專利名稱：：用于無(wú)源超高頻射頻識(shí)別芯片的高穩(wěn)定度時(shí)鐘產(chǎn)生電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明屬于微電子
技術(shù)領(lǐng)域：
，涉及集成電路設(shè)計(jì)，特別是一種時(shí)鐘產(chǎn)生電路，用于無(wú)源超高頻射頻識(shí)別(UHFRFID)芯片等具有獨(dú)立時(shí)鐘產(chǎn)生模塊的集成電路系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
：近年來(lái)，射頻識(shí)別RFID技術(shù)因?yàn)槠鋸V闊的應(yīng)用前景，發(fā)展十分迅速。RFID系統(tǒng)通常包括電子標(biāo)簽、讀寫(xiě)器和數(shù)據(jù)管理系統(tǒng)三個(gè)主要部分構(gòu)成。電子標(biāo)簽由天線和RFID芯片組成，每個(gè)芯片存儲(chǔ)著其所標(biāo)識(shí)物體的相關(guān)信息；讀寫(xiě)器讀取或?qū)懭隦FID芯片中的信息，并通過(guò)網(wǎng)路和其他計(jì)算機(jī)或系統(tǒng)通訊，完成對(duì)RFID芯片的信息獲取、解釋以及數(shù)據(jù)管理。無(wú)源UHFRFID使用860960MHz的載波頻率，圖1為讀寫(xiě)器與電子標(biāo)簽通訊圖，RFID芯片通過(guò)天線從讀寫(xiě)器獲取能量，上電啟動(dòng)工作，接收讀寫(xiě)器發(fā)送過(guò)來(lái)的數(shù)據(jù)，并向讀寫(xiě)器反向散射數(shù)據(jù)，完成電子標(biāo)簽和讀寫(xiě)器之間的通訊。無(wú)源UHFRFID芯片由模擬前端、數(shù)字基帶和存儲(chǔ)器構(gòu)成，圖2為模擬前端與數(shù)字基帶結(jié)構(gòu)框圖。目前ISO的標(biāo)準(zhǔn)不支持標(biāo)簽芯片從空口中恢復(fù)提取時(shí)鐘，只能由模擬前端的時(shí)鐘模塊電路為數(shù)字基帶工作提供特定的時(shí)鐘頻率。芯片天線從讀寫(xiě)器接收能量，通過(guò)電荷泵輸出給電源管理模塊一定的電壓，電源管理模塊電路為時(shí)鐘模塊電路提供工作電壓VDD和參考輸入電流I。當(dāng)RFID芯片與讀寫(xiě)器之間沒(méi)有數(shù)據(jù)傳輸時(shí)，獲得的能量橫定，電源管理模塊輸出電壓VDD和電流I沒(méi)有波動(dòng)；當(dāng)讀寫(xiě)器向芯片發(fā)送數(shù)據(jù)或芯片調(diào)制反射數(shù)據(jù)時(shí)，芯片獲得的能量有很大的波動(dòng)，電源管理模塊輸出電壓VDD和電流I產(chǎn)生很大波動(dòng)；并且由于芯片與閱讀器的工作距離的遠(yuǎn)近不同和工藝的影響，造成VDD和I很大的偏差。對(duì)于無(wú)源UHFRFID系統(tǒng)，目前國(guó)內(nèi)外普遍使用的時(shí)鐘電路輸出時(shí)鐘頻率和工作電壓VDD或參考輸入電流I相關(guān)，因此輸出時(shí)鐘頻率抖動(dòng)和偏差都很大，使得數(shù)字基帶不能穩(wěn)定可靠地工作。F.Cilek等人在UltraLowPowerOscillatorforUHFRFIDTransponder文章中提出環(huán)形振蕩器，這種電路結(jié)構(gòu)輸出時(shí)鐘頻率與電流I成正比，與VDD成反比。當(dāng)電流I或電壓VDD存在波動(dòng)或偏差時(shí)，輸出時(shí)鐘頻率出現(xiàn)很大抖動(dòng)和偏差，并且時(shí)鐘頻率在常溫下的溫度系數(shù)很大。