專利名稱：放大器中反饋電容的中和的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種放大器電路及應(yīng)用這種電路的無線收發(fā)器，特別是具有消除三階互調(diào)失真(IM3)和中和反饋電容的電路的單端或差分放大器，以及使用這種放大器來產(chǎn)生放大信號(hào)的相應(yīng)方法。
背景技術(shù)：
如圖1所示，通過美國(guó)申請(qǐng)6,211,738已知提供電感來中和寄生電容，例如單端放大器的集電極-基極電容或漏-柵電容。其示出了對(duì)放大器使用形成在砷化鎵基板上的異質(zhì)結(jié)雙極型晶體管(HBT)，以應(yīng)用于放大MMIC(單片微波集成電路)中。同時(shí)還提到其他類型的晶體管，例如金屬半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(MESFET)、金屬氧化物半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管(MOSFET)、互補(bǔ)型金屬氧化物半導(dǎo)體(COMS)。這種放大器受制于在輸入和輸出信號(hào)之間發(fā)生反饋時(shí)減少的增益，并受制于這種反饋中的不穩(wěn)定性。輸出和輸入端之間的感應(yīng)元件的存在會(huì)增加具有反饋電容的并聯(lián)諧振電路。一種改進(jìn)是建議在位于放大器的輸入和輸出端處設(shè)置電感器，從而在兩個(gè)電感器之間建立互感。這提供了電感反饋通道來消除晶體管放大器的固有電容反饋。通過使用相對(duì)小的電感器可以獲得較大的有效電感值，并可以避免低頻不穩(wěn)定的問題。然而，該文件沒有建議如何改進(jìn)線性度。該圖示出放大電路125包括使用電感耦合以便和反饋電容器諧振的晶體管放大器300。晶體管放大器300包含電容器C2和C3、晶體管Q1、以及電感器L1和L2。電源Vb和Vc被提供給晶體管Q1。集電極和基極之間的內(nèi)在反饋的存在由經(jīng)過電容器Cf的虛線示出。從晶體管Q1的輸出端到晶體管Q1的輸入端的反饋電流由電流If表示。輸入信號(hào)305耦合至電容C2的第一端。電容C2的第二端連接到電感器L1的第一端和晶體管的基極。電感器L1的第二端連接到電源Vb的第一端。晶體管的發(fā)射極接地。晶體管的集電極連接到電感器L2的第一端和電容反饋通路的第二端。電容器C3的第二端被連接作為輸出信號(hào)310。電感器L2的第二端連接到電源Vc的第一端。將電感器進(jìn)行物理定位，從而使它們之間產(chǎn)生互感M。
從美國(guó)專利4,692,712已知使用交叉耦合的晶體管，為共基極差分放大器提供中和。該中和電路包括一對(duì)發(fā)射極輸出器，耦合到共基極放大器中每個(gè)晶體管的集電極，來檢測(cè)每個(gè)基電極上的輸出電壓。將一對(duì)晶體管中的一個(gè)連接到每個(gè)發(fā)射極輸出器，從而在與共基極放大器的相對(duì)晶體管的集電極上所見到的寄生阻抗成正比的中和阻抗上施加檢測(cè)到的電壓。在中和阻抗上所施加的電壓產(chǎn)生校正電流。
下文中稱為“Mataya”的J.A.Mataya，G.W.Haines，以及S.B.Marshall，在IEEE Journal of S-SC，vol.sc-3，no.4，401-407頁，1968年12月的“IF Amplifier Using Cc CompensatedTransistors”，中給出了對(duì)調(diào)諧RLC中頻放大器的電橋中和。下文中稱為“Lee”的T.Lee，在1998年劍橋大學(xué)出版社的“The Design of CMOSRadio-Frequency Integrated Circuits”中給出通過使用反向變壓器對(duì)單端放大器進(jìn)行中和。下文中稱為“Aparin”‘99的V.Aparin及C.Persico，在1999 IEEE MTT-S Digest，977-980頁，1999年6月的“Effect of Out-of-band Terminations on IntermodulationDistortion in Common-Emitter Circuits”中給出了共發(fā)射極電路中互調(diào)失真上的頻帶外終端效應(yīng)。
從Philips semiconductors report RNR-T45-96-B-1025，“Improved IP3 behavior of the 900Mhz Low Noise Amplifier withthe BFG425W”，1996年12月10日中已知可以通過提供額外的串行電容器對(duì)集極至接地端去耦、或增加Ic，為最高的IP3(作為輸入電源的第三級(jí)截點(diǎn)，在其上的基本輸出功率＝第三級(jí)互調(diào)制(IM3)輸出功率)優(yōu)化單端LNA。
