專利名稱：顯示裝置、數(shù)字模擬變換電路和數(shù)字模擬變換方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及把數(shù)字或象素數(shù)據(jù)變換成模擬視頻信號的D/A變換器、放大D/A變換器的輸出的放大器和信號選擇電路與象素陣合為一體地形成在絕緣基板上的數(shù)字模擬變換電路和數(shù)字模擬變換方法。
背景技術(shù)：
在同一玻璃基板上形成象素陣部和驅(qū)動電路的液晶顯示裝置的開發(fā)正在蓬勃展開。由于象素陣部和驅(qū)動電路形成在同一玻璃基板上，而可使液晶顯示裝置整體輕薄短小化，從而可以作為便攜式電話和筆記本計算機等便攜式設(shè)備的顯示裝置廣泛使用。
這種驅(qū)動電路的一體式液晶顯示裝置通過在玻璃基板上用多晶硅等形成TFT，利用這種TFT(薄膜晶體管)形成象素陣部和驅(qū)動電路兩者。
然而，在玻璃基板上形成的TFT由于動作速度不能太快，所以為構(gòu)成驅(qū)動電路必需各種各樣的電路技巧。另外，在玻璃基板上形成特性一樣的TFT在當前存在技術(shù)上的困難，由于TFT的特性不同存在引起顯示不穩(wěn)等顯示性能低的問題。
另外，當在同一玻璃基板上形成象素陣部和驅(qū)動電路時，因象素陣部上的面積相對玻璃基板的面的相對比例小，而存在邊框變大的問題。
圖47是在基板利用多晶硅TFT構(gòu)成的現(xiàn)有技術(shù)的DAC(數(shù)字模擬變換器)的電路圖，是在特開平10-340072號公報中公開的構(gòu)成。圖7的DAC響應(yīng)數(shù)字信號的各個比特值導(dǎo)通開關(guān)SW21、SW22中的一個。節(jié)點A或為基準電壓Vref或接地電壓，最初開關(guān)SW23處在阻斷狀態(tài)，把電容元件C21中存儲的電荷重新分別到電容元件C2。以上的處理對數(shù)字信號的各比特重復(fù)進行。
當該處理結(jié)束時，開關(guān)SW24、SW25變成阻斷開關(guān)S26、SW27變成導(dǎo)通。因此節(jié)點B的電壓被輸送給放大器的輸出端，存儲在負反饋環(huán)內(nèi)的電容元件C23的補償電壓同時被抵消。
通過以上的處理，使D/A變換后的電壓從放大器輸出。在D/A變換處理后，開關(guān)SW28變成導(dǎo)通，進行信號寫入。
圖47的DAC因為按數(shù)字信號的各比特進行電荷的存儲和再分配，而在D/A變換時花費時間，使信號的寫入時間變短。因此存在信號電壓不能上升到所希望的電壓或不能下降的問題，引起輝度不穩(wěn)定而使顯示性能變差。
另外，因為每條信號線需要圖47的DAC和其后級的放大器，既使消耗的電功率增加，又使電路的占有面積變大，邊框尺寸不能減少。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種能提高顯示品質(zhì)的裝置。
另外，本發(fā)明的另一目的在于提供邊框尺寸小的顯示裝置。
另外，本發(fā)明的又一目的在于提供能使數(shù)字模擬變換所需要的時間縮短的數(shù)字模擬變換電路、顯示裝置和數(shù)字模擬變換方法。
另外，本發(fā)明的另一目的在于提供一種數(shù)字模擬變換電路，顯示裝置和數(shù)字模擬變換方法，所述的數(shù)字模擬變換電路、顯示裝置和數(shù)字模擬變換方法使進行數(shù)字模擬變換處理的期間與輸出進行數(shù)字模擬變換的結(jié)果的期間局部重復(fù)，并使輸出進行數(shù)字模擬變換的結(jié)果的期間變長。
為了達到上述目的，一種根據(jù)第一基準電壓和比該第一基準電壓電平低的第二基準電壓輸出與n(n為2以上的整數(shù))比特的數(shù)字信號對應(yīng)的電壓的數(shù)字模擬變換電路具有能存儲與上述數(shù)字信號的最高位以外的各比特的值對應(yīng)的電荷的第一電容元件；能在與上述第一電容元件之間再分配存儲電荷的第二電容元件；能存儲與上述數(shù)字信號的最高位比特的值對應(yīng)的電荷的第三電容元件；電荷控制電路，每一上述數(shù)字信號的最高位比特以外的各比特分別重復(fù)進行把與上述數(shù)字信號的最高位以外的各比較值的電荷順次存儲在上述第一電容元件中后，與上述第二電容元件之間進行存儲電荷的再分配的處理，并把與上述數(shù)字信號的最高位比特的值對應(yīng)的電荷存在上述第三電容元件中，然后在上述第二電容元件與上述第三電容元件之間進行存儲電荷的再分配。
再者，一種對應(yīng)于n(n是大于2的整數(shù))比特的數(shù)字信號的第一電壓與第二電壓之間的電壓的數(shù)字模擬變換方法，其特征在于，包括上述數(shù)字信號的最高位以外的各比特分別重復(fù)進行把對應(yīng)上述數(shù)字信號的最高位比特以外的各比特的值的電荷順次積存在第一電容元件后，與第二電容元件之間進行存儲電荷的再分配的處理，并且把相應(yīng)于上述數(shù)字信號的最高位比特的值的電荷存儲在第三電容元件中，其后在上述第二電容元件與上述第三電容元件之間進行存儲電荷的再分配。


圖1是表示液晶顯示裝置的第一實施方式構(gòu)成的方框圖。
圖2是表示信號線驅(qū)動電路內(nèi)部構(gòu)成的方框圖。
圖3是表示信號驅(qū)動電路內(nèi)的DAC、AMP17和信號選擇電路18的詳細構(gòu)成的電路圖。
圖4是DAC的動作定時圖。
圖5是表示根據(jù)初級的反相器和第二級以后的反相器區(qū)分從外部供給的電源的種類的例子圖。
圖6是表示信號線選擇電路18的具體構(gòu)成的電路圖。
圖7是表示信號線選擇電路18的變形例的電路圖。
圖8是表示構(gòu)成預(yù)充電控制電路構(gòu)成的電路圖。
圖9是表示把擊穿補償用的模擬開關(guān)串聯(lián)連接在開關(guān)上的例子的電路圖。
圖10是表示在放大器內(nèi)設(shè)置相位補償用的電容元件的例子的電路圖。
圖11是表示用圖10的變形例的電路圖。
圖12是表示圖10的另一變形例的電路圖。
圖13是表示圖12的變形例的電路。
圖14是表示把放大器17的電源配線圖案配置成重疊在公共電極上的例子的圖。
圖15是表示把放大器17內(nèi)的電容元件配置成重疊在公共電極上的例子的16是表示從玻璃基板2上的公共電位供給端的合成電阻的圖。
圖17是表示從輔助電容電位供給端的合成電阻的圖。
圖18是A是表示放大器的增益特性的圖，圖18B是用互補型反相器的放大器的增益特性的圖。
圖19是表示把反饋路徑上的模擬開關(guān)配置在初級的反相器的輸入電容附近例子的圖。、圖20是信號線驅(qū)動電路的第十實施方式的電路圖。
圖21是表示本實施方式的液晶顯示裝置內(nèi)的各部的電壓電平的圖。
圖22是表示電源電壓側(cè)和接地電壓側(cè)的余量的圖。
圖23是信號驅(qū)動電路的第十一實施方式的電路圖。
圖24是第十二實施方式的信號線驅(qū)動電路內(nèi)的放大器電路圖。
圖25是第十三實施方式的信號線驅(qū)動電路內(nèi)放大器與信號線選擇電路的電路圖。
圖26是表示相位余量變化狀態(tài)的圖。
圖27是第十四實施方式的驅(qū)動電路內(nèi)的放大器的電路圖。
圖28是第十五實施方式的信號線驅(qū)動電路內(nèi)放大器的電路圖。
圖29A是第十六實施方式的信號線驅(qū)動電路的放大器的電路圖，圖29B是現(xiàn)有技術(shù)的放大器的電路圖。
圖30A是表示本實施方式的放大器17的動作定時圖，圖30B是為比較而示出的圖25的放大器17的動作定時圖。
圖31是放大器17的周邊電路圖。
圖32是圖31的電路的動作定時圖。
圖33是表示包括在圖2的電源IC中的升壓電路一例的電路圖。
圖34是說明電源IC的功能的圖。
圖35是表示外部電源電壓VDD、電源電壓XAVDD、用分壓電阻梯形網(wǎng)絡(luò)形成的基準電壓最大值REFH，基準電壓最小值REVL的電壓電平關(guān)系的圖。
圖36是說明放大器內(nèi)的反相器電源線和接地線上連接的電阻的圖。
圖37是說明放大器輸出的收斂時間的圖。
圖38是表示在初級的反相器柵極寬W1與第二級的反相器柵極寬W2相等并使第二級反相器的柵極寬W2與第三級反相器的柵極寬W3的比W2/W3變化時，放大器17的輸出收斂時間如何變化的圖。
圖39是圖32放大器的部分布局圖。
圖40是第二十實施式的低溫多晶硅TFT陣基板的布局圖。
圖41是信號驅(qū)動電路的概略構(gòu)成圖。
圖42是表示DAC16與AMP17的詳細構(gòu)成的電路圖。
圖43是DAC16的動作定時圖。
圖44是本實施方式的信號線驅(qū)動電路5的動作定時圖。
圖45是表示H公共反轉(zhuǎn)驅(qū)動的一例的信號線驅(qū)動電路的電路圖。
圖46是連接在不具有差動放大器的放大器上的DAC電路圖。
圖47是用多晶硅TFT在玻璃基板上構(gòu)成的現(xiàn)有技術(shù)中的DAC的電路。
具體實施例方式
下面參照附圖具體說明與本發(fā)明有關(guān)的數(shù)字模擬變換電路、顯示裝置和數(shù)字模擬變換的方法。
圖1是與本發(fā)明有關(guān)的顯示裝置的第一實施方式的概略構(gòu)成的方框圖，表示液晶顯示裝置的方框構(gòu)成。圖1的液晶顯示裝置具有半象素陣部1和驅(qū)動電路形成為一體的玻璃基板2，該玻璃基板2與圖中未示出的對置基板相對配置的，并中間夾著液晶層密封。