RayBarnett禾口JinLiu在A0.8V1.52MHzMSVCRelaxationOscillatorwithInvertedMirrorFeedbackReferenceforUHFRFID提出弛豫振蕩器，輸出時(shí)鐘頻率是電流I的弱函數(shù)，抖動(dòng)有所減小，但是沒(méi)有在根本上解決時(shí)鐘頻率隨工作電流波動(dòng)而抖動(dòng)的問(wèn)題，而且時(shí)鐘頻率隨溫度的變化而出現(xiàn)偏差。目前適用于無(wú)源UHFRFID芯片的時(shí)鐘產(chǎn)生電路的缺陷如下1.時(shí)鐘電路結(jié)構(gòu)不能夠抑制電流I和工作電壓VDD波動(dòng)，時(shí)鐘輸出頻率抖動(dòng)很大；2.前級(jí)電源管理模塊需使用濾波電路來(lái)減小I和VDD的紋波，增大了芯片面積和成本，設(shè)計(jì)難度大；33.時(shí)鐘電路結(jié)構(gòu)不能夠抑制電流I和工作電壓VDD偏差，限制了RFID芯片的工作距離；4.RFID芯片工作時(shí)，須頻繁使用時(shí)鐘校準(zhǔn)，降低了工作效率，同時(shí)增加了數(shù)字基帶的設(shè)計(jì)難度。5.輸出時(shí)鐘頻率常溫下的溫度系數(shù)大，RFID芯片工作的溫度范圍窄。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的在于克服上述已有技術(shù)的不足，提供一種用于無(wú)源UHFRFID芯片的時(shí)鐘產(chǎn)生電路，以抑制電流I和電壓VDD的波動(dòng)和偏差，減小時(shí)鐘抖動(dòng)和偏差以及溫度漂移，使RFID芯片工作于更遠(yuǎn)的距離和更寬的溫度范圍。為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的時(shí)鐘電路包括一組電流鏡時(shí)鐘校準(zhǔn)電路、第一反相器、第二反相器、第一比較器、第二比較器、第一RS觸發(fā)器、第二RS觸發(fā)器、第三反相器和第四反相器，電流鏡時(shí)鐘校準(zhǔn)電路輸出電流12通過(guò)連接在第一比較器和第二比較器的反相輸入端的電阻R'產(chǎn)生比較電平V，第一反相器的輸出端與第一充放電電容Q和第一比較器的同相輸入端相連接，第一比較器的輸出依次通過(guò)第一RS觸發(fā)器和第二RS觸發(fā)器的輸入端S和輸出端Q接至第一反相器的輸入端構(gòu)成第一振蕩回路；第二反相器的輸出端與第二充放電電容C2和第二比較器的同相輸入端相連接，第二比較器的輸出端依次通過(guò)第一RS觸發(fā)器和第二RS觸發(fā)器的輸入端R和輸出端Q接至第二反相器的輸入端構(gòu)成第二振蕩回路，第二RS觸發(fā)器的輸出端Q依次經(jīng)過(guò)第三反相器和第四反相器輸出時(shí)鐘，其中電阻R'采用正溫度系數(shù)的N阱電阻&和負(fù)溫度系數(shù)的高阻多晶硅電阻&串聯(lián)而成，調(diào)節(jié)這兩種電阻的比值，得到常溫下零溫度系數(shù)的時(shí)鐘頻率，避免時(shí)鐘的溫漂問(wèn)題；在串聯(lián)連接的電阻Ri和R2兩端并聯(lián)連接有延遲電容Q，以實(shí)現(xiàn)比較電平V向后延遲T。/4時(shí)間，避免時(shí)鐘頻率隨電流波動(dòng)而抖動(dòng)，T。為輸出時(shí)鐘周期。所述的電流鏡/時(shí)鐘校準(zhǔn)電路采用一組PMOS電流鏡組成，這組PMOS電流鏡由六個(gè)電流鏡支路組成，但不限于六路，可根據(jù)時(shí)鐘校準(zhǔn)的范圍和精度的需要，增加電流鏡支路。