下文中稱為“Fong”的K.Leong及R.G.Meyer，在IEEE J.Solid-State Circuits，vol.33，548-555頁，2002年4月的“High-Frequencynonlinearity analysis of common-emitter and differential pairtransconductance stages”中所給出的，已知使用串聯(lián)反饋或發(fā)射極衰退來消除共發(fā)射極放大器中的第三級(jí)互調(diào)失真(IM3)以改善線性度。該技術(shù)的缺點(diǎn)是它同時(shí)也減少了放大級(jí)的可用增益。然而，當(dāng)平衡結(jié)構(gòu)或單端結(jié)構(gòu)中控制基帶和二次諧波阻抗時(shí)，增益/功率和線性度之間的同步匹配成為可能。這種技術(shù)的基本原理是對(duì)第三級(jí)非線性度直接產(chǎn)生的IM3產(chǎn)物進(jìn)行分別處理，并且將具有指數(shù)的基極-發(fā)射極連接點(diǎn)的第二級(jí)非線性度的第一級(jí)和第二級(jí)產(chǎn)物混合來產(chǎn)生IM3產(chǎn)物。這樣做之后，消除操作將僅在IM3的組成都具有相反符號(hào)及相等的振幅時(shí)發(fā)生。該文獻(xiàn)提出了對(duì)變壓器的輸入和輸出端上的共模阻抗的高頻IM3消除的需求G.Niu等人的“RF Linearity Characteristics of SiGe HBT”，IEEE Trans.Microwave Theory and Techniques，vol.49，no.9，1558-1565頁，2001年9月，下文中稱為“Niu”，其中指出在SiGe HBT中如何測(cè)量互調(diào)，并可以從不同的非線性度中判別影響。給出反饋電容來產(chǎn)生負(fù)載依賴非線性度。建議通過調(diào)整偏壓和晶體管集電極摻雜來進(jìn)行線性優(yōu)化，盡管這在限制設(shè)備的截止頻率時(shí)導(dǎo)致折衷。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供改進(jìn)的裝置或方法。根據(jù)第一個(gè)方面，本發(fā)明提供一種具有用于消除第三級(jí)互調(diào)失真(IM3)和反饋電容中和的電路的晶體管放大器電路。
IM3消除提供了更好的線性度，而電容中和產(chǎn)生了高且穩(wěn)定的增益。在較寬的動(dòng)帶范圍中的增益和線性度方面，這些特征比其他現(xiàn)有技術(shù)更加互不相關(guān)的。因此，在高增益和好的線性度的期望特性之間具有較少的折衷。特別是可以實(shí)現(xiàn)好的效果和高度集成，這對(duì)許多諸如對(duì)任何種類的便攜設(shè)備或家用電器的無線收發(fā)器之類的應(yīng)用是很重要的。
作為優(yōu)選的附加特征，放大器是單端放大器。這可用于低噪聲放大器，并具有由于輸入端缺少大損耗平衡-不平衡變壓器而產(chǎn)生的低噪聲圖形、高隔離和小芯片面積的優(yōu)點(diǎn)。
作為優(yōu)選的附加特征，用于反饋電容中和的電路包括流向電流反饋?zhàn)儔浩鞯碾娏鳎撟儔浩骶哂胁⑿旭詈显诜糯笃鞯妮敵鐾飞系碾娙?。在差分放大器中?shí)現(xiàn)這種中和的可選方式是將交叉耦合的反饋電容器，但他們不減少共模的反饋電容，使IM3消除依賴于放大器輸出端上的負(fù)載。
作為優(yōu)選的附加特征，用于消除第三級(jí)互調(diào)失真的電路位于放大器的輸入端，并且由于反饋電容的中和，該電路不依賴于晶體管的負(fù)載。
作為優(yōu)選的附加特征，電流至電流反饋?zhàn)儔浩饕灿糜陔娙葜泻?。這可以使元件計(jì)數(shù)維持較低。變壓器中的電感值可以是定制的，從而使得可以通過電容器Cx同時(shí)進(jìn)行輸入匹配(例如針對(duì)噪聲)和電容中和，使得變壓器變?yōu)殡p重用途。IM3消除的需求取決于輸入頻帶外終端(基帶和二次諧波終端)。如果考慮到基極電阻，噪聲和阻抗的匹配不依賴于設(shè)備尺度和電流(參考文獻(xiàn)IM3消除的原理如M.P.van der Heijden，H.C.de Graaff以及L.C.N de Vreede的“A Novel Frequency-lndependent Third-Order Intermodulation DistortionCancellation Technique for BJT Amplifiers”，IEEE J.Solid-StateCircuits，Vol.37，No.9，1176-1183頁，2002年9月，以及V.Aparin和C.Persico中所論述的)，但是在理想情況(rb＝0)中，對(duì)于所有電流電平和設(shè)備尺度，最佳噪聲阻抗與雙極型晶體管的輸入阻抗是共軛的。
作為優(yōu)選的附加特征，電流至電流變壓器包括與放大器的輸入端并行耦合的第一電感器，以及與放大器的輸出通道串聯(lián)耦合的第二電感器，電感去的定位提供了感應(yīng)互耦合。作為優(yōu)選的附加特征，用于電容中和的電路包括并聯(lián)耦合于輸出通道的電容器。電流反饋?zhàn)儔浩髋c輸出端上的電容器Cx的結(jié)合產(chǎn)生了反饋電容的頻率獨(dú)立補(bǔ)償。
作為優(yōu)選的附加特征，晶體管的發(fā)射極接地。這有助于更好的IM3消除。另外，發(fā)射極中的串聯(lián)電感反饋可以為寬待信號(hào)產(chǎn)非對(duì)稱IM3側(cè)的頻帶。
作為優(yōu)選的附加特征，放大器是差分放大器。
作為優(yōu)選的附加特征，放大器是差分共發(fā)射極放大器。