與圖1的玻璃基板2分開，另行設(shè)置裝有把數(shù)字視頻信號和控制信號輸出到驅(qū)動電路的控制器IC3和供給電源電壓的電源IC4的基板。這兩個基板之間通過柔性的印刷電路基板等相接。
在圖1的玻璃基板2上設(shè)置排列信號線和掃描線并在信號線與掃掃線的各交點附近的形成像素TFT的像素陣部1、驅(qū)動信號線的信號線驅(qū)動電路5、驅(qū)動掃描線的掃描線驅(qū)動電路6。
信號線驅(qū)動電路5具有生成使起始脈沖順序移位的移位脈沖的移位寄存器11、供給數(shù)字圖像數(shù)據(jù)的數(shù)據(jù)總線12、與移位元脈沖同步順序鎖存數(shù)字圖像數(shù)據(jù)的采樣鎖存器13、匯總采樣鎖存器13的鎖存輸出并按相同的定時鎖存的負載鎖存器14、根據(jù)數(shù)字圖像數(shù)據(jù)的高位側(cè)比特串選擇基準電壓的電壓選擇電路15，根據(jù)選擇的基準電壓對數(shù)字圖像數(shù)據(jù)的低位側(cè)比特列進行D/A變換的D/A變換器(以下稱DAC)16、放大D/A變換的模擬視頻信號的放大器(以下稱AMP)17、轉(zhuǎn)換控制是否把AMP17的輸出供給某個信號線的信號線選擇電路18和定時控制電路19。
圖2是表示信號線驅(qū)動電路5的內(nèi)部構(gòu)成的方框圖。圖2的數(shù)據(jù)分配電路21與圖18移位寄存器11和數(shù)據(jù)總線12對應(yīng)。另外，在圖2中匯總DAC16和AMP17用一個方塊表示。
分壓電阻梯形網(wǎng)絡(luò)20根據(jù)被電源IC4供給的三種基準電壓REF1、Vm、REF2生成9種基準電壓V1～V9，把生成的基準電壓V1～V8供給電壓選擇電路15。電壓選擇電路15根據(jù)數(shù)字像素數(shù)據(jù)的高端3比特從基準電壓V1～V9中選擇兩種電壓Vr1～Vr2進行輸出。
DAC16利用從電壓選擇電路15輸出的基準電壓Vr1、Vr2生成與數(shù)字象素數(shù)據(jù)的低端3比特對應(yīng)的電壓。被DAC16生成的電壓被AMP17放大后，供給信號選擇電路18。
信號線選擇電路18在把來自AMP17的電壓供給對應(yīng)的信號線之前，進行信號線的預(yù)充電。更具體地說，利用如圖8所示那樣構(gòu)成的電路進行預(yù)充電。
圖3是表示信號線驅(qū)動電路5內(nèi)的DAC16、AMP17和信號選擇電路18的詳細構(gòu)成的電路圖。象圖中所示那樣，DAC16根據(jù)被電壓選擇電路15供給的基準電壓Vr1、Vr2進行D/A變換。
DAC16具有；電容元件C1～C3、進行電容元件C1～C3的電荷再分配的模擬開關(guān)S1a～S1c，S2、S3a、S3b和S4、根據(jù)數(shù)字象素數(shù)據(jù)的低端3比特的邏輯進行通斷控制的模擬開關(guān)S5、/S5、S6、/S6、S7、/S7。另外設(shè)置被DAC16和AMP17共用的電容元件C6。該電容元件C6可用在D/A變換動作的過程，也可用在AMP17的初級反相器的動作控制。
圖4是DAC16的動作定時圖。首先在時刻T1時，模擬開關(guān)S5～S7根據(jù)數(shù)字像素數(shù)據(jù)的低端3比特進行通、斷，并且模擬開關(guān)S1a～S1c導(dǎo)通。由此，把與數(shù)字像素數(shù)據(jù)的低端2比特對應(yīng)的電荷存儲在電容元件C1和C3中。例如在模擬開關(guān)S6導(dǎo)通時，與電壓Vr2對應(yīng)的電荷存儲到電容元件C1中，在模擬開關(guān)/S6導(dǎo)通時，與電壓Vr1對應(yīng)的電荷存儲在C1中。另外，在模擬開關(guān)S7導(dǎo)通時，與電壓Vr2對應(yīng)的電荷存儲在電容元件C3中，在模擬開關(guān)/S7導(dǎo)通時，與電壓Vr1對應(yīng)的電荷存儲在電容元件C3中。另外通常與電壓Vr1對應(yīng)的電荷存儲在電容C2中。
然后，當為時刻T2時，模擬開關(guān)S2導(dǎo)通，在電容元件C1、C2之間進行電荷再分配，然后，在時刻3時，模擬開關(guān)S3a，S3b導(dǎo)通，在電容元件C2，C3之間進行電荷再分配，在電容元件C6上存儲與第3比特對應(yīng)的電荷。在時刻T4時，模擬開關(guān)S4導(dǎo)通，再分配分別存儲在電容元件C2和電容元件C6上的電荷。這樣，完成基于低端3比特的D/A變換，并把所希望的模擬電壓Vout存儲在電容元件6的左端上。另外，在時刻T3以后，AMP17與信號線之間的模擬開關(guān)18全都阻斷，模擬開關(guān)S9、S10和S11導(dǎo)通，使IV1～IV3的輸入輸出短路。在電容C4～C6的右端存儲IV1～IV3的動作門限值電壓。當時刻T5時，模擬開關(guān)S9～S11阻斷，開關(guān)S8和開關(guān)18中的一個導(dǎo)通，進行使信號電壓等于模擬電壓Vout的寫入動作。AMP17進行工作，利用使信號線電壓反饋的開關(guān)S8，對信號線進行電容C6的左端電壓變成等于上述模擬電壓Vout的方向的電壓寫入相。
然后，在時刻T5以后，重復(fù)進行時刻T1～T4的相同的動作。
AMP17如圖3所示具有串聯(lián)連接的三個反相器IV1、IV2、IV3，插入在反相器IV1～IV3級間的電容元件C4和C5、串聯(lián)連接在最末級的反相器IV3與初級的反相器IV1之間的模擬開關(guān)S8和電容元件C6、插入在各反相器IV1～IV3輸入輸出端子間的模擬開關(guān)S9～S11。
電源電壓XAVDD和接地電壓分別供給AMP17內(nèi)的三級反相器IV1～IV3。在本實施方式如圖3所示，使初級的反相器IV1的電源供給線L與第二級及其后的反相器IV2、IV3的電源供給線L2分離。具體地說，通過電阻元件R1、R2分別把電源電壓XAVDD和接地電壓XAVSS供給初級反相器IV1，與此相對應(yīng)，通過電阻R3、R4分別把電源電壓XAVDD和接地電壓XAVSS供給第二級及其后的反相器IV2、IV3。
這樣，只把初級反相器IV1供給線分開的理由是因為初級反相器IV1對AMP17的精度影響大。
另外，只把初級反相器IV1電源供給線分開的具體的電路構(gòu)成不限于圖3所示的電路構(gòu)成。例如圖5表示按初級反相器IV1和第二級及其的反相器IV2、IV3分開外部供給的電源電壓的種類的例子。圖5中，電源電壓XAVDD2通過電阻R1供給初級反相器IV1，而接地電壓XAVSS1通過電阻R2供給初級反相器IV1。
與AMP17的第二反相器IV2的輸出端相連的電容元件C7是發(fā)明人用嘗試法最終作為使AMP的工作穩(wěn)定的手段發(fā)現(xiàn)的重要的阻抗元件，下面詳細描述。電容元件7盡管沒有以顯性方式設(shè)置，但隨電路的布局而作為寄生電容非顯性地形成電容，也能考慮可不設(shè)顯性的相位補償電容的情況，但一旦C7的值為零，則奇數(shù)級反相器串聯(lián)連接成環(huán)路狀而變成容易振蕩的電路，最終使顯示裝置的放大電路的動作無效。
圖5的情況也與圖3一樣，因為使AMP17內(nèi)的初級反相器IV1的電源供給線與其它的反相器IV2、IV3的電源供給線分離，所以可以使AMP17的精度提高。
另外，在圖5中為簡化起見而省略AMP17的各反相器IV1～IV3的輸入輸出端子間的模擬開關(guān)。
另外，圖3中所示的電阻元件Rm和電容元件Cm在模件(安裝板)上，而R1～R4在絕緣板上。電容元件Cm使電源電壓XACDD、XAVSS穩(wěn)定，電阻元件Rm，R1～R4防止在構(gòu)成AMP17的反相器IV1、IV2、IV3中流過大的電流，能抑制耗電增加。能防止AMP17振蕩抑制顯示不良的發(fā)生。
(第二實施方式)信號線驅(qū)動電路5內(nèi)的信號線選擇電路18通過由TFT組成的模擬開關(guān)構(gòu)成，但因TFT的特性的偏差，而引起模擬開關(guān)的導(dǎo)通電阻的偏差和AMP信號線的驅(qū)動速度的偏差，這最終又引起顯示的不穩(wěn)。
另外，局部的Vth偏差發(fā)生時，使特定的模擬開關(guān)的導(dǎo)通電阻變得過小，使奇數(shù)級的串聯(lián)連接的反相器的回路變成接近無負載狀態(tài)，而引起放大AMP的振蕩，可能引起線缺陷。
因此，如圖6所示，可通過在每一信號線上分別并聯(lián)兩個模擬開關(guān)S21、S22來構(gòu)成信號線選擇電路18。這時與某一信號線連接的信號選擇電路18如圖6B所示，變成為由PMOS晶體管和NMOS晶體管組成的模擬開關(guān)S21、S22并聯(lián)的構(gòu)成。
這樣，通過使模擬開關(guān)S21、S22并聯(lián)連接構(gòu)成信號線選擇電路8，盡管并聯(lián)的兩個模擬開關(guān)S21、S22中的一個因局部的Vth偏差不能充分導(dǎo)通，但因為如另一個導(dǎo)通，則進行信號線寫入，所以可以降低使引起上述顯示不良的概率。因此不容易受模擬開關(guān)特性偏差的影響。另外，雖然因一個模擬開關(guān)不良而不能正常起作用，但因可以用另一模擬開關(guān)進行信號寫入，所以可以提高制造上的成品率。
另外，如沒有布局的制約，則如使用三個以上的模擬開關(guān)會更有效。