第一電流鏡支路為比較器產(chǎn)生偏置電流13，第二電流鏡支路產(chǎn)生的電流12通過(guò)電阻R'產(chǎn)生比較電平V，第三路電流鏡支路、第四路電流鏡支路、第五路電流鏡支路和第六路電流鏡支路分別經(jīng)過(guò)一個(gè)PMOS開(kāi)關(guān)管匯集形成電流L，時(shí)鐘校準(zhǔn)數(shù)據(jù)輸入到各個(gè)PMOS開(kāi)關(guān)管的柵極，控制開(kāi)關(guān)管的通與斷，以調(diào)節(jié)電流L的大小。這種結(jié)構(gòu)使得電流L與12的大小和波動(dòng)幅度成比例k=1乂12，時(shí)鐘校準(zhǔn)端口輸入默認(rèn)值時(shí)，k=1。所述的第一充放電電容d與第二充放電電容G相等，使得輸出時(shí)鐘占空比為i:L所述的延遲電容C3的大小為第一充放電Q或第二充放電電容C2的一半，使得比較電平V延遲T。/4時(shí)間時(shí)，輸出時(shí)鐘頻率為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>所述的第一比較器和第二比較器使用典型的PMOS輸入對(duì)管的兩級(jí)比較器結(jié)構(gòu)，以實(shí)現(xiàn)在比較電平V較低時(shí)，比較器的各個(gè)晶體管都能工作于飽和區(qū)。所述的第一RS觸發(fā)器和第二RS觸發(fā)器使用或非門(mén)結(jié)構(gòu)。本發(fā)明具有如下優(yōu)點(diǎn)l.本發(fā)明由于在電阻R'上并聯(lián)延遲電容Q后，使得比較電平V延遲"f的時(shí)4間，從而輸出時(shí)鐘頻率/=2,CC=d=C2，輸出時(shí)鐘頻率與電流和電壓無(wú)關(guān)，抑制了電流和電壓的波動(dòng)和偏差，解決了時(shí)鐘隨電流電壓的波動(dòng)而抖動(dòng)的問(wèn)題，進(jìn)而降低了前級(jí)電源管理模塊的設(shè)計(jì)難度，而且前級(jí)電源管理模塊無(wú)需設(shè)計(jì)大的濾波電路，節(jié)省了芯片面積，使芯片成本降低；當(dāng)由于RFID芯片距離讀寫(xiě)器距離變大而造成電流和電壓出現(xiàn)偏差時(shí)，輸出時(shí)鐘頻率無(wú)偏差，從而使得芯片能夠工作于更遠(yuǎn)的距離。而現(xiàn)有技術(shù)由A:(./(:.卄/,,,cosoj/)~'其中，于沒(méi)有并聯(lián)延遲電容Q，輸出時(shí)鐘頻率/r.+/,coscsif+ic、4I!=kl2k(I。+Imcos"t)，T。為輸出時(shí)鐘周期，1。為直流成分，L為電流波動(dòng)的幅度，"為波動(dòng)頻率，可以看出時(shí)鐘頻率隨電流的波動(dòng)而抖動(dòng)。2.本發(fā)明的電阻R'由于采用正溫度系數(shù)的N阱電阻和負(fù)溫度系數(shù)的高阻多晶硅電阻串聯(lián)而成，通過(guò)調(diào)節(jié)兩種電阻的比例，抵消電阻和電容的溫度系數(shù)，得到常溫下幾乎為零溫度系數(shù)的時(shí)鐘頻率，從而解決了時(shí)鐘的溫漂問(wèn)題，使芯片工作于更大的溫度范3.本發(fā)明的電流鏡/時(shí)鐘校準(zhǔn)電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，通過(guò)控制電流IJ勺大小，調(diào)節(jié)因子k，抵消電阻R'和電容Q和(^的工藝偏差，從而克服工藝對(duì)輸出時(shí)鐘頻率的影響，時(shí)鐘校準(zhǔn)端口在輸入默認(rèn)值時(shí)k=1;4.