作為優(yōu)選的附加特征，用于第三級(jí)互調(diào)失真消除的電路包括電阻性頻帶外終端。
作為優(yōu)選的附加特征，用于電阻中和的電路包括電流反饋或電壓反饋?zhàn)儔浩鳌?br> 本發(fā)明的另一個(gè)方面是一種具有上述放大器電路的無線收發(fā)機(jī)。
本發(fā)明的其他方面包括使用收發(fā)機(jī)產(chǎn)生無線信號(hào)的方法。分別提供更全面的覆蓋，例如設(shè)備完全或部分在轄區(qū)外，或者用戶值遠(yuǎn)大于設(shè)備獨(dú)有的基本值。
本發(fā)明的另一個(gè)方面是提供一種單端晶體管放大器電路，該電路具有與放大器的輸入端并聯(lián)耦合的第一電感器，以及與放大器的輸出通道串聯(lián)耦合的第二電感器，電感器的定位提供了感應(yīng)互耦合，以及一個(gè)并行耦合于輸出通道的電容器，該電容器和電感器是被調(diào)整大小來中和寄生反饋電容。這具有是否與IM3消除結(jié)合的相應(yīng)優(yōu)點(diǎn)。
本發(fā)明的另一個(gè)方面是提供一種晶體管放大器電路，該電路具有兩個(gè)以差分共發(fā)射極方式排列的晶體管以及用于中和反饋電容的中和電路，中和電路包括電流反饋或電壓反饋?zhàn)儔浩鳌?br> 這些附加特征可以結(jié)合在一起或者與本發(fā)明的其他方面相結(jié)合，這對(duì)本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說是顯而易見的。其他優(yōu)點(diǎn)對(duì)本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說也是顯而易見的，特別是其他領(lǐng)域不知道本發(fā)明的技術(shù)人員?，F(xiàn)在將根據(jù)附圖描述本發(fā)明如何實(shí)施。顯然，在不脫離本發(fā)明的精神范圍下可以進(jìn)行許多改進(jìn)和修改。因此，應(yīng)清楚地理解到本發(fā)明的這種形式僅是用于解釋說明，并不限定本發(fā)明的范圍。


通過參考附圖將更好地理解本發(fā)明的特點(diǎn)，附圖描述了本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式。附圖中圖1示出了已知的BJT(雙極型結(jié)型晶體管)的簡(jiǎn)化高頻等效電路圖，圖2示出了根據(jù)本發(fā)明的借助電流反饋?zhàn)儔浩鬟M(jìn)行反饋電容中和的放大器，圖3示出了在中和的電流反饋放大器中具有IM3消除的另一種實(shí)施方式，圖4示出了借助電壓反饋?zhàn)儔浩鬟M(jìn)行反饋電容中和的另一種實(shí)施方式，圖5示出了在中和的電壓反饋放大器中具有IM3消除的另一種實(shí)施方式，圖6示出了具有單向化和IM3消除的差分電流反饋放大器的另一種
具體實(shí)施例方式
本發(fā)明將根據(jù)特定實(shí)施例及特定附圖進(jìn)行描述，但本發(fā)明不限于此，而僅由權(quán)利要求所限定。附圖描述僅為示意性而非限定性。在附圖中，相同元件的尺寸示可以放大的，并且為了描述的目的并不是按尺寸描繪的。本說明書和權(quán)利要求中使用的術(shù)語“包括”不排除其他元件或步驟。
此外，說明書和權(quán)利要求中的術(shù)語第一、第二、第三等用于在相似元件之間進(jìn)行區(qū)分，而并不是描述連續(xù)順序或時(shí)間順序所必需的。應(yīng)理解的是，術(shù)語的如此使用是可以在適當(dāng)?shù)那闆r下互換的，并且在此所描述的本發(fā)明的實(shí)施例是可以由不同于這里所描述和舉例說明的順序進(jìn)行操作的。
此外，說明書和權(quán)利要求中的術(shù)語頂部、底部、之下等用于描述目的，并不是描述相對(duì)位置所必需的。應(yīng)理解的是，術(shù)語的如此使用是可以在適當(dāng)?shù)那闆r下互換的，并且在此所描述的本發(fā)明的實(shí)施例是可以由不同于這里所描述和舉例說明的定位進(jìn)行操作的。
以下所描述的本發(fā)明的實(shí)施例包括兩種技術(shù)的單獨(dú)使用或結(jié)合使用的放大器。第一種技術(shù)是使用反饋?zhàn)儔浩鞯碾娙葜泻图夹g(shù)。第二種技術(shù)是在輸入(或輸出)匹配網(wǎng)絡(luò)中實(shí)現(xiàn)二次諧波控制，該網(wǎng)絡(luò)可以產(chǎn)生第三級(jí)互調(diào)失真(IM3)的顯著減少。
RF放大器中的反饋電容中和通常通過中和反饋電容的效應(yīng)來實(shí)現(xiàn)晶體管的單向化。這種技術(shù)通?？芍饕獞?yīng)用于所有的晶體管技術(shù)(Silicon BJT、SiGe HBT、GaAs HBT、GaAs MESFET、GaAs HEMT、MOSFET等)。單向化的主要目的是實(shí)現(xiàn)晶體管的最大有效增益，而在整個(gè)頻率基帶上具有絕對(duì)的穩(wěn)定性。另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是由于在輸入和輸出之間沒有干擾，可以獨(dú)立匹配輸入和輸出阻抗。由于減輕了對(duì)諧波源和負(fù)載終端的需求，因此在消除第三級(jí)互調(diào)失真分量(IM3)中還存在一些優(yōu)點(diǎn)。