第三實施方式使構(gòu)成信號線選擇電路18的模擬開關(guān)的電阻均一化在技術(shù)上是困難的。因此，如圖7所示，考慮在信號線選擇電路18與信號線之間插入電阻元件R5，來減少信號線選擇電路18內(nèi)的模擬開關(guān)的導(dǎo)通電阻的影響，這時，最好是把電阻元件5的電阻值設(shè)定在比信號線選擇電路18內(nèi)的模擬開關(guān)的導(dǎo)通電阻大的值上。由此，使從AMP17側(cè)看信號線側(cè)的阻抗取決于電阻元件R5的電阻值，與信號選擇電路18內(nèi)的模擬開關(guān)的導(dǎo)通電阻無關(guān)，；因而可以減小信號線的寫入定時的偏差。
另外，也可以象圖18所示那樣，把預(yù)充電控制電路22連接在電阻元件R5的一端上。圖8的預(yù)充電控制電路22內(nèi)的模擬開關(guān)在根據(jù)AMP17的輸出進行信號線的寫入之前導(dǎo)通，進行預(yù)充電(準備寫入)。這樣因為在進行信號線寫入之前進行信號線的預(yù)充電，可以縮短信號線寫入所需要的時間。
另外，由使預(yù)充電控制電路22內(nèi)的模擬開關(guān)的尺寸比信號線選擇電路18內(nèi)的模擬開關(guān)的尺寸小，而可以減少來自預(yù)充電電源的漏電流。
反之，由于使預(yù)充電控制電路22內(nèi)的模擬開關(guān)的尺寸比信號選擇電路18內(nèi)的模擬開關(guān)的尺寸大，能進一步縮短信號線寫入所需要的時間。
(第四實施方式)在信號驅(qū)動電路5內(nèi)的各部分所用的模擬開關(guān)如圖9A所示，通常具有使NMOS晶體管和PMOS晶體管并聯(lián)連接的構(gòu)造。在這樣的構(gòu)造情況下，在模擬開關(guān)從導(dǎo)通變化到阻斷時，因存儲在模擬開關(guān)的柵極與源極間的電容中的電荷流入負載電容中而引起模擬開關(guān)的輸出電壓變動問題。
在此，如分別設(shè)模擬開關(guān)導(dǎo)通時的PMOS晶體管和NMOS晶體管的各柵極與源極間電容分別為CgSp(ON)和CgSn(ON)，并設(shè)模擬開關(guān)阻斷時的PMOS晶體管和NMOS晶體管的各柵極與源極間電容CgSp(OFF)和CgSn(OFF)，則模擬開關(guān)的輸出電壓的變動ΔV用以下公式(1)表示。
ΔV={Cgsp(no)-Cgsn(oFF)}Va-{Cgsp(ON)-Cgsp(OFF)}(Va-Vdd)C+Cgsn(OFF)+Cgsp(OFF)]]>={Cgsp(-Va)-Cgsn(-Va)}Va-{Cgsn(Vdd-Va)-Cgsp(Vdd-Va)}(Va-Vdd)C+Cgsn(-Va)+Cgsp(Vdd-Va)]]>
例如當信號選擇電路18內(nèi)模擬開關(guān)的輸出電壓變動時，因信號線的寫入電壓變動而對顯示品質(zhì)產(chǎn)生不良影響。這對連接在圖3所示的DAC16的電容元件C1～C3等的電容上的開關(guān)也是有效的。
因此，在本實施方式中，信號線驅(qū)動電路5內(nèi)的至少一部分模擬開關(guān)如圖9B所示那樣，把擊穿補償用模擬開關(guān)S24串聯(lián)在原模擬開關(guān)S23上。該擊穿補償用模擬開關(guān)S24具有使PMOS晶體管和NMOS晶體管并聯(lián)連接并使兩晶體管的源極——漏極端子短路的構(gòu)造。擊穿補償用的模擬開關(guān)S24進行與原模擬開關(guān)S23反向的通斷控制。
因為設(shè)置圖9B那樣的擊穿補償用模擬開關(guān)S24，可以在原模擬開關(guān)S23從導(dǎo)通變化為阻斷時，存儲在原模擬開關(guān)S23內(nèi)的晶體管柵極一源極間電容中的電荷傳遞給擊穿補償用的模擬開關(guān)S24。因此雖然使原模擬開關(guān)S23通斷，該輸出電壓變動對顯示的影響變得非常小。
(第五實施方式)第五實施方式的特征是在構(gòu)成放大DAC16的輸出的AMP17的第二級反相器IV2的輸入輸出端之間配置如圖10～圖12所示的相位補償元件。由于配置這樣的相位補償元件，所以可以通過相位補償(信號的傳播速度的適當?shù)恼{(diào)整)來防止AMP17的振蕩和“振鈴現(xiàn)象”。
在此，所謂振蕩是指AMP17的輸出電壓在所希望電位附近振蕩不能收斂。這個振動因串聯(lián)連接的奇數(shù)級反相器回路的信號傳播速度過快，AMP17的輸出振蕩并按其原樣傳播給信號線而產(chǎn)生。該振蕩例如在因Vth的絕對值變小而使各反相器的負載驅(qū)動能力變得過大等情況下發(fā)生。
而所謂“振鈴現(xiàn)象”是指向所希望值收斂的速度變得過慢，因串聯(lián)連接的奇數(shù)級的反相器的信號傳播速度過慢，信號線的電位反饋變得過慢而產(chǎn)生。該現(xiàn)象例如在Vth的絕對值變大，使各反相器的負載驅(qū)動能力變得過低的情況下發(fā)生。
本發(fā)明人用嘗試法終于發(fā)現(xiàn)以下所述的手段作為使AMP17的動作穩(wěn)定的手段，成功地使AMP17的穩(wěn)定性飛躍地提高。
如圖10所示，因為在第二反相器IV2的輸入輸出之間設(shè)置由串聯(lián)連接的電阻元件Ra和電容元件C7組成的相位補償元件，所以即使在Vth的絕對值變小的情況下，也不容易引起振蕩。也可以邊考慮布局邊考慮Ra的電阻值和C7化電容的大小，使Ra和C7的積達到規(guī)定的值。所謂規(guī)定值，可以取為從AMP17的輸出至信號線的電阻Rsig與信號線電容Csig的積的數(shù)量級，最好是Csig x Rsig的0.5倍至3倍左右。
在圖10的電路中，可以通過用反相器元件Ra和電容元件C7使原信號線負載的容易振蕩的頻率分量截止來防止振蕩。另外，當電容元件C7過大時，產(chǎn)生電路面積增大的弊病和初級反相器的驅(qū)動負載增大的弊病，收斂性變差，并引起“振鈴現(xiàn)象”。
另外，也可以把圖10的電容元件C7插入在構(gòu)成AMP17的第三級反相器IV3的輸入輸出端子之間。
圖11是圖10的變形例，該變形例的特征是在插入在初級反相器IV1與第二級反相器IV2之間的電容元件C4的一端與第二級反相器IV2的輸出端之間插入由圖中示出的電阻元件Ra和電容元件C7組成的相位補償元件。通過插入這樣的電容元件C7既能與圖10一樣能得到防止振蕩的效果，又能使增益抑制得比圖10減少的小。并且因為改善收斂速度，所以具有即便在Vth的絕對值已過大的情況下也能防止“振鈴現(xiàn)象”的效果。這時電容元件C7的電容的大小要小到電容元件C4的1/2以下。如果過大，則發(fā)生電路面積增大的缺點和初級反相器的驅(qū)動負載增大缺點，從而使收斂性變差，容易引起“振鈴現(xiàn)象”。、另外，作為圖11變形例也可如圖12所示，在新插入的電容元件C7與第二級反相器IV2的輸出端之間插入電阻元件R6。電容元件C7與電阻元件R6也可以左右調(diào)換。該電阻元件R6與電容元件C7同樣進行相位補償。也就是說，通過設(shè)置電阻元件R6使相位補償?shù)木饶苓M一步提高。其作用、效果與圖1的情況相同。也可以根據(jù)判斷布局方便和與處理的相容性選擇使用。
或者，如圖13所示，也可用高電阻材料形成新追加的電容元件C7的一個電極，以代替電阻元件R6具體地說，該電極是與第二反相器IV2的輸出端相連的電極C7a。因此，雖然沒有另外連接電阻元件R6，但仍是具有連接電阻元件R6的情況相同的效果。
(第六實施方式)用在便攜式電話、筆記本型計算機等便攜式設(shè)備上的液晶顯示裝置有使邊框變小的要求。為此，在第六實施方式中，把放大DAC16的輸出的AMP17的電源配線圖案P1象圖14所示那樣配置在重合在對置基板上的公共電極23上的位置。從而可以削減玻璃基板2的外形尺寸，可以使邊框變小。
作為圖14的變形例，如圖15所示，也可以把連接在AMP17內(nèi)的反相器IV1～IV3級間的電容元件C4、C5配置在與對置基板上的公共電極23上重合的位置上。由于電容元件要求比其它的電路部件的安裝面積寬，所以通過如圖15所示那樣把電容元件配置在與公共電極重合的位置上，可以使玻璃基板2的外形尺寸縮小。
(第7實施方式)如果從玻璃基板上的公共電位供給端的合成電阻Rcom大，則可能形成在對置基板上的公共電極23的電平不能在規(guī)定的時間內(nèi)達到所希望值。該合成電阻Rcom是圖16的粗線部分的電阻。
因此，在第七實施方式中，通過使公共電極23的電壓供給線變粗而短，可以使從公共電位供給端的合成電阻R7的電阻值降低。
具體地說，最好設(shè)定從公共電位供給端的合成電阻R7的電阻值Rcom，使其滿足以下的式(2)的關(guān)系。
Rcom＜規(guī)定的系數(shù)×上述信號線選擇電路的導(dǎo)通時間/輔助電容的總量/上述公共電極與上述絕緣基板間的電容/同時寫入的信號線數(shù) ……(2)另外，從玻璃基板上的輔助電容供給端的合成電阻RCS增加時，可能輔助電容的電壓電平在規(guī)定時間內(nèi)達不到所希望的值。該合成電阻RCS是圖17的粗線部分電阻。
作為第七實施方式的變形例，也可以通過使輔助電容配線的電壓供給線變粗而短來使從輔助電容電位供給端的合成電阻R7的電阻值變小。
具體地說，最好設(shè)定從輔助電容電位供給端的合成電阻R7的電阻值Rcs，使其滿足以下的式(3)關(guān)系。