由于校準(zhǔn)之后的時(shí)鐘在后續(xù)工作中的一定范圍內(nèi)不受距離與溫度的影響，時(shí)鐘頻率穩(wěn)定，無(wú)需頻繁校準(zhǔn)，提高了芯片工作效率；而且可以使用外部人為固定校準(zhǔn)模式，數(shù)字基帶無(wú)需單獨(dú)設(shè)計(jì)控制返回?cái)?shù)據(jù)的時(shí)鐘校準(zhǔn)模塊，降低了芯片數(shù)字基帶設(shè)計(jì)復(fù)雜度，減小了芯片的面積。圖1是現(xiàn)有讀寫(xiě)器與標(biāo)簽芯片的通信圖；圖2是現(xiàn)有標(biāo)簽芯片模擬前端和數(shù)字基帶結(jié)構(gòu)圖；圖3是本發(fā)明時(shí)鐘整體電路原理圖；圖4是本發(fā)明時(shí)鐘整體原理圖中的電流鏡/時(shí)鐘校準(zhǔn)模塊電路圖；圖5是本發(fā)明時(shí)鐘整體原理圖中的比較器電路圖；圖6是本發(fā)明時(shí)鐘整體原理圖中的RS觸發(fā)器電路圖；圖7是本發(fā)明電阻R'的組成原理圖；圖8是本發(fā)明時(shí)鐘與現(xiàn)有時(shí)鐘仿真結(jié)果對(duì)比圖；圖9是本發(fā)明時(shí)鐘延遲電容C3的值與輸出時(shí)鐘頻率關(guān)系仿真圖；圖10是本發(fā)明時(shí)鐘溫度特性仿真圖。具體實(shí)施例方式參照?qǐng)D3，本發(fā)明時(shí)鐘整體電路包括一組電流鏡時(shí)鐘校準(zhǔn)電路301、第一反相器302、第二反相器303、第一充放電電容Cp第二充放電電容C^、第一比較器304、第二比較器305、第一RS觸發(fā)器306、第二RS觸發(fā)器307、第三反相器308和第四反相器309。其中第一反相器302和第二反相器303采用PMOS管和NMOS管串聯(lián)結(jié)構(gòu)。電流鏡時(shí)鐘校準(zhǔn)電路301輸出兩路電流L和12，第一輸出電流L輸入到第一反相器302和第二反相器303的PMOS管的源極；第一反相器302和第二反相器303的輸出端分別連接到第一比較器304和第二比較器305的同相輸入端；第一比較器304的反相輸入端和第二比較器305的反相輸入端相連接，并且并聯(lián)有延遲電容Q和電阻R'，第一比較器303的輸出依次通過(guò)第一RS觸發(fā)器306和第二RS觸發(fā)器307的輸入端S和輸出端Q接至第一反相器302的輸入端，構(gòu)成第一振蕩回路；第二比較器305的輸出端依次通過(guò)第一RS觸發(fā)器306和第二RS觸發(fā)器307的輸入端R和輸出端Q接至第二反相器303的輸入端，構(gòu)成第二振蕩回路。第二輸出電流^流過(guò)電阻R'，產(chǎn)生比較電平V;第一反相器302的輸出端與地之間串接有第一充放電電容C"第二反相器303的輸出端與地之間串接有第二充放電電容C2。第二RS觸發(fā)器的輸出端Q依次經(jīng)過(guò)第三反相器308和第四反相器309輸出時(shí)鐘。延遲電容Q的大小為第一充放電d或第二充放電電容(^的一半，使得比較電平V延遲T。/4時(shí)間時(shí)，輸出時(shí)鐘頻率為/=;(:=(:1=(:2，電阻R'采用正溫度系數(shù)的N阱電阻和負(fù)溫度系數(shù)的高阻多晶硅電阻串聯(lián)而成，如圖7所示，調(diào)節(jié)這兩種電阻的比例，使得輸出時(shí)鐘的溫度系數(shù)為零。參照?qǐng)D4，電流鏡/時(shí)鐘校準(zhǔn)電路301采用一組PMOS電流鏡組成，這組PMOS電流鏡由六個(gè)電流鏡支路組成，但不限于六路，可根據(jù)時(shí)鐘校準(zhǔn)的范圍和精度的需要，增加電流鏡支路。