M.P.van der Heijden，H.C.de Graaff以及L.C.N de Vreede的“A Novel Frequency-lndependent Third-Order IntermodulationDistortion Cancellation Technique for BJT Amplifiers”，IEEEJ.Solid-State Circuits Vol.37，No.9，1176-1183頁，2002年9月以及V.Aparin和C.Persico的“Effect of out-of-band terminationson intermodulation distortion in common-emitter circuits”，IEEE MTT-S Digest，723-726頁，1998年中論述的IM3消除理論對(duì)雙極基本晶體管技術(shù)(Silicon BJT，SiGe HBT，GaAs HBT及其他HBT)做出了貢獻(xiàn)。對(duì)于FBT較少直接使用這些技術(shù)，然而基于FET的技術(shù)中可能存在類似的消除現(xiàn)象，但這些技術(shù)必須更詳細(xì)地探究從而達(dá)到常規(guī)的IM3消除理論。由于放大級(jí)的單向特使得晶體管內(nèi)部的輸入輸出非線性源的相互依賴可以忽略，因此該專利申請(qǐng)中所討論的電路可以在本文中起到幫助。
等效電路圖1示出了在本發(fā)明的所有實(shí)施例中使用的BJT的簡(jiǎn)化高頻等效電路圖。在該圖中Cjc＝集電極-基極耗盡電容Cje＝基極-發(fā)射極耗盡電容Cde＝基極-發(fā)射極擴(kuò)散電容Cjs＝集電極-基底耗盡層電容βF＝正向電流增益τF＝正向渡越時(shí)間gm＝Ic/VT＝跨導(dǎo)VT＝終端電壓IC＝集電極電流第三代(3G)無線個(gè)人通信系統(tǒng)的市場(chǎng)需要在低直流偏壓條件下運(yùn)行的線性低噪聲放大器(LNA)。為了滿足這種需求，在過去評(píng)估了各種LNA的實(shí)現(xiàn)和拓?fù)?。從這些結(jié)果看來，在輸入阻抗匹配條件下，接近運(yùn)行設(shè)備的最小噪聲數(shù)字(Fmin)的最佳解決方式是非高能反饋。在這點(diǎn)上，由于它的線性度、低噪聲及簡(jiǎn)單性，具有電感串行反饋的共發(fā)射極狀態(tài)(CEISF)常常是受歡迎的。借助于變壓器反饋，對(duì)這種電路的修改為CEISF過程中的低電流電平上的穩(wěn)定性和增益方面提供了一些有利條件。但是在這情況下，在線性度、增益和電流電平之間仍然存在著折衷。為了解決這個(gè)問題，最近提出的電路技術(shù)借助于適當(dāng)?shù)呐即沃C波頻帶外的終端，改善了雙極晶體管的線性度。盡管非常有效，這種技術(shù)的缺點(diǎn)是輸入和輸出端的二次諧波負(fù)載條件上線性度增加的依賴性，將實(shí)際的執(zhí)行復(fù)雜化。一個(gè)目的是提供一種解決方案，當(dāng)運(yùn)行在低電流電平時(shí)，典型地在反饋LAN中建立低增益，而同時(shí)獨(dú)立于輸出負(fù)載條件獲得良好控制線性度的改善。為了解決這給問題，提出了一種新穎的電路技術(shù)，該技術(shù)結(jié)合了非高能變壓器電流反饋(CF)以及集電極-基極耗盡電容(Cbc)的中和。
結(jié)果是即使在低電流電平上，單向放大級(jí)也具有良好的輸出至輸入的隔離、有利的無條件穩(wěn)定性以及很高的最大可用功率增益(MAC)。此外，高度隔離也已得到驗(yàn)證，在所需要的最佳頻帶外終端中是有益的。由于CF技術(shù)將同步噪聲及阻抗匹配與中和完美地結(jié)合了起來，因此出于它的簡(jiǎn)單性，選擇了CF技術(shù)。理論上，中和技術(shù)也可用于CEISF和其他變壓器反饋LNA。但是，該中和方案要更加復(fù)雜一些，引起了一些不切實(shí)際的實(shí)施方式。
電流反饋和單向化首先將解釋說明CF放大器中用于中和的常規(guī)解析公式。之后將對(duì)如何在LNA中獲得同步噪聲及阻抗匹配進(jìn)行討論。在所有的公式中，由于目的是提供電路技術(shù)的良好的概念理解，因此忽略基極電阻(rb)，從而保持表達(dá)式的易于處理。圖2示出了具有電流反饋(CECF)和中和元件的共發(fā)射極狀態(tài)的基本電路圖。由兩個(gè)互相耦合的電感器L1和L2組成的反饋?zhàn)儔浩鞯脑褦?shù)比可表示為n=1kL1/L2---(1A)]]>其中k是磁耦合系數(shù)。當(dāng)反相導(dǎo)納系數(shù)(y12)為零時(shí)，CECF級(jí)變?yōu)閱畏较虻摹ECF的y12如下計(jì)算y12=i1v2|vl=0=YN+n·yCE12+yCE221-jwL2(1-k2)(YN+yCE22)---(2A)]]>其中yCE12和yCE22分別為CE級(jí)的小信號(hào)反相導(dǎo)納和輸出導(dǎo)納，YN為中和元件。如果將固有BJT的串聯(lián)電阻和輸出電導(dǎo)忽略，則這些導(dǎo)納表示為yCE12＝-jωCbc以及yCE1＝22＝j(luò)ω(Ccs+Cbc)(3A)其中Ccs，為集電極-基底耗盡電容。將(3A)置換到(2A)中得到中和條件YN＝j(luò)ω[(n-1)Cbc-Ccs]＝j(luò)ωCN(4A)