RCS＜規(guī)定的系數(shù)×上述信號線選擇電路的導(dǎo)通時間/(輔助電容的總量/上述公共電極與上述絕緣基板間的電容/同時寫入的信號線數(shù)……(3)(第八實施方式)圖18A是本實施方式的液晶顯示裝置的液晶部分的電壓一輝度曲線。相對電壓變化的輝度化在中間電壓附近大，在其它部分的電壓比中間電壓附近變化的小。也就是說，在中間電壓附近的AMP17的輸出的誤差電壓與顯示波動直接關(guān)聯(lián)，與此相反，在其它的電壓上看不到誤差電壓不很大。因此AMP17的輸出的誤差電壓最好是在中間電壓附近變得最小。
本發(fā)明的AMP17的輸出的誤差電壓與信號線寫入時的各反相放大電路(反相器)的增益的積成反比。在此所謂增益是指反相放大電路的輸入輸出特性的斜率(陡度)，增益隨輸入電壓而變化。本發(fā)明人發(fā)現(xiàn)，作為用在驅(qū)動液晶顯示裝置的信號線的AMP17上的反相放大電路，把P溝道TFT和n溝道TFT串聯(lián)在電源電壓之間的互補型反相器是適合的。
如果這樣做，在寫入中間電壓時，各反相器在各個反相器閾值附近進行工作。如圖18B所示，互補型反相器在其閾值附達到最大增益。也可以構(gòu)成其它的例如源極跟隨器等反相放大電路，但在輸出中間頻率附近的電壓時，使具有誤差電壓變成最小的構(gòu)成是困難的。
因此，在本實施方式中，把P溝道TFT和n溝道TFT串聯(lián)連接在電源間的互補型反相器作為AMP17的反相器使用。
另外，用液晶顯示裝置其它的顯示元件的情況進行如下。也就是說，也可以根據(jù)圖18A的那樣的顯示元件的電壓一輝度特性圖研究斜率變成最陡的電壓范圍，選擇放大級的電源電壓、放大級的種類，以使在符合該范圍的部分AMP放大器各增益級的增益變成最大。
(第九實施方式)如圖19所示，AMP17通過把奇數(shù)級的反相器串聯(lián)而構(gòu)成，在初級反相器JV1的輸入端子與末級反相器IV3的輸出端子之間插入模擬開關(guān)S8和電容元件C6。
對AMP17的增益精度影響最大的是初級反相器IV1。當從最末級反相器IV3的反饋通路上的模擬開頭S8和初級反相器IV的輸入電容C6在互相離開的位置上時，該模擬開關(guān)S8的通斷對初級的反相器IV1的輸入電容的影響變大。
第九實施方式的特征是反饋通路上的模擬開關(guān)S8和初級反相器IV的輸入電容互相靠近配置。因此，隨著該模擬開關(guān)S8的通斷；初級的反相器IV的輸入電容不受影響，能進行精度的調(diào)整。
(第十實施方式)第十實施方式是使連接在AMP17的電源供給線上的電阻的電阻值與連接在接地線上的電阻的電阻值不平衡的例子。
圖20是信號驅(qū)動電路的第十實施方式和電路圖。圖20的信號線驅(qū)動電路雖然在構(gòu)成上與圖3的信號驅(qū)動電路相同，但是使與連接在AMP17內(nèi)的反相器上的電源供給線L11(包括電源供給線L1，L2)連接的電阻R1，R3，Rd的電阻值的總和比接地線L12(包括接地線L3，L4)上連接的電阻R2，R4，R5的電阻值的總和大。在此，電阻Rd和R5是外裝在玻璃基板上的電阻，而電阻R1-R4是在玻璃基板內(nèi)形成的電阻。
圖20的電壓選擇電路15、DAC16、AMP17和信號線選擇電路18構(gòu)成為一組電路，該電路在同一玻璃基板上一體形成多個。
圖21是表示本實施方式的液晶顯示裝置內(nèi)的各部分電壓電平的圖。電源電壓XVDD(＝5V)是供給圖1的移位寄存器、二極管12、采樣開關(guān)鎖存器13、負載鎖存器14、電壓選擇電路15、DAC16和信號選擇電路18的電源電壓。電源電壓XAVDD(＝5.5V)是供給圖1的AMP17的反相器IV1、IV2和IV3的電源電壓，電壓GATE是圖像驅(qū)動用TFT的柵極電壓。公共電壓VCOM是0V或5.3V電壓，按規(guī)定周期交錯地選擇。信號電壓VSIGH、VSIGL是從AMP17輸出的電壓信號，其最大電壓是VSIGH(＝4.5V)，其最小值是VSIGL(＝0.5V)。電壓REF1、RER2是供給圖2的分壓電阻梯形網(wǎng)絡(luò)20的基準電壓，與VCOM的驅(qū)動周期連動，使REF1和REF2的值交替為0V和5V，或5V和0V。
從圖21可以看出，電源電壓XAVDD與信號電壓的最大值VSIGH的電位差為1.0V，與此相對應(yīng)，接地電壓0V與信號電壓的最小值VIGL的電位差是0.5V。也就是說，如圖22所示，電源電壓側(cè)有1.0V的余量，與此相反，接地電壓側(cè)只有0.5V的余量。在圖22中，用Δ表示信號電壓VSIGH、VSIGL的電壓變動的部分。這時電源電壓側(cè)的余量ΔV1＝XAVDD-VSIGH+Δ)，接地電壓側(cè)的ΔV2＝(VIGHL-Δ)-XAVSS。
當把電阻分別連接到電源供給線L11和接地線L12上時，因為在這些電阻的兩端引起電壓降，而AMP17的電源端子的電壓下降多少，接地端子的電壓就上升多少。如果電壓下降在上述的范圍內(nèi)，則AMP17仍正常工作。例如就分別連接在電源供給線L11和接地線L12上的電阻的電阻值互相相等且這些電阻和電阻值逐漸上升的情況進行考慮，隨著電阻值上升，電阻兩端間的電壓下降變大。如上所述，因接地電壓側(cè)的余量小，而使接地電壓側(cè)首先超脫余量。為了不使接地電壓例首先超脫余量，可使接地電壓側(cè)的電阻的電阻值比電源電壓例的電阻的電阻值小。
在本實施方式中，與電源供給線L11連接的電阻的電阻值的總和比與接地線L11連接的電阻的電阻值的總和大，因此無論電源供給側(cè)和接地線側(cè)都能同樣確保余量，同時使電源供給線L11側(cè)的電阻值變大，從而使流過電源供給線L11側(cè)的電流減少，減少消耗電功率。
另外，消耗電功率減少的效果是在構(gòu)成AMP17的反相器的各TFT元件的Vth絕對值小時特別有效的。因為在AMP17的各反相器的柵極所加的電壓經(jīng)常是0.5～4.5V，所以在各反相器中流過貫通電流。在上述Vth的絕對值小時，該貫通電流增大。
在本實施方式中，因為在電源供給線上設(shè)置電阻，所以加在反相器上的作為電流×電阻的積的有效電壓減小，具有抑制貫通電流的作用。
另外，在Vth的絕對值大時，貫通電流比較小，電流×電阻的積也比較小，加在反相器上的有效電壓幾乎按原樣加電源電壓，從而可以確保最大限度的電流驅(qū)動。
根據(jù)這個理由，本實施方式的技術(shù)特別適合于通過在玻璃基板上形成Vth偏差大的多晶硅TFT，以一體形成顯示裝置的象素部和驅(qū)動電路的情況。
雖然在上述的圖20中，示出了在玻璃基板內(nèi)的電源供給線L1、L2上設(shè)置電阻R1、R2，在接地線L3、L4上設(shè)置電阻R3、R4，在玻璃基板外設(shè)置電阻Rd、Rs的例子，但設(shè)置在各線上的電阻數(shù)沒有特別限制，并且也可以把所有的電阻形成在玻璃基板內(nèi)，反之也可以把全部電阻設(shè)置在玻璃基板外。
(第十一實施方式)第十一實施方式分別通過各個電阻把電源供給AMP17內(nèi)的各反相器。
圖23是信號線驅(qū)動電路的第十一實施方式的電路圖。圖23的信號線驅(qū)動電路，除了連接在AMP17內(nèi)的各反相器上的電源供給線的配置不同外，其它與圖的信號驅(qū)動電路的構(gòu)成相同。
在AMP17內(nèi)的串聯(lián)連接的三個反相器IV1、IV2、IV3的電源端子與從外部供給電源電壓XAVDD的基準電源端子T1之間分別連接電阻R11、R12、R13。這些電阻R11～R13，可以形成在玻璃基板的內(nèi)部，也可以外裝在玻璃基板上。
與初級反相器V1相連的電阻R11的電阻值Rd1、與第二級反相器IV2相連電阻Rd2的電阻值Rd2和與最末級的反相器IV3相連的電阻值R13的電阻值Rd3按照Rd2＜Rd3＜Rd1的要求設(shè)定。更具體地說，例如設(shè)定Rd1＝2KΩ、Rd2＝200Ω、Rd3＝700Ω。
使初級的電阻R11的電阻值Rd1為最大的理由是因為初級反相器IV1可以僅在閾值電壓附近工作，所以從使消耗功率降低的目的出發(fā)，通過使電阻變大而降低供給反相器IV1的電源電壓。
設(shè)定最末級的電阻的電阻值Rd3，以使從反相器IV3輸出所希望的電壓幅值的電壓。另外，因為如果第二級的電阻的電阻值Rd2變大，AMP17有可能振蕩起來，所以電阻值Rd2設(shè)定在小的值上。
這樣，在本實施方式，因為通過對各反相器分別設(shè)定把電源電壓供給AMP17內(nèi)的各反相器IV1～IV3的電源供給線上的電阻來把各電阻R11～R13的電阻值設(shè)定在對應(yīng)各反相器IV1～IV3的作用的最佳值上，所以可以在提高AMP17的性能的同時，減少消耗電功率。
(第十二實施方式)第十二實施方式調(diào)整AMP17內(nèi)的反相器的尺寸。
圖24是第十二實施方式的信號線驅(qū)動電路內(nèi)的AMP17的電路圖。如圖所示，AMP17包括串聯(lián)連接的三個反相器IV1～IV3，連接在各反相器IV1～IV3的級間的電容元件C4、C5，串聯(lián)連接在最末級的反相器IV3的輸出端子與初級反相器IV1的輸入端子之間的模擬開關(guān)S8和電容元件C6，連接在反相器IV2的輸入輸出端子之間的相位補償用電容器元件C7。
在本實施方式，使第二反相器IV2的尺寸等于或大于最末級的反相器IV3的尺寸，并使初級反相器IV1的尺寸等于或小于第二反相器IV2的尺寸。