第一電流鏡支路401為比較器產(chǎn)生偏置電流13，第二電流鏡支路402產(chǎn)生的電流^通過(guò)電阻R'產(chǎn)生比較電平V，第三路電流鏡支路403、第四路電流鏡支路404、第五路電流鏡支路405和第六路電流鏡支路406分別經(jīng)過(guò)一個(gè)PMOS開(kāi)關(guān)管匯集形成電流Ip時(shí)鐘校準(zhǔn)數(shù)據(jù)輸入到各個(gè)PMOS開(kāi)關(guān)管的柵極，控制開(kāi)關(guān)管的通與斷，以調(diào)節(jié)電流L的大小。這種結(jié)構(gòu)使得電流L與12的大小和波動(dòng)幅度成比例k=1/12，時(shí)鐘校準(zhǔn)端口輸入默認(rèn)值時(shí)，k=1。參照?qǐng)D5，第一比較器304和第二比較器305使用典型的PMOS輸入對(duì)管的兩級(jí)比較器結(jié)構(gòu)，以實(shí)現(xiàn)在比較電平V較低時(shí)，比較器的各個(gè)晶體管都能工作于飽和區(qū)。參照?qǐng)D6，第一RS觸發(fā)器306和第二RS觸發(fā)器307使用或非門(mén)結(jié)構(gòu)。本發(fā)明的工作過(guò)程如下設(shè)電源上電后觸發(fā)器處于Q=1、Q=0的狀態(tài)，則反相器302的P管導(dǎo)通，N管截止，反相器303的N管導(dǎo)通，P管截止，所以電流L經(jīng)反相器302的P管對(duì)電容Q充電，隨著充電過(guò)程的進(jìn)行G上的電壓而逐漸升高；C2經(jīng)反相器303的N管對(duì)地放電，迅速到低電平。當(dāng)d上的電壓升至V時(shí)，比較器304輸出端S由低翻轉(zhuǎn)為高，觸發(fā)器307狀態(tài)也立即翻轉(zhuǎn)為Q二0、Q二l的狀態(tài)，因此反相器303的P管導(dǎo)通，N管截止，反相器302的N管導(dǎo)通，P管截止，^對(duì)C2充電，其上的電壓逐漸上升，Q經(jīng)反相器303的N管對(duì)地放電，迅速降到低電平。當(dāng)C2上的電壓上升到V時(shí)，比較器305輸出端R由低電平翻轉(zhuǎn)為高，所以Q二60，同時(shí)Q二1，觸發(fā)器307又回到了上述第一個(gè)狀態(tài)，重新對(duì)d充電，G放電。如此周而復(fù)始，在Q或Q端就得到了輸出時(shí)鐘波形。為使輸出時(shí)鐘頻率與電流無(wú)關(guān)，在電阻R'上并聯(lián)延遲電容C3，C;-4c，使得2比較電平V延遲T。/4時(shí)間，從而輸出時(shí)鐘頻率為/=^。J《(.，本發(fā)明的效果可以通過(guò)以下仿真進(jìn)一步說(shuō)明仿真1:現(xiàn)有的時(shí)鐘電路與本發(fā)明的時(shí)鐘電路對(duì)比仿真輸入基準(zhǔn)電流I紋波幅度占輸入額定直流不同比例，對(duì)環(huán)形振蕩器、無(wú)電容Q的時(shí)鐘和加電容C3的時(shí)鐘分別進(jìn)行仿真，加電容C3的時(shí)鐘為本發(fā)明時(shí)鐘。仿真數(shù)據(jù)如表l，仿真圖如圖8所示。表l本發(fā)明時(shí)鐘電路和現(xiàn)有時(shí)鐘仿真數(shù)據(jù)對(duì)比<table>tableseeoriginaldocumentpage7</column></row><table>由表l可以看出，本發(fā)明時(shí)鐘增加延遲電容C3，輸出時(shí)鐘抖動(dòng)很小，約為無(wú)電容Q的時(shí)鐘結(jié)構(gòu)的1/16，約為環(huán)形振蕩器的1/180。