由于該級(jí)單向運(yùn)行，因此輸入導(dǎo)納不依賴于負(fù)載，并表示為Yin=gmn+(1ωL1+ωCin)---(5A)]]>其中Cbc，βF以及gm分別為BJT的基極-發(fā)射極的總電容、正向電流增益以及跨導(dǎo)，并稍后使用在噪聲的計(jì)算中。
對(duì)于噪聲計(jì)算，給出包含功率頻譜密度的基極和集電極電流的散射噪聲為S(ibn)＝2qIb＝2kTgm/βF(6A)S(icn)＝2qIc＝2kTgm使用噪聲相關(guān)矩陣計(jì)算方法可以建立電路的噪聲參數(shù)，產(chǎn)生最佳噪聲導(dǎo)納Yopt=gmβF-j(1wL1+ωCin)---(7A)]]>當(dāng)將(5A)中的輸入導(dǎo)納與(7A)進(jìn)行比較時(shí)，很明顯對(duì)同步噪聲和阻抗匹配的需求現(xiàn)在完全取決于變壓器的匝數(shù)比nYs＝Y(jié)opt＝Y(jié)in如果n=βF---(8A)]]>注意，由于rb是忽略的，因此上述的分析是實(shí)際的簡(jiǎn)化。但上述分析使用電路模擬器對(duì)實(shí)際電路設(shè)計(jì)提供了好的起點(diǎn)。接下來是對(duì)高輸入三級(jí)截點(diǎn)(IIP3)的最佳頻帶外終端的實(shí)施方式。
最佳IP3終端在一個(gè)CE級(jí)的輸入和輸出端采用適當(dāng)?shù)呐即沃C波端以消除第三級(jí)互調(diào)失真(IM3)存在最佳電路條件。由于CECF級(jí)被中和，IM3-消除需求不依賴于負(fù)載阻抗。這大大簡(jiǎn)化了頻帶上源終端的表達(dá)式Δω＝±(ω1-ω2)以及二次諧波頻率2ω≈2ω1≈2ω2(由于小Δω)對(duì)于非線性度分析，基極電流ib和基極-發(fā)射極擴(kuò)散電容Cdo分別線性依賴于經(jīng)過βF的非線性指數(shù)的集電極電流ic以及τF。作為CF的結(jié)果，電流源(ic/n)出現(xiàn)在輸入端，該電流源線性依賴于ic。連接到基極節(jié)點(diǎn)(v1)的總阻抗由Z1(ω)定義。由于在Δω上的L1阻抗是可忽略的，假設(shè)Z1(Δω)＝0 (9A)使用M.P.van der Hei jden，H.C.de Graaff以及L.C.N.de Vreede的“A Novel Frequency-Independent Third-Order IntermodulationDistortion Cancellation Technique for BJT Amplifiers”，IEEEJ.Solid-State Circuits，Vol.37，No.9，1176-1183頁，2002年9月(此后稱為Hei jden 2002)中所給出的方法，可以計(jì)算在2ω上對(duì)IM3-消除所需要的阻抗。
理想地，這種解決方案不依賴于電流電平，但是讀消除將僅在單頻率時(shí)出現(xiàn)．注意，如果rb不能被忽略，分析指出Zs(2ω)將具有相當(dāng)大的實(shí)部，該部分也取決于Ic。更好地解決方案應(yīng)該是Z1(Δω)＝Z1(2ω)＝r，該方案理想地給出IM3的頻率獨(dú)立消除。但是由于L1已經(jīng)表示在Δω上的諧波的短路，因此條件(9)在實(shí)際中更實(shí)用。
以下描述的實(shí)施方式是基于上述分析的，體現(xiàn)了為了符合對(duì)最小DC功率消耗上的增益、線性度和最小噪聲系數(shù)的需求，而為L(zhǎng)NA提出的新設(shè)計(jì)方案。為了在具有單方向增益的低電流電平上獲得同步噪聲及阻抗匹配，將單向化和電流反饋結(jié)合起來。高度隔離為高度線性度確保了良好控制的最佳頻帶外終端，其不依賴于LNA的輸出終端。
實(shí)施例1圖2示出了本發(fā)明的第一實(shí)施例，其中將電流反饋?zhàn)儔浩髋c中和電容CN一起使用。反饋?zhàn)儔浩饔蓛蓚€(gè)互相耦合的電感器L1和L2組成，其中電感器的匝數(shù)率n如圖2中所定義。
為了中和集電極-基極耗盡電容Cjc，應(yīng)符合以下條件 其中Cjs等于BJT的輸出端上的集電極-基底電容，與CN并聯(lián)。
此外，電流反饋拓?fù)渫ㄟ^匝數(shù)率n和晶體管Q1的跨導(dǎo)gm來獨(dú)立于負(fù)載阻抗ZL控制輸入阻抗ZIN的過程中提供了額外的自由度 當(dāng)為了同步噪聲/阻抗匹配而將輸入阻抗變成最佳噪聲阻抗的復(fù)共軛時(shí)，這在低噪聲放大器(LNA)的設(shè)計(jì)中是很有用的。
與現(xiàn)有技術(shù)中使用電壓反相變壓器的中和高頻調(diào)諧放大器方法相比，圖2的方法在變壓器的寄生效應(yīng)方面大大降低了中和機(jī)構(gòu)的依賴性，因此使之成為寬帶解決方案。借助于變壓器的電流反饋拓?fù)湟呀?jīng)在下述文件中詳細(xì)描述了，E.H.Nordholt，Design of High-PerformanceNegative Feedback Amplifiers，Elsvier，1983年。同時(shí)，在S.J.Mason，“Power Gain in Feedback Amplifier”，IRE Trans.onCircuit Theory，Vol.CT-1，20-25頁，1954年6月中也證明了無損耗變換網(wǎng)絡(luò)，其將單向化與反饋結(jié)合起來。然而，沒有給出圖2的電路解決方案的建議。