在圖24中，使AMP17的反相器的級數(shù)為三級，但如果是大于三級的奇數(shù)級，則不管具使的級數(shù)。例如在AMP17內(nèi)串聯(lián)(2n+1)級的反相器(n為大于1的整數(shù))的情況下，使構(gòu)成各級反相器的晶體管的柵極的寬度W1～W2n+1和柵極的長度L1～L2n+1滿足以下的關(guān)系W2n/L2n≥W2n+1/L2n+1W2n-1/L2n-1≥W2n+1/L2n+1……W2/L2≥W2n+1/L2n+1W1/L1≤W2/L2滿足上式關(guān)系的理由如下。
因為初級反相器V1是輸入信號級，所以如使該反相器的尺寸大，則寄生電容變大，影響AMP17的精度，因而不能取得過大。
而最末級反相器的尺寸，本來必須由后級的信號線的負載決定。如果使該反相器的尺寸大，則對信號線的負載的驅(qū)動力變得過大，結(jié)果會損害AMP17的穩(wěn)定性。
另外，如果使第二級的反相器IV2的尺寸比最末級的反相器3大，則使第二級的反相器IV2的響應(yīng)速度變快，使AMP17的動作速度提高。
另外，AMP17內(nèi)的反相器的級數(shù)也可以為3級以上的奇數(shù)級。
這樣一來，通過設(shè)定AMP17內(nèi)的反相器的尺寸使其滿足式(1)的關(guān)系，可以提高AMP17的精度，并且也使動作速度變快。
(第十三實施方式)第十三實施方式使AMP17內(nèi)的最末級的反相器的尺寸等于或小于信號線選擇電路的尺寸。
圖25是第十三實施方式信號線驅(qū)動電路器的AMP17和信號線選擇電路18的電路圖。
AMP17的構(gòu)成與圖24相同，具有串聯(lián)連接的三個反相器IV1～IV3。在本實施方式中，使最末級反相器IV3的尺寸等于或小于信號線選擇電路18的尺寸。
具體地說，設(shè)構(gòu)成最末級反相器的晶體管柵極的寬度為W3、柵極長度為L3，信號線選擇電路18的晶體管的柵極寬度為W4，柵極長度為L4，則滿足以下的關(guān)系W4/L4≥W3/L3之所以要滿足上式的關(guān)系，是因為當信號線選擇電路18導(dǎo)通電阻變高時，AMP17的反饋變得過快，可能使AMP17的有振蕩。這時因串聯(lián)連接的IV1～IV3與環(huán)形振蕩器電路(振蕩電路)一樣起作用而激烈振蕩。
圖26是示出在使AMP17內(nèi)的反相器IV1～IV3的尺寸和信號線選擇電路18的尺寸進行各種改變情況下表明起振容易度的相位余量變化狀態(tài)的圖。圖26的曲線g1、曲線g2和曲線g3分別表示尺寸比為2∶1∶1∶2∶5時，1∶2∶2∶5和2∶2∶1∶5時的狀態(tài)。
從圖26可以看出在曲線g3的情況下，即在最末級反相器IV3的尺寸比其它反相器IV1、IV2和信號選擇電路18的尺寸小的情況下，相位余量最大。
由此還可發(fā)現(xiàn)，如滿足(2)的條件，不容易引起振蕩。
這樣，因為本實施方式使AMP17的最末級的反相器IV3的尺寸等于或小于信號選擇電路18的尺寸，所以可以確實防止AMP17的振蕩。
另外，在本實施方式中，雖然如圖24所示，把AMP17內(nèi)的反相器的級數(shù)設(shè)定為三級，但也同樣適用三級以上奇數(shù)級。
(第十四實施方式)第十四實施方式調(diào)整連接在AMP17內(nèi)的各級反相器的電源端子上的電阻元件的電阻值。
圖27是第十四方式的信號驅(qū)動電路內(nèi)的AMP17的電路圖。圖27的AMP17由與圖24的AMP17相同，具有串聯(lián)連接的三個反相器IV1～IV3。各反相器IV1～IV3具有電源端子Vdd和接地端子Vss，在各反相器的電源端子Vdd與基準電壓端子XAVDD之間分別另外連接電阻元件RV(1)、RV(2)和RV(3)。同樣，在各反相器IV1～IV3的接地端子Vss與接地電壓端子XAVSS之間分別另外連接電阻元件RS(1)、RS(2)和RS(3)。
第二級電阻元件RV(2)的電阻值設(shè)定為第三級的電阻元件RV(3)的電阻值以下，而初級的電阻元件RV(1)的電阻值設(shè)定為第二級電阻元件RV(2)的電阻值以上。
同樣，第二級的電阻元件RS(2)的電阻值設(shè)定為第三級的電阻元件RS(3)的電阻值以下，初級的電阻元件RS(1)的電阻值設(shè)定在第二級的電阻元件，RS(2)的電阻值以上。
在圖27中，雖然把AMP17內(nèi)的反相器的級數(shù)設(shè)定為三級，但如果是三級以上奇數(shù)級，則不管具體級數(shù)如何。例如在AMP17內(nèi)串聯(lián)連接(2n+1)級的反相器(n是大于1的整數(shù))的情況下，使分別連接在各級反相器的電源端子上的電阻元件RV(1)～RV(2n+1)分別滿足以下的關(guān)系RV(2n)≤RV(2n+1)RV(2n-1)≤RV(2n+1)……RV(2)≤RV(2n+1)RV(1)≥RV(2)或者使分別連接在各級反相器的接線端子上的電阻元件Rs(1)～Rs(2n+1)分別滿足以下的關(guān)系
RS(2n)≤RS(2n+1)RS(2n-1)≤RS(2n+1)……RS(2)≤RS(2n+1)RS(1)≥RS(2)這樣，在本實施方式中，因為連接在AMP17內(nèi)的各級反相器的電源端子或接地端子上的電阻元件的電阻值滿足上式的關(guān)系，所以具有與第十二實施方式同樣的效果，也就是說通過調(diào)整各電阻元件的電阻值，可以把各級反相器的驅(qū)動能力調(diào)整到最佳，從而提高AMP17的精度和速度。
(第十五實施方式)第十五實施方式是把另外的電源電壓分別供給AMP17的各級反相器的例子。
圖28是第十五實施方式的信號線驅(qū)動電路內(nèi)的AMP17的電路圖。圖28的AMP17與圖24的AMP17同樣，具有串聯(lián)連接的三個反相器IV1～IV3，各反相器IV1～IV3分別具有第一和第二電源端子Vdd、Vss。在各級的反相器IV1～IV3的第一電源端子上分別供給另一電源電壓XAVDD(1)、XAVDD(2)、XAVDD(3)。同樣在各級反相器IV1～IV3的第二電源端子Vss上分別供給另一電源電壓XAVDD(1)、XAVDD(2)、XAVDD(3)。
使供給第二級反相器IV2的電源電壓XAVDD(2)的設(shè)定值等于或大于供給最末級反相器的電源電壓XAVDD(3)的設(shè)定值，使供給初級反相器IV1的電源電壓XAVDD(1)的設(shè)定值等于或小于供給第二級反相器IV2的電源電壓XAVDD(2)的設(shè)定值。
或者使供給第二級反相器IV2的電源電壓XAVDD(2)的設(shè)定值等于或小于供給最末級反相器IV3的電源電壓XAVDD(3)的設(shè)定值，使供給初級反相器IV1的電源電壓XAVDD(1)的設(shè)定值等于或大于供給第二級反相器的電源電壓XAVDD(2)的設(shè)定值。雖然在圖28中把AMP17內(nèi)的反相器的級數(shù)設(shè)定為三級，只要是三級以上的奇數(shù)級，就與具體的級數(shù)無關(guān)。例如在AMP17內(nèi)串聯(lián)連接(2n+1)級反相級(n為大于1的整數(shù))的情況下，分別供給各級反相器的第一電源端子Vdd的電源電壓XAVDD(1)～XAVDD(2n+1)按滿足以下的關(guān)系設(shè)定XAVDD(2n)≥XAVDD(2n+1)
XAVDD(2n-1)≥XAVDD(2n+1)……XAVDD(2)≥XAVDD(2n+1)XAVDD(1)≤XAVDD(2)或者分別供給各級的反相器的第二電源端子Vss的電源電壓XAVSS(1)～XAVSS(2n+1)按滿足以下關(guān)系設(shè)定XAVSS(2n)≤XAVSS(2n+1)XAVSS(2n-1)≤XAVSS(2n+1)……XAVSS(2)≤XAVAA(2n+1)XAVSS(1)≥XAVSS(2)這樣，在本實施方式中，因為可以分別調(diào)整AMP17內(nèi)和各級反向器的電源電壓，所以可以把各級反相器的驅(qū)動能力調(diào)整到最佳，從而可以提高AMP17的精度和動作速度。
另外，因為即使把(第十二實施方式)、(第十三實施方式)、(第十四實施方式)和(第十五實施方式)并用也能得到同樣的效果，所以可以把各級反相器的驅(qū)動能力調(diào)整到最佳，從而使AMP17的精度和動作速度提高。
(第十六實施方式)第十六實施方式是并行執(zhí)行模擬圖象信號的采樣和往信號線上寫入的例子。
圖29A是第十六實施方式的信號線驅(qū)動電路內(nèi)的AMP17的電路圖。29A的AMP17由并聯(lián)連接的兩個第一放大部31構(gòu)成初級反相器。這兩個第一放大部31分別具有串聯(lián)連接的開關(guān)S21、電容元件C6a、反相器IV1a、開關(guān)S22和并聯(lián)連接在反相器IV1a的輸入輸出端子間的開關(guān)S23。這兩個第一放大部31與第二放大部分相連接。第二放大部32由串聯(lián)連接的電容元件C4、反相器IV2、電容元件C5和反相器IV3構(gòu)成。另外雖然圖中未示，但第二級反相器設(shè)置圖11所示那樣的相位補償元件。
圖25所示的AMP17如圖29B所示，每六根信號線設(shè)置一個與此相反本實施方式的AMP17，每12根信號線設(shè)置一個。因此平均每一AMP17減少2個反相器。
圖30A是本實施方式的AMP17的動作定時圖，圖30B是為比較而示出的圖25的AMP17的動作定時圖。
