的增益的控制電路(6)進(jìn)行控制。由此，即使在增益控制時可變電阻(7)的電阻值(R7)進(jìn)行變動，也能夠使可變增益混頻器(1)的截止頻率fc恒定。其結(jié)果，即使在低增益設(shè)定時也能夠使無用的信號衰減，并能夠抑制可變增益混頻器(1)或后級塊的失真特性劣化。
文檔編號H03H11/12GK1531196SQ200410030020
公開日2004年9月22日 申請日期2004年3月17日 優(yōu)先權(quán)日2003年3月17日
發(fā)明者土方克昌, 林錠二 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社