這種類型的變壓器的寄生現(xiàn)象將不會(huì)產(chǎn)生任何導(dǎo)致線圈之間的跨越電容CPC的一部分與CPB并聯(lián)需要注意的問題，并且被考慮。其他出現(xiàn)在電路的輸入和輸出端上的寄生電容也不會(huì)引起問題。因而在中和條件中沒有頻率依賴性，因此給出在寬頻率范圍上的集成電路環(huán)境中使用反饋電容的中和的可能。
注意，通常變壓器的匝數(shù)比率至少為10或更高(n≥10)。這產(chǎn)生了很大的自感應(yīng)系數(shù)L1，該系數(shù)可以用作放大器輸入端上的匹配要素。由于L1很大，其遇到寄生基底耦合。但該要素將與放大器的輸入并聯(lián)出現(xiàn)，并因此不會(huì)造成損害。自感應(yīng)系數(shù)L2可以做得很小，并因此具有很小的寄生基底耦合，該寄生基底耦合與交叉耦合電容相比是可以忽略的。
如果應(yīng)用在為了使輸入阻抗等于最佳噪聲阻抗而使用電流反饋?zhàn)儔浩鞯腖NA中，則可以為了最佳噪聲匹配而對(duì)變壓器的匝數(shù)率進(jìn)行優(yōu)化。其次，考慮到寄生現(xiàn)象，可以對(duì)中和電容進(jìn)行計(jì)算。最后，如下所述，為了在IP3上設(shè)置獨(dú)立于負(fù)載終端的需求，可以實(shí)現(xiàn)最佳頻帶外輸入終端。
IM3消除圖3示出了本發(fā)明的另一種實(shí)施方式，其中為了對(duì)IM3的消除設(shè)置需求，電流反饋?zhàn)儔浩髋c中和電容CN以及放大器輸入端上的匹配網(wǎng)絡(luò)一起使用。
任何Zs(Δω)與Zs(2ω)的任意組合可以產(chǎn)生IM3消除，但這些組合通常是頻率選擇的。通過雙極晶體管Q1的基極-發(fā)射極結(jié)上的電阻性頻帶外終端可以對(duì)寬帶IM3消除的需求進(jìn)行設(shè)置，其主要取決于以下參數(shù)
頻率獨(dú)立IM3消除將出現(xiàn)在Rs(Δω)=Rs(2ω)=βFn2gm(βF+n)]]>當(dāng)CIN-Cde＝rτFgmEq(4)其中CIN是經(jīng)過反饋電容中和后的基極-發(fā)射極結(jié)上的總等效電容。
為了最佳增益和/或功率傳遞和/或最小噪聲，可以對(duì)源阻抗ZS(ω)和負(fù)載阻抗ZL(ω)進(jìn)行單獨(dú)調(diào)整。此外，第二諧波負(fù)載阻抗ZL(2ω)可用于提高效率或在其他非線性度變得占優(yōu)勢(shì)時(shí)改善線性度等。
實(shí)施例2圖4示出了本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方式，其中電壓反饋?zhàn)儔浩髋c中和電容CN以及電阻RN一起使用。反饋?zhàn)儔浩饔蓛蓚€(gè)互相耦合的電感器L1和L2組成，其匝數(shù)比n在圖4中定義。附加的中和元件RN源于晶體管的輸入端上具有不可忽略的輸入電阻rπ(見圖1)。如果將RN忽略，由于變壓器反饋動(dòng)作，將在集電極和基極之間出現(xiàn)一個(gè)等效電阻反饋元件，這使得該級(jí)再次非單向，即便已經(jīng)中和了Cjc。在BJT的基極和集電極之間放置一個(gè)實(shí)電阻RN，可以補(bǔ)償這種影響。注意，對(duì)于FET，由于沒有柵極-源極電阻，僅有柵極-源極電容，這種額外的措施不是必需的。
為了獲得Cjc的中和，應(yīng)符合以下條件 其中rπ＝βF/gm為BJT的等效輸入電阻，Cπ＝τgm+jCc是包括擴(kuò)散電容(τFgm)和基極-發(fā)射極耗盡電容(Cjc)的BJT總等效輸入電容。
此外，這種實(shí)施方式通過互感器L1和L2的匝數(shù)比n以及晶體管Q1的跨導(dǎo)gm，獨(dú)立于源阻抗ZS提供了輸出阻抗ZOUT的控制減少 當(dāng)期望為了使輸出功率和效率最大而匹配輸出阻抗時(shí)，或期望對(duì)低到中功率放大器而提高寬帶性能時(shí)，這在功率放大器(PA)的設(shè)計(jì)中很有用。
IM3消除圖5示出了本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施方式，其中為了對(duì)IM3消除設(shè)置需求，電壓反饋?zhàn)儔浩髋c中和電容CN、電阻RN以及放大器輸入端上的匹配網(wǎng)絡(luò)一起使用。
任何ZS(Δω)與ZS(2ω)的任意組合可以產(chǎn)生IM3消除，但這些組合通常是頻率選擇的。通過雙極晶體管Q1的基極-發(fā)射極結(jié)上的電阻性頻帶外終端可以對(duì)寬帶IM3消除的需求進(jìn)行設(shè)置，其主要取決于以下參數(shù) 頻率獨(dú)立IM3消除將出現(xiàn)在(此處第一次給出) 當(dāng) 其中CIN是經(jīng)過反饋電容中和后的基極-發(fā)射極結(jié)上的總等效電容。讀推導(dǎo)計(jì)算是非常龐大的，因此沒有在此全部示出。