圖25的AMP17交替進行模擬信號的采樣和信號線寫入，而本實施方式的AMP17是并行進行采樣和信號線寫入。因而不會使采樣時間和信號線寫入時間變短，可以驅(qū)動圖25的兩倍的信號線。
圖31是AMP17的周邊電路圖，示出了DAC16、AMP17和信號線選擇電路18的電路圖。DAC16具有根據(jù)數(shù)字象素數(shù)據(jù)的低端3比特b2～b0的值進行轉(zhuǎn)換控制的模擬開關(guān)S30、S31、S32a和S32b、存儲與應(yīng)比特b0對應(yīng)的電荷的電容元件C11、存儲與比特b0～b2對應(yīng)的電荷的電容器C12、進行控制電容元件C11，C12中的電荷存儲的開關(guān)S33a、S33b、S33c、S33d、S34a、S34b、S34c。
圖32是圖31的電路動作的定時圖。首先在時刻T1使開關(guān)S33a、S33b、S33c導(dǎo)通。由此，把與比特b0、b1對應(yīng)的電荷分別存儲到電容元件C11、C12中。然后，在時刻T2使開關(guān)S9a導(dǎo)通，把與比特b2對應(yīng)的電荷存儲在電容元件C6a中。
然后，在時刻T3使開關(guān)S33a、S33b、S33c阻斷后，在時刻T4～T5之間使開關(guān)s34a、S34b導(dǎo)通。由此，在電容元件C11、C12、C6a之間進行電荷的再分配。
然后，在時刻T6使開關(guān)S10、S11導(dǎo)通，在直到時刻T8的期間進行AMP17的采樣。然后在時刻T9～T12的期間進行信號線的寫入。
另外，在時刻T7～T15中與時刻T1～T8相同，進行應(yīng)寫入下一信號線的數(shù)據(jù)的采樣。
這樣，在本實施方式中，因為通過使反相器并聯(lián)，并且交替轉(zhuǎn)換驅(qū)動各反相器IV1a、IV1b，而并行地進行數(shù)據(jù)的采樣和信號線的寫入。
在此，AMP17的功率消耗用相當于AMP17的電源電壓×1個AMD17的電流×AMP17數(shù)來表示，因此，象本實施方式那樣，如果減少構(gòu)成AMP17的反相器的個數(shù)，則可以實現(xiàn)減少功率消耗。
(第十七方式)第十七方式是把用于驅(qū)動AMP17的電源電壓XAVDD設(shè)置為從外部供給的電源電壓VDD的整數(shù)倍(例如2倍)的例子。電源IC等LSI的電源電壓一般為3V以下，在液晶顯示裝置的驅(qū)動電路中，1)為了驅(qū)動液晶材料，另外2)為了驅(qū)動比LSI的Vth大的多晶硅，需要升壓到適當?shù)闹岛蠊┙o信號線驅(qū)動驅(qū)動電路。例如對最普及的雙扭向列式液晶需用4V左右的電壓驅(qū)動。為驅(qū)動多晶硅所必需的電壓值是P溝道TFT和N溝道TFT的Vth絕對值的最大的總和左右。
圖33是表示包含在圖2的電源IC中的升壓電路的一例的電路圖。該升壓電路生成把從外部供給的電源電壓VDD升壓為2倍的電源電壓XAVDD。所生成的電源電壓XAVDD用于驅(qū)動AMP17。
圖33的升壓電路具有串聯(lián)連接在IN(+)端子與OUT(+)端子之間的開關(guān)SW1a和SW2a、串聯(lián)連接在開關(guān)SW1a、和SW2a間的連接通路與IN(-)端子之間的電容元件C13和開關(guān)SW1b、連接在IN(+)端子與IN(-)端子間的電容元件C14、串聯(lián)連接在電容元件C14的兩端子間的開關(guān)SWW1b和SW2b、以及連接在OUT(+)端子與OUT(-)端子間的電容元件C15。
首先使開關(guān)SW1a、SW1b導(dǎo)通。借此使對應(yīng)于輸入電壓Vin的電荷存儲在電容元件C13中。接著使開關(guān)SW2a、SW2b導(dǎo)通，借此使電容元件C13串聯(lián)連接輸入電壓Vin，把與輸入電壓Vin的2倍電壓對應(yīng)的電荷存儲在電容元件13上，使輸出電壓變?yōu)?Xvin。
雖然在圖33的升壓電路內(nèi)連接電阻可以生成任意的倍率的升壓電壓，但如考慮到電源效率，最好如圖33那樣生成輸入電壓的整數(shù)倍的電壓。因此，在本實施方式中用電源IC4生成電源電壓VDD的整數(shù)倍的電壓XAVDD。
電源IC4安裝在形成在玻璃基板2上的顯示裝置上，或者利用多晶硅TFT與顯示裝置同樣地形成在玻璃基板上，或者安裝或形成在與玻璃基板2不同的基板上。不論怎樣做，因為圖33的升壓電路不用電感元件，所以便于集成到LSI、集成到玻璃基板上。
電源IC4如圖34所示，除了AMP17驅(qū)動用的電源電壓XAVDD之外，還生成用于驅(qū)動顯示裝置內(nèi)的數(shù)字電路部件的電源電壓XVDD、D/A變換用的基準電壓REFH、REFL。數(shù)字電路部件因為電功率消耗小，而對電源電壓XVDD的要求低。因此，在本實施方式中，從電路設(shè)計的高效率和制造容易上看，而使電源電壓XVDD的電壓電平與電源電壓XAVDD相同。
這樣，在第十七實施方式中，因為把用于驅(qū)動AMP17的電源電壓XAVDD設(shè)定為從外部供給的電源電壓VDD的整數(shù)倍，所以既可提高AMP17的驅(qū)動能力，又能提高電源的效率。
另外因為把用于驅(qū)動顯示裝置內(nèi)的數(shù)字電路部件的電源電壓XVDD變成與電源電壓XAVDD相同電平，而可以簡化電源IC4的內(nèi)部構(gòu)成。
(第十八實施方式)第十八實施方式是對圖17的實施方式的改進，雖然因制造偏差而使構(gòu)成AMP17的TFT的Vth等的特性有偏差，也能確保充分的動作余量，并且設(shè)定電源電壓以使消耗電功率最小。
利用多晶硅TFT在玻璃基板上一體形成DAC16和AMP17的顯示裝置的消耗電功率，其中AMP17的消耗電功率和分電壓阻梯形網(wǎng)絡(luò)的消耗電功率所占的比率大。因為AMP17邊在反相器流過貫通電流邊動作，所以電流消耗量大。在電源IC4的構(gòu)成上，應(yīng)使AMP17的電源升壓效率的最大化得到最優(yōu)先。因此使XAVDD為VDD(2.75V)的兩倍5.5V。
另外，分壓電阻梯形網(wǎng)絡(luò)20的消耗電功率可以用施加電壓的平方/電阻值表示，因此施加在分壓電阻梯形網(wǎng)絡(luò)上的電壓沒有必要很大。并且電壓偏差也應(yīng)在50％以下。如果電壓偏差增大，則將因不能確保驅(qū)動液晶所必需的電壓而引起對比度的不足，或者使施加在液晶上的電壓偏離規(guī)定的值，使中間色調(diào)的顯示產(chǎn)生障礙。因此施加在分壓電阻梯形網(wǎng)絡(luò)20兩端的電壓的一個為0V(地)，另一個為5V。
外部電源電壓VDD、電源電壓XAVDD、供給分壓電阻梯形網(wǎng)絡(luò)20的基準電壓最大值REFH、基準電壓最小值REFL的電壓電平存在如圖35所示的那樣關(guān)系?；鶞孰妷鹤畲笾礡EFH和基準電壓最小值REFL每次極性轉(zhuǎn)換時作為極性轉(zhuǎn)換的基準電壓REF1、REF2供給分壓電阻梯形網(wǎng)絡(luò)20。
如果從減少消耗電功率的觀點出發(fā)進行電壓設(shè)定，如圖25所示那樣，信號線驅(qū)動電壓在0.5V～4.5V的范圍，必然比電源電壓XAVDD偏徑0V側(cè)。為了確保相對AMP17的電源電壓偏離的范圍的AMP17的輸出電壓，最好使插入在AMP17內(nèi)的反相器的電源線和接地線上的電阻值在電源線側(cè)和接地線側(cè)上變?yōu)榉菍ΨQ。其理由是如在第十實施方式中說明那樣，通過連接圖36那樣的電阻Ra、Rb，具有與第十實施方式同樣的效果。
在圖36中，把連接在AMP17內(nèi)的各反相器電源端子與電源電壓線XAVDD之間的電阻Ra和連接在各反相器的接地端子與接地線GND之間的電阻Rb的電阻比設(shè)定為非對稱，例如Ra∶Rb∶2∶1狀態(tài)。借此，即使因多晶硅TFT基板的制造過程引起TFT的Vth的偏差，也能把消耗電功率限制在最低限度，并能使動作穩(wěn)定。
(第十九實施方式)第十九實施方式是使構(gòu)成AMP17的三個反相器中的第二級反相器的柵極寬度W比第三級反相器的柵極寬度W大的例子。雖然把一般用于驅(qū)動顯示裝置的信號線的TAB-IC的AMP17的由差動電路組成的比較電路的元件的柵極寬度設(shè)計得盡可能地小，并使輸出級的元件的柵極寬度設(shè)定得大，但本實施方式的AMP17與一般的考慮方法顯著不同。
本發(fā)明人根據(jù)嘗試法的結(jié)果發(fā)現(xiàn)了特別適合于面向便攜電話的液晶顯示裝置和面向PDA的液晶顯示裝置等比較小型的顯示裝置的非明顯的反相器各級的柵極寬度的相對關(guān)系。在此，所謂比較小型是指從AMP17看去的驅(qū)動負載電容(每根信號線的電容)大約為20PF的顯示裝置。
在利用象多晶硅TFT元件那樣的Vth等特性偏差比較大的元件構(gòu)成用于信號線驅(qū)動的AMP17的情況下，使輸出級變大對確保動作穩(wěn)定性未必有效，反而存在容易引起振蕩或“振鈴現(xiàn)象”的問題。本發(fā)明人根據(jù)嘗試法的結(jié)果發(fā)現(xiàn)下述事實寧可使構(gòu)成最未級的反相器的TFT的柵極小，而第二級的柵極寬度大，此方案較佳。
AMP17如圖24等所示，通過隔著電容元件串聯(lián)連接電容元件三個反相器構(gòu)成。因為AMP17的輸出容易引起振蕩或“振鈴現(xiàn)象”，所以如圖37所示，需要輸出穩(wěn)定前有一段某種長度的時間(以下稱該時間為收斂時間)。