由于環(huán)形振蕩器的抖動(dòng)太大，圖8中僅對(duì)比了增加延遲電容C3的時(shí)鐘結(jié)構(gòu)和無(wú)電容(^的時(shí)鐘結(jié)構(gòu)，從圖8中可以看出，沒(méi)有并聯(lián)電容C3的時(shí)鐘隨電流波動(dòng)的幅度迅速增大，而本發(fā)明時(shí)鐘抖動(dòng)很小，當(dāng)電流波動(dòng)幅度增大時(shí)，時(shí)鐘抖動(dòng)幾乎沒(méi)有增大。由表1和圖8可以看出，本發(fā)明時(shí)鐘對(duì)基準(zhǔn)電流紋波有很強(qiáng)的抑制能力，時(shí)鐘抖動(dòng)很小，而現(xiàn)有時(shí)鐘電路由于不帶延遲電容Q，抑制紋波的能力大大降低。仿真2:本發(fā)明時(shí)鐘的并聯(lián)延遲電容C3的值對(duì)輸出時(shí)鐘的影響在基準(zhǔn)電流紋波幅度占入額定直流成分不同的比例下，取延遲電容Q為不同的值時(shí)，仿真本發(fā)明時(shí)鐘電路，仿真結(jié)果如圖9所示。如圖9可見(jiàn)，當(dāng)延遲電容Q為4C時(shí)，輸出時(shí)鐘抖動(dòng)最小，且電流紋波越小，時(shí)2鐘抖動(dòng)越小。仿真3:本發(fā)明時(shí)鐘溫度特性仿真本發(fā)明時(shí)鐘使用正溫度系數(shù)的N阱電阻I^和負(fù)溫度系數(shù)的高阻多晶硅電阻R2串聯(lián)補(bǔ)償，降低輸出時(shí)鐘頻率的溫度系數(shù)，仿真結(jié)果如圖io所示。由圖10可見(jiàn)，溫度為25"時(shí)，本發(fā)明時(shí)鐘溫度系數(shù)僅為26卯mTC，說(shuō)明本發(fā)明的時(shí)鐘電路有很強(qiáng)的抑制溫漂能力。權(quán)利要求一種用于無(wú)源超高頻射頻識(shí)別芯片的時(shí)鐘產(chǎn)生電路，包括一組電流鏡時(shí)鐘校準(zhǔn)電路(301)、第一反相器(302)、第二反相器(303)、第一比較器(304)、第二比較器(305)、第一RS觸發(fā)器(306)、第二RS觸發(fā)器(307)、第三反相器(308)和第四反相器(309)，電流鏡時(shí)鐘校準(zhǔn)電路(301)輸出電流I2通過(guò)連接在第一比較器(304)和第二比較器(305)的反相輸入端的電阻R′產(chǎn)生比較電平V，第一反相器的輸出端與第一充放電電容C1和第一比較器的同相輸入端相連接，第一比較器的輸出依次通過(guò)第一RS觸發(fā)器和第二RS觸發(fā)器的輸入端S和輸出端Q接至第一反相器的輸入端構(gòu)成第一振蕩回路；第二反相器的輸出端與第二充放電電容C2和第二比較器的同相輸入端相連接，第二比較器的輸出端依次通過(guò)第一RS觸發(fā)器和第二RS觸發(fā)器的輸入端R和輸出端～Q接至第二反相器的輸入端構(gòu)成第二振蕩回路，第二RS觸發(fā)器的輸出端～Q依次經(jīng)過(guò)第三反相器(308)和第四反相器(309)輸出時(shí)鐘，其特征在于電阻R′采用正溫度系數(shù)的N阱電阻R1和負(fù)溫度系數(shù)的高阻多晶硅電阻R2串聯(lián)而成，調(diào)節(jié)這兩種電阻的比值，得到常溫下零溫度系數(shù)的時(shí)鐘頻率，避免時(shí)鐘的溫漂問(wèn)題；在串聯(lián)連接的電阻R1和R2兩端并聯(lián)連接有延遲電容C3，以實(shí)現(xiàn)比較電平V向后延遲T0/4時(shí)間，避免時(shí)鐘頻率隨電流波動(dòng)而抖動(dòng)，T0為輸出時(shí)鐘周期。