不幸地，由于非線性基極-發(fā)射極電流的一小部分傳送到輸出端，這不能通過Eq(9)中設(shè)置的條件來補(bǔ)償，因此電壓反饋技術(shù)沒有產(chǎn)生理想的IM3消除。通過在輸出端再次增加二次諧波短路，將出現(xiàn)理想的IM3消除 再次指出，可以對(duì)源阻抗ZS(ω)和負(fù)載阻抗ZL(ω)進(jìn)行獨(dú)立調(diào)整以獲得最佳增益和/或功率轉(zhuǎn)移。
此外，如果沒有要求理想的IM3消除，可以通過調(diào)整ZL(2ω)在線性度和效率之間進(jìn)行折衷。
實(shí)施例3基于圖3中的單端電流反饋拓?fù)?，圖6中示出了差分等效電路。電流反饋?zhàn)儔浩?L1和L3)的初級(jí)線圈形成了輸入變壓器T1的一部分，其允許分別處理差模信號(hào)和共模信號(hào)。電流反饋?zhàn)儔浩鞯拇渭?jí)線圈(L2和L4)可連接到輸出變壓器T2，其也允許分別處理差模信號(hào)和共模信號(hào)。通過這種方式，針對(duì)功率、增益或噪聲，在基頻上對(duì)線性度和阻抗匹配的需求中存在互不相關(guān)性。
如實(shí)施例1中所論述的中和處理。如果根據(jù)Eq(11)設(shè)置共模源阻抗，則將會(huì)產(chǎn)生頻率獨(dú)立IM3的消除ZSC(Δω)=ZSC(2ω)=RSC=βFn4gm(βF+n)---Eq(11)]]>為了最佳增益和/或功率傳遞，或?yàn)榱俗钚≡肼暎梢元?dú)立調(diào)整基本的源阻抗ZS(ω)和負(fù)載阻抗ZL(ω)。
此外，二次諧波負(fù)載阻抗ZL，c(2ω)作為輸出變壓器上的共模阻抗出現(xiàn)，并可用于提高效率或在其他非線性度變得占優(yōu)勢(shì)時(shí)改善線性度等。注意，由于通過在中心抽頭上的共模阻抗來設(shè)置頻帶外終端，這種配置原則上支持多倍頻程帶寬。
實(shí)施例4基于圖5中的單端電壓反饋拓?fù)洌瑘D7中示出了差分等效電路。電壓反饋?zhàn)儔浩?L2和L4)的次級(jí)線圈形成了輸出變壓器T2的一部分，其允許分別處理差模信號(hào)和共模信號(hào)。電流反饋?zhàn)儔浩鞯某跫?jí)線圈(L1和L3)可連接到輸入變壓器T1，其也允許分別處理差模信號(hào)和共模信號(hào)。通過這種方式，針對(duì)功率、增益或噪聲，在基頻上對(duì)線性度和阻抗匹配的需求中存在互不相關(guān)性。
如實(shí)施例2中所論述的中和處理頻率獨(dú)立IM3消除將出現(xiàn)在(此處第一次給出) 當(dāng) 其中CIN是經(jīng)過反饋電容中和后的基極-發(fā)射極結(jié)上的總等效電容。此外，為了實(shí)施全部的消除，二次諧波共模負(fù)載終端上的需求存在 為了最佳增益和/或功率傳遞可以對(duì)源阻抗ZS(ω)和負(fù)裁阻抗ZL(ω)進(jìn)行獨(dú)立調(diào)整。此外，如果沒有要求理想的IM3消除，可以通過調(diào)整ZL，c(2ω)在線性度和效率之間進(jìn)行折衷。
進(jìn)一步的實(shí)施例
雖然如上所述，本發(fā)明的進(jìn)一步實(shí)施例，例如可以以單端放大器的形式使用雙極晶體管作為L(zhǎng)NA，但也可以使用其他類型的晶體管，例如金屬氧化物晶體管。如以上所描述的，晶體管放大器電路具有電流至電流的反饋?zhàn)儔浩鳎糜诜答侂娙莸闹泻鸵约霸O(shè)置放大器的輸入阻抗。通過輸入端上的頻帶外終端實(shí)現(xiàn)IM3消除，其不依賴于放大器的輸出端的負(fù)載。IM3的消除提供了更好的線性度，而電容中和提供了高而穩(wěn)定的增益。這些特征比在寬動(dòng)態(tài)范圍上的增益和線性度方面的其他現(xiàn)有技術(shù)更加互不相關(guān)的。因此，在所希望的高增益和良好線性度的特性之間存在較少的折衷。特別地，他們的實(shí)施可以具有好的效果和高度集成，這對(duì)許多諸如為便攜設(shè)備或家用電器的無線傳輸之類的應(yīng)用是很重要的。該放大器可以是單端或差分共發(fā)射極放大器。它可以對(duì)RF應(yīng)用使用GaAsHBTs或其他雙極型工藝(SiGe HBT，GaAs HBT，Si BJT)。
其他變化對(duì)本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說將是顯而易見的，并且將包含在權(quán)利要求中。
實(shí)施例的對(duì)比由于電流反饋?zhàn)儔浩鞯某跫?jí)線圈是接地的(L1)并且在寬帶IM3消除所需要的Δω上促使總是零阻抗，因此實(shí)施例1的可能較不利方面是，它可能難于這個(gè)頻率上實(shí)現(xiàn)電阻性終端。
但由于輸入變壓器的平衡-不平衡變換器(balun)的損耗掩蓋了晶體管技術(shù)的最小噪聲系數(shù)，使用實(shí)施例3可能難于獲得晶體管技術(shù)的最小噪聲系數(shù)。這取決于設(shè)計(jì)者，哪個(gè)系數(shù)更重要，寬頻帶上的線性度還是噪聲。
由于除了通過中和技術(shù)改善增益之外，還可以為了最大功率傳遞，而對(duì)輸出阻抗進(jìn)行調(diào)整，實(shí)施例2和4更適于移動(dòng)通信系統(tǒng)中的低到中功率放大器。二次諧波負(fù)載阻抗(短路)上的額外需求僅對(duì)理想的IM3消除要求。實(shí)際上，這不會(huì)帶來很多問題，因?yàn)閷?duì)于好的AB類放大器來說，需將二次諧波頻率上的輸出阻抗短路。