圖38是示出在使初級的反相器的柵極W1和第二級反相器的柵極W2相等并使第二級反相器的柵極W2與第三級反相器的柵極W2的比W2/W3改變時AMP17的輸出的收斂時間如何變化的圖。
如圖所示，W2/W3在0.5～1.5的范圍，可以發(fā)現(xiàn)第二級反相器的柵極寬度W2比第三級反相器的柵極寬度W3越大，收斂時間越短。因此通過使第二級反相器柵極寬度W2比第三級反相器的柵極寬度W3大，可以使AMP17的動作穩(wěn)定。
(第二十實施例)下面就適用于對角2英寸、176×180點的液晶顯示裝置中的AMP電路的具體布局方式進行說明。
圖39是圖3的AMP17的局部布局圖。開關(guān)和元件的符號與圖3對應(yīng)標記。
為了防止振蕩或“振鈴現(xiàn)象”而用圖11的相位補償元件作為設(shè)置在第二級反相器前后的相位補償元件。電容元件通過N+摻雜多晶硅與柵極線層的交叉而形成。在該顯示裝置中信號線的電容是12pF，信號線的電阻是0.4KΩ。驅(qū)動負載的時間常數(shù)是12pF×0.8KΩ＝9.6nsec。設(shè)相位補償元件的電阻值為100KΩ靜電容為0.1pF，每根信號線的驅(qū)動時間為4μs。
為了抑制因模擬開關(guān)的擊穿電壓引起的輸電壓誤差，而與圖9相同，在各處配置擊穿補償開關(guān)。
模擬開關(guān)和反相器都以互補方式使用P溝道TFT和N溝道TFT。實施左右對稱的電路配置，使不希望的寄生電容均等地寄生在P溝道TFT和N溝道TFT上，以便使其影響最小。
在N+摻雜多晶硅的層與柵極線層的交叉部上形成用在D/A的電容元件C1、C2、C3和C6。這些電容最好具有同一靜電容值。這是因為靜電容的偏差直接與D/A變換的誤差電壓關(guān)聯(lián)。例如在C3也用局部信號線層與柵極層的交叉部，盡可能地使與C2的靜電容的電容值相同。
構(gòu)成AMP17的各反相器與電源間的電阻具有圖3的標號，設(shè)Rm＝360Ω(XAVDD側(cè))/220Ω(XAVSS側(cè))，R1＝70Ω、R3＝50Ω、R2＝35Ω、R4＝25Ω。
設(shè)AMP17的各反相器的柵極寬度比為IV1∶IV2∶IV3∶6∶6∶5。
構(gòu)成液晶單元的兩塊玻璃基板的一個是形成公共電極的濾色片基板。公共電極以一次水平掃描期間作為周期驅(qū)動極性反轉(zhuǎn)。而另一基板如圖40所示，是一體形成象素陣部1、信號驅(qū)動電路5、掃描線(柵極線)驅(qū)動電路6、定時電路7構(gòu)成的低溫多晶硅TFT陣列基板。
在信號線驅(qū)動電路5上配置44組AMP17和DAC16，在一水平期間通過順次選擇12根信號線進行12次D/A變換和進行利用AMP17的信號線驅(qū)動(在圖4中所示的動作)動作12次。
在圖41中示出了信號線驅(qū)動電路5的概略構(gòu)成圖。另外本實施方式的液晶裝置具有在圖34中所示的電源IC4和LCD控制器，按照圖35和圖21中所示的電源設(shè)定進行工作。
通過這樣的構(gòu)成，使低消耗電功率和AMP17的穩(wěn)定性良好，對D/A變換的精度也沒有問題，可以進行良好的顯示，可以對起因于制造工藝的偏差引起的Vth偏差確保足夠高的成品率。并且N溝道TFT與P溝道TFT的Vth的絕對值在從各個最小0.5V到最大2.5V左右的范圍的范圍沒有問題地動作。
(第二十一的實施方式)第二十一實施方式是確保信號線的寫入時間長的例子。第二十一實施例的整體構(gòu)成與圖1的相同，信號線驅(qū)動電路方塊構(gòu)成還與圖2相同。
信號線驅(qū)動電路5內(nèi)的分壓電阻梯形網(wǎng)絡(luò)20通過串聯(lián)連接未示出的多個電阻元件構(gòu)成。如圖2所示，把三種基準電壓REF1、Vm、REF2供給分壓電阻網(wǎng)絡(luò)20，從串聯(lián)連接的多個電阻元件的級間可以取出幾種基準電壓V1～V9。最好使Vm接近(REF1+RERF2)/2。這是因為電阻梯形網(wǎng)絡(luò)的電功率消耗可以用(REF1-Vm)的平方/(REF1與Vm間的電阻)+(Vm-REF2)的平方/Vm與REF2間的電阻)表示，并就使該值最小。
DAC16用從電壓選擇電路15輸出的基準電壓Vr1、Vr2生成與數(shù)字象素數(shù)據(jù)低端3比特對應(yīng)的電壓。由DAC16生成的電壓被AMP17放大后，供給信號線選擇電路18。
信號選擇電路18把來自AMP17的電壓供給對應(yīng)的信號線之前進行信號線的預(yù)充電。使用從電壓選擇電路15輸出的電壓Vr1、Vr2作為預(yù)充電電壓。
圖42是表示DAC16和AMP17的詳細構(gòu)成的電路圖。如圖中所示，DAC16具有根據(jù)除去數(shù)字象素數(shù)據(jù)的低端3比特中最高端比特后的2比特D1、D0的值選擇基準電壓Vr1、Vr2中的任何一個的開關(guān)SW11、根據(jù)數(shù)字圖象數(shù)據(jù)的最高端比特的值選擇基準電壓Vr1、Vr2中任何一個的開關(guān)SW12、能存儲與數(shù)字象素數(shù)據(jù)的最高位比特以外的各比特值對應(yīng)的電荷的電容元件(第一電容元件)CP1、能在與電容元件CP1之間再分配存儲電荷的電容元件(第二電容元件)CP2、能存儲與數(shù)字象素數(shù)據(jù)最高端比特的值對應(yīng)的電荷的電容元件(第三電容元件)CP3、在把與數(shù)字象素數(shù)據(jù)的最低端比特D0值對應(yīng)的電荷存儲在電容元件(P)中時導(dǎo)通的開關(guān)SW0、轉(zhuǎn)換是否電容元件CP1、CP2之間進行存儲電荷再分配的轉(zhuǎn)換開關(guān)(第一轉(zhuǎn)換電路)SW1、在把與比特D1的值對應(yīng)的電荷存儲在電容元件CP1中時導(dǎo)通的開關(guān)SW2、在把與比特D2的值對應(yīng)的電荷存儲在電容元件CP3中時導(dǎo)通的開關(guān)(第二轉(zhuǎn)換電路)SW3、轉(zhuǎn)換是否在電容元件CP2、CP3之間進行存儲電荷再分配的開關(guān)(第三轉(zhuǎn)換電路)AMP17具有差動放大器17a、連接在差動放大器17a的反向輸入端子與輸出端子之間的開關(guān)ISP、連接在開關(guān)ISP和信號線負載30的連接點a與電容元件CP3和開關(guān)SW3、SW4的連接點b之間的開關(guān)AFB。
電容元件CP3連接在差動放大器17a的反向輸入端子上，基準電壓供給正向輸入端子。
上述的各開關(guān)SW0～SW3、SW11、SW12、ISP、AFB、XSW的轉(zhuǎn)換通過電荷控制電路31進行控制。
圖43是DAC16的動作定時圖。下面根據(jù)圖43的動作定時圖說明DAC16的動作。在時刻T1輸入負載信號時，數(shù)字象素數(shù)據(jù)D2～D0輸入給DAC16。在時刻T2～T3期間開關(guān)SW0導(dǎo)通，相應(yīng)于數(shù)字圖象數(shù)據(jù)的比特D0的值的電荷存儲在電容元件CD1中。具體地說，如果比特D0是“1”，則相應(yīng)于基準電壓Vr1的電荷存儲在電容元件CP1中，如果是“0”，則相應(yīng)于基準電壓Vr2的電荷存儲在電容元件CP2。
在時刻T3-T4期間開關(guān)SW1導(dǎo)通，在電容元件CP1、CP2之間進行電荷再分配。其后在時刻T4-T5期間開關(guān)SW2導(dǎo)通，與數(shù)字象素數(shù)據(jù)的比特D1的值對應(yīng)的電荷存儲在電容元件CP1中。
然后在時刻T5-T6期間開關(guān)SW1導(dǎo)通，在電容元件CP1、CP2之間進行電荷再分配。從而與比特D1、D0的值相對應(yīng)的電荷存儲在電容元件CP1、CP2中。
直到時刻T6，開關(guān)AFB、XSW一直處在導(dǎo)通狀態(tài)，把與存儲在電容元件CP3中的電荷對應(yīng)的電壓，即與當前的數(shù)字象素數(shù)據(jù)對應(yīng)的電壓Vold供給信號線負載30。并且AMP17的輸入輸出端子間的開關(guān)ISP阻斷，AMP17繼續(xù)向信號線供給Vold一直到時刻T6。
然后，在時刻T6-T7期間，開關(guān)SW3導(dǎo)通，與比特D2的值對應(yīng)的電荷存儲在電容元件CP3中。并且開關(guān)ISP導(dǎo)通代替開關(guān)AFB、XSW導(dǎo)通，AMP17動作，以使AMP17的動作閾值電壓充電到電容元件CP3的右端上。
然后在時刻T7-T8期間，開關(guān)SW4導(dǎo)通。借此，在電容元件CP2與CP3之間進行存儲電荷的再分配。結(jié)果與數(shù)字象素數(shù)據(jù)比特D0～D2的值對應(yīng)的電荷存儲在電容元件CP2、CP3中，變?yōu)殡妷篤new。這時因為開關(guān)ISP處在導(dǎo)通狀態(tài)，并且XSW處在阻斷狀態(tài)，與電容元件CP3的存儲電荷對應(yīng)的電壓不從AMP17輸出。
如上所述，在電容元件CP3的左端存儲與數(shù)字象素數(shù)據(jù)的比特D0～D2的值對應(yīng)的電荷，充電到電壓Vnew，并且在電容元件CP3的右端充電到AMP17的動作閾值電壓，從而完成AMP17的取樣動作。