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述時(shí)鐘產(chǎn)生電路，其特征在于電流鏡/時(shí)鐘校準(zhǔn)電路(301)采用一組PMOS電流鏡組成，這組PMOS電流鏡由六個(gè)電流鏡支路組成，但不限于六路，可根據(jù)時(shí)鐘校準(zhǔn)的范圍和精度的需要，增加電流鏡支路。第一電流鏡支路(401)為比較器產(chǎn)生偏置電流13，第二電流鏡支路(402)產(chǎn)生的電流12通過(guò)電阻11'產(chǎn)生比較電平V，第三路電流鏡支路(403)、第四路電流鏡支路(404)、第五路電流鏡支路(405)和第六路電流鏡支路(406)分別經(jīng)過(guò)一個(gè)PMOS開(kāi)關(guān)管匯集形成電流Ip時(shí)鐘校準(zhǔn)數(shù)據(jù)輸入到各個(gè)PMOS開(kāi)關(guān)管的柵極，控制開(kāi)關(guān)管的通與斷，以調(diào)節(jié)電流L的大小。這種結(jié)構(gòu)使得電流Ii與^的大小和波動(dòng)幅度成比例k二iyi2，時(shí)鐘校準(zhǔn)端口輸入默認(rèn)值時(shí)，k=l。3.根據(jù)權(quán)利要求1所述時(shí)鐘產(chǎn)生電路，其特征在于第一充放電電容&與第二充放電電容C2相等，使得輸出時(shí)鐘占空比為l:1。4.根據(jù)權(quán)利要求1所述時(shí)鐘產(chǎn)生電路，其特征在于延遲電容C3的大小為第一充放電d或第二充放電電容(^的一半，使得比較電平V延遲T。/4時(shí)間時(shí)，輸出時(shí)鐘頻率為/—廣一f1—r5.根據(jù)權(quán)利要求1所述時(shí)鐘產(chǎn)生電路，其特征在于第一比較器(304)和第二比較器(305)使用典型的PMOS輸入對(duì)管的兩級(jí)比較器結(jié)構(gòu)，以實(shí)現(xiàn)在比較電平V較低時(shí)，比較器的各個(gè)晶體管都能工作于飽和區(qū)。6.根據(jù)權(quán)利要求1所述時(shí)鐘產(chǎn)生電路，其特征在于第一RS觸發(fā)器(306)和第二RS觸發(fā)器(307)使用或非門(mén)結(jié)構(gòu)。全文摘要本發(fā)明公開(kāi)一種用于無(wú)源超高頻射頻識(shí)別芯片的高穩(wěn)定度時(shí)鐘產(chǎn)生電路，主要解決現(xiàn)有時(shí)鐘電路抖動(dòng)大和溫漂高的問(wèn)題。它包括一組電流鏡時(shí)鐘校準(zhǔn)電路(301)、兩個(gè)反相器(302，303)、兩個(gè)比較器(304，305)、兩個(gè)RS觸發(fā)器(306，307)和兩個(gè)反相器(308，309)；該兩個(gè)反相器、該兩個(gè)比較器以及該兩個(gè)RS觸發(fā)器構(gòu)成兩個(gè)振蕩回路，該兩個(gè)比較器的反相輸入端與地之間連接有產(chǎn)生比較電平的電阻R′和延遲電容C3，該電阻采用正溫度系數(shù)的N阱電阻R1和負(fù)溫度系數(shù)的高阻多晶硅電阻R2串聯(lián)補(bǔ)償，以抑制時(shí)鐘溫漂，該電容為電路中充放電電容的一半，實(shí)現(xiàn)比較電平1/4周期延遲，以抑制電流波動(dòng)造成的時(shí)鐘抖動(dòng)。本發(fā)明時(shí)鐘具有輸出時(shí)鐘頻率穩(wěn)定度高的優(yōu)點(diǎn)，可用于集成電路。文檔編號(hào)H03K21/00GK101692607SQ200910023889公開(kāi)日2010年4月7日申請(qǐng)日期2009年9月11日優(yōu)先權(quán)日2009年9月11日發(fā)明者劉偉峰,周俊潮,唐龍飛,莊奕琪,李小明申請(qǐng)人:西安電子科技大學(xué)