由于不受到在輸出端上的二次諧波短路的限制，實(shí)施例3在較寬的帶寬上的線性度方面是最好的。理想的，這種電路將給出最終的頻率獨(dú)立IM3消除。一種可選方式是對(duì)中和處理使用交叉耦合的反饋電容器來產(chǎn)生高共模反饋通道，其使得IM3消除再次依賴于二次諧波負(fù)載終端。在這種觀點(diǎn)中，由于通過共模反饋通道沒有和放大器的輸入端相互作用，實(shí)施例4也是比較好的，盡管它為了理想的消除而需要二次諧波負(fù)載終端。
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權(quán)利要求
1.一種晶體管放大器電路，具有用于消除第三級(jí)互調(diào)失真(IM3)的電路，以及中和反饋電容的電路。
2.如權(quán)利要求1的放大器電路，其是單端放大器。
3.如權(quán)利要求1或2的放大器電路，用于反饋電容中和的電路包括電流至電流反饋?zhàn)儔浩鳎约安⒙?lián)耦合在放大器的輸出通路上的電容。
4.如權(quán)利要求3的放大器電路，電流至電流反饋?zhàn)儔浩饕灿糜谠O(shè)置放大器的輸入阻抗。
5.如權(quán)利要求3或4的放大器電路，電流至電流變壓器包括與放大器的輸入端并聯(lián)耦合的第一電感器，以及與放大器的輸出通道串聯(lián)耦合的第二電感器，電感器被定位成提供電感互耦合。
6.上述任一權(quán)利要求的放大器電路，用于電容中和的電路包括電壓反饋?zhàn)儔浩饕约安⒙?lián)耦合于放大器的輸入通道的電容。
7.如權(quán)利要求3-6中任一權(quán)利要求的放大器電路，還包括對(duì)放大器的輸入電阻進(jìn)行補(bǔ)償?shù)姆答侂娮琛?br> 8.如權(quán)利要求2-7中任一權(quán)利要求的放大器電路，晶體管的發(fā)射極接地。
9.如權(quán)利要求1或3-8中任一權(quán)利要求的放大器電路，包括一個(gè)具有兩個(gè)或更多晶體管的差分放大器。
10.如權(quán)利要求9的放大器電路，包括一個(gè)差分共發(fā)射極放大器。
11.上述任一權(quán)利要求的放大器電路，用于消除第三級(jí)互調(diào)失真的電路位于放大器的輸入端，并由于反饋電容的中和而獨(dú)立于晶體管的負(fù)載。
12.上述任一權(quán)利要求的放大器電路，用于消除第三級(jí)互調(diào)失真的電路包括電阻性頻帶外終端。
13.上述任一權(quán)利要求的放大器電路，將用于消除第三級(jí)互調(diào)失真的電路安排成終端阻抗由以下給定RS(Δω)(RS=2ω)=βF(n-1)gm(2n-3)]]>當(dāng)CI-NCd＝2F gm或ZS(ΔCω)SZ=(2ω)S=RC=βF(n-1)2gm(2n-3)]]>當(dāng)CI-NCd＝2F gm其中CIN為反饋電容中和之后的總等效晶體管輸入電容。
14.一種排列成差分或單端形式的晶體管放大器電路，具有與放大器的輸入端并聯(lián)耦合的第一電感器，以及與放大器的輸出通道串聯(lián)耦合的第二電感器，這些電感被定位成提供電感互耦合，以及一個(gè)并聯(lián)耦合于輸出通道的電容器，該電容器和電感器被調(diào)整大小來中和寄生反饋電容。
15.一種排列成差分或單端形式的晶體管放大器電路，具有與放大器的輸入端串聯(lián)耦合的第一電感器，以及與放大器的輸出通道并聯(lián)耦合的第二電感器，這些電感被定位成提供電感互耦合，以及一個(gè)并聯(lián)耦合于輸入通道的電容器，該電容器和電感器被調(diào)整大小來中和寄生反饋電容。
16.一種具有前述任一權(quán)利要求的放大器電路的無線收發(fā)機(jī)。
17.一種使用權(quán)利要求16的收發(fā)機(jī)產(chǎn)生無線信號(hào)的方法。
18.一種具有權(quán)利要求1-15任一權(quán)利要求的放大器電路的集成電路。
19.具有無線收發(fā)機(jī)的便攜消費(fèi)設(shè)備，該收發(fā)機(jī)具有權(quán)利要求1-15任一權(quán)利要求中所述的放大器電路。
全文摘要
一種晶體管放大器電路，具有電流至電流反饋?zhàn)儔浩?，用于中和反饋電容和設(shè)置放大器的輸入阻抗。通過輸入端上的頻帶外終端執(zhí)行IM3消除，該消除不依賴于放大器輸出端的負(fù)載。IM3消除提供更好的線性度，而電容中和提供高而穩(wěn)定的增益。在寬動(dòng)態(tài)范圍上的增益和線性度方面，這些特征比線性度其他現(xiàn)有技術(shù)更加不相關(guān)。因此，在所希望的高增益和良好線性度特性之間存在較少的折衷。特別地，他們的實(shí)施可以具有好的效果和高度集成，這對(duì)許多諸如為便攜設(shè)備或家用電器的無線傳輸之類的應(yīng)用是很重要的。該放大器可以是單端或差分共發(fā)射極放大器。它可以對(duì)RF應(yīng)用使用GaAs HBT或其他雙極型技術(shù)(SiGeHBT，GaAs HBT，Si BJT)。
文檔編號(hào)H03F1/14GK1765048SQ200480008344
公開日2006年4月26日 申請(qǐng)日期2004年3月25日 優(yōu)先權(quán)日2003年3月28日
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