時刻T8以后，開關(guān)ISP阻斷，開關(guān)XSW、AFB導(dǎo)通，進行把與電容元件CP3的存儲電荷對應(yīng)的電壓供給信號線負載30的寫入動作。也就是說在通過模擬開關(guān)AFB反饋給電容元件CP3左端的電壓與Vnew相等之前，AMP17繼續(xù)把規(guī)定方向的電流寫入信號線負載。
圖44是本實施方式的信號線驅(qū)動電路5的動作定時圖。如果在時刻T11時供給起動脈沖XST，則采樣開關(guān)13的依次鎖存紅色奇數(shù)象素，在一水平行份額的紅色奇數(shù)象素的鎖存結(jié)束的時點T12，負載鎖存器14在匯總一水平行份額的奇數(shù)象素的同時進行鎖存，負載鎖存器14的輸出被輸入到DAC16進行D/A變換。
與就紅色奇數(shù)象素用DAC16的變換動作并行，采樣鎖存器13進行一水平行份額的紅色偶數(shù)象素的鎖存(時刻T13～T14)。其后，采樣鎖存器13順次進行一水平行份額的綠色奇數(shù)象素、綠色偶數(shù)象素藍色奇數(shù)像素和藍色偶數(shù)象素的鎖存。
本實施方式的信號驅(qū)動電路5，進行每一水平期間1H使公共電極的電壓反轉(zhuǎn)的H公共反轉(zhuǎn)驅(qū)動。
圖45是表示H公共反轉(zhuǎn)驅(qū)動的一例的信號線驅(qū)動電路的電路圖。如圖所示，在信號驅(qū)動電路5內(nèi)以規(guī)定間隔重復(fù)設(shè)置電路5b。
在電路5b中，采樣鎖存器13與來自移位寄存器11的移位時鐘同步地鎖存數(shù)字象素數(shù)據(jù)。
接著采樣鎖存器13，重新鎖存電平移位后的鎖存數(shù)據(jù)。DAC16內(nèi)的高端3比特D/A根據(jù)采樣鎖存器13的鎖存數(shù)據(jù)的高端3比特選擇基準電壓，利用選擇的基準電壓，低端3比特D/A對采樣鎖存器13的鎖存數(shù)據(jù)的低端3比特進行D/A變換。
D/A變換后的模擬圖象信號被AMP17采樣后，通過信號選擇電路18供給對應(yīng)的信號線。
這樣，在本實施方式中，通過使利用DAC16的D/A變換動作的定時和AMP17的采樣動作的定時部分重復(fù)，可以確保信號線寫入時間足夠長，從而能使DAC16和AMP17在多個信號線上共用，可以減小電路規(guī)模。
雖然在上述的實施方式中是以利用在液晶顯示裝置的信號線驅(qū)動電路5上的DAC16為例說明的，但本發(fā)明的數(shù)字模擬變換電路可適用在各種用途上。并且信號線驅(qū)動電路5的動作定時不限于圖4中所示的動作定時。另外，信號線驅(qū)動電路5的極性反轉(zhuǎn)驅(qū)動，也可以采用與H共用反轉(zhuǎn)驅(qū)動不同的方式，例如采用V公用反轉(zhuǎn)驅(qū)動。
另外，AMP17也可以用差動放大器以外的放大器。例如也可以用使P溝道晶體管和N溝道晶體管串聯(lián)在電源間構(gòu)成的反相器，這時沒有Vref端子。這時的DAC16的電路變成為圖16。圖16的電容元件CP3作為把從圖43的時刻T7到T8之間的期間在電容元件CP3上采樣的電壓與在時刻T8以后通過模擬開關(guān)AFB輸入(反饋)給電容CP3的信號線電位進行比較的比較器起作用。另外為了提高AMP17的輸出精度，使多個比較器串聯(lián)起來使用是有效的。
又，如上文所述，通過圖46的三個串聯(lián)的反相器中的正中的反相器上設(shè)置圖10～13所示的相位補償元件可以確保AMP電路動作穩(wěn)性。
權(quán)利要求
1.一種根據(jù)第一基準電壓和比該第一基準電壓電平低的第二基準電壓輸出與n(n為2以上的整數(shù))比特的數(shù)字信號對應(yīng)的電壓的數(shù)字模擬變換電路具有能存儲與上述數(shù)字信號的最高位以外的各比特的值對應(yīng)的電荷的第一電容元件；能在與上述第一電容元件之間再分配存儲電荷的第二電容元件；能存儲與上述數(shù)字信號的最高位比特的值對應(yīng)的電荷的第三電容元件；電荷控制電路，每一上述數(shù)字信號的最高位比特以外的各比特分別重復(fù)進行把與上述數(shù)字信號的最高位以外的各比較值的電荷順次存儲在上述第一電容元件中后，與上述第二電容元件之間進行存儲電荷的再分配的處理，并把與上述數(shù)字信號的最高位比特的值對應(yīng)的電荷存在上述第三電容元件中，然后在上述第二電容元件與上述第三電容元件之間進行存儲電荷的再分配。
2.如權(quán)利要求2所示的數(shù)字模擬變換電路，具有轉(zhuǎn)換在上述第一電容元件與上述第二電容元件之間是否進行存儲電荷的再分配的第一轉(zhuǎn)換電路；轉(zhuǎn)換是否在上述第三電容元件存儲與上述數(shù)字信號的最高位比特的值對應(yīng)的電荷的第二轉(zhuǎn)換電路；轉(zhuǎn)換是否在上述第二電容元件與上述第三電容元件之間進行存儲電荷的再分配的電荷的第三轉(zhuǎn)換電路；上述電荷控制電路在上述數(shù)字信號的最高位比特以外的各比特分別將與各比特的值對應(yīng)的電荷存儲到上述第一電容元件中后，使上述第一轉(zhuǎn)換電路導(dǎo)通，在上述第一電容元件與上述第二電容元件之間進行存儲電荷再分配，并且使上述第二轉(zhuǎn)換電路導(dǎo)通，把與上述數(shù)字信號的最高位比特的值對應(yīng)的電荷存儲在上述第三電容元件中，然后使上述第三轉(zhuǎn)換電路導(dǎo)通，在上述第二電容元件與上述第三電容元件之間進行存儲電荷的再分配。
3.如權(quán)利要求2所述的數(shù)字模擬變換電路，其特征在于，具有轉(zhuǎn)換是否把對應(yīng)于上述第二基準電壓的電荷存儲在上述第二電容元件中的第四轉(zhuǎn)換電路；上述電荷控制電路在把與上述數(shù)字信號的最低位比特的值對應(yīng)的電荷存儲在上述第一電容元件上時，使上述第四轉(zhuǎn)換電路導(dǎo)通，把對應(yīng)于基準電壓的電荷存儲在上述第二電容元件中。
4.如權(quán)利要求2所述的數(shù)字模擬變換電路，其特征在于，具有為了使上述負載電容的電壓與對應(yīng)第一期間中的上述第三電容元件的電壓相等而放大供給在第二期間供給負載電容的電壓的放大器和轉(zhuǎn)換是否使上述放大器的輸出端短路的第五轉(zhuǎn)換電路；上述電荷控制電路在上述數(shù)字信號的最高位比特以外的各比特分別把與上述各比特的值對應(yīng)的電荷存儲到上述第一電容元件上以后，使上述第一轉(zhuǎn)換電路導(dǎo)通，在上述第一電容元件與上述第二電容元件之間進行存儲電荷的再分配，其后使上述第二轉(zhuǎn)換電路導(dǎo)通，把與上述數(shù)字信號的最高位比特的值對應(yīng)的電荷存儲在上述第三電容元件中，其后使上述第三轉(zhuǎn)換電路導(dǎo)通，在上述第二電容元件與上述第三電容元件之間進行存儲電荷的再分配，而且在上述第二轉(zhuǎn)換電路的導(dǎo)通期間和上述第三轉(zhuǎn)換電路的導(dǎo)通期中通過使上述第五轉(zhuǎn)換電路導(dǎo)通，使上述放大器的輸入輸出端子短路。
5.如權(quán)利要求2所述的數(shù)字模擬變換電路，其特征在于，具有轉(zhuǎn)換是否把上述放大器的輸出供給負載的第六轉(zhuǎn)換電路；連接在上述第六轉(zhuǎn)換電路與上述負載的連接點和上述第二轉(zhuǎn)換電路與第三電容元件的連接點之間上的第七轉(zhuǎn)換電路；上述電荷控制電路在除去上述第二轉(zhuǎn)換電路的導(dǎo)通期間中與上述第三轉(zhuǎn)換電路的導(dǎo)通期間中，使上述第六和第七轉(zhuǎn)換電路導(dǎo)通，把上述第二轉(zhuǎn)換電路與上述第三電容元件的接點的電壓供給上述負載。
6.一種對應(yīng)于n(n是大于2的整數(shù))比特的數(shù)字信號的第一電壓與第二電壓之間的電壓的數(shù)字模擬變換方法，其特征在于，包括上述數(shù)字信號的最高位以外的各比特分別重復(fù)進行把對應(yīng)上述數(shù)字信號的最高位比特以外的各比特的值的電荷順次積存在第一電容元件后，與第二電容元件之間進行存儲電荷的再分配的處理，并且把相應(yīng)于上述數(shù)字信號的最高位比特的值的電荷存儲在第三電容元件中，其后在上述第二電容元件與上述第三電容元件之間進行存儲電荷的再分配。
全文摘要
本發(fā)明的信號線驅(qū)動電路具有鎖存數(shù)字象素數(shù)據(jù)的鎖存器、把鎖存器的鎖存輸出變換或模擬圖象信號的D/A變換器、放大由D/A變換器變換后的模擬圖象信號的AMP(17)和選擇作為由AMP(17)放大后的模擬圖象信號供給目的處的信號線的信號線選擇電路(18)；AMP17具有串聯(lián)連接的奇數(shù)個的反相器(IV1～IV3)、分別串聯(lián)連接在反相器的級間與初級反相器的輸入端與最末級反相器的輸出端子之間的電容元件(C4、C5)把電源電壓供給初級反相器(IV1)的第一電源供給線(XAVDD1)和把電源電壓供給初級以外的反相器的第二電源供給線XAVDD2。通過僅把初級反相器的電源供給線分開，可以提高AMP17的精度。
文檔編號H03M1/66GK1567406SQ20041005670
公開日2005年1月19日 申請日期2002年4月27日 優(yōu)先權(quán)日2001年4月27日
發(fā)明者中村卓, 林宏宜, 藤原久男, 苅部正男, 中村和夫, 木谷正克 申請人:株式會社東芝