專利名稱：減小功耗的mosfet 柵極驅(qū)動器的制作方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明涉及諸如DC/DC變換之類的開關應用中分立或集成的功率MOSFET的驅(qū)動，尤其涉及以高頻開關的分立或集成的功率MOSFET的驅(qū)動。
背景技術(shù)：
使用開關調(diào)節(jié)器通過逐步升高或降低電壓，或利用依賴于改變的條件而逐步升高或降低電壓的能力來調(diào)節(jié)DC電壓并將一個DC電壓變換成另一個DC電壓。通過DC/DC開關變換器和調(diào)節(jié)器對輸入電壓、輸出電壓、負載電流和溫度的范圍的調(diào)節(jié)能力來度量其質(zhì)量。在電壓和電流瞬態(tài)期間，以及在穩(wěn)態(tài)操作期間，DC/DC開關變換器和調(diào)節(jié)器反應應該足夠快，以確保良好的調(diào)節(jié)。在一些應用中，還應該提供電氣隔離，以防止高輸入電壓耦合到輸出端，消除電擊和火災的風險。大多數(shù)開關調(diào)節(jié)器利用電感器或線圈作為能量存儲器件，這是由于電感器容易生成不同于驅(qū)動電感器(即，不同于磁化電感器)的輸入電壓的一定范圍的輸出電壓。一個或多個功率開關，典型的是功率M0SFET，與二極管整流器一起用于控制電感器中的電流，并且，通過使用負反饋，來控制調(diào)節(jié)器的輸出電壓，其中通過脈寬調(diào)制(PWM)控制器來控制所述一個或多個功率開關的開關和導通。在

圖1A-1F中圖示了現(xiàn)有技術(shù)中眾所周知的DC/DC變換調(diào)節(jié)器的一些例子。常見DC/DC變換器拓撲:在圖1A中，降壓(Buck)變換器I通過脈寬調(diào)制，高壓側(cè)功率M0SFET2響應PWM控制器7來控制電感器4中的電流，由此提供逐步降低電壓的調(diào)節(jié)。電容器5對變換器I的輸出端上的電壓紋波進行濾波。當高壓側(cè)M0SFET2關斷時，電感器4中的電流保持不變，這是因為電壓Vx下降到地電壓以下，正向偏置整流器3并使得電感器電流續(xù)流，直到M0SFET2再次接通(turn on)為止。二極管6在正常操作下保持反向偏置。如所示的，M0SFET2是P溝道器件，但利用對柵極驅(qū)動電路進行適當改變，高壓側(cè)N溝道MOSFET可以取代P溝道器件。圖1B圖示了同步降壓變換器10，其具備PWM控制器17、具有內(nèi)在PN結(jié)二極管15的高壓側(cè)P溝道M0SFET11、電感器13和電容器14。同步整流器包含具有內(nèi)在PN結(jié)二極管16的N溝道M0SFET12。同步降壓變換器10包括先斷后接(BBM)電路18，以防止高壓側(cè)P溝道M0SFET11和低壓側(cè)N溝道同步整流器M0SFET12同時導通。同步降壓變換器10的操作采用與對非同步降壓變換器I所描述的相同的控制和反饋技術(shù)，除了在二極管16導通的一部分時間期間，即，當MOSFET11關斷時MOSFET12導通之外。
雖然同步降壓變換器10采用具有P溝道M0SFET11和N溝道M0SFET12的互補半橋，但圖1C的非同步降壓變換器20利用了包含N溝道高壓側(cè)M0SFET21和N溝道低壓側(cè)同步整流器M0SFET22的N溝道圖騰柱布置。在圖1D中示出的升壓(Boost)變換器30包含M0SFET31和PWM控制器36，升壓變換器30通過脈寬調(diào)制或通過以變頻操作來控制M0SFET31的接通時間來控制電感器32中的電流。每當M0SFET31關斷并且電感器32未被磁化時，電壓Vx就很快上升，正向偏置整流二極管33并將向濾波電容器34和輸出端供應電流。經(jīng)由反饋電壓Vfb使用輸出電壓Vwt的反饋來控制M0SFET31的接通時間、電感器33中的電流、和Vwt。同步升壓調(diào)節(jié)器，升壓變換器30的修改包括與二極管33并聯(lián)放置N溝道或P溝道同步整流器M0SFET，以在二極管33正向偏置、即低壓側(cè)M0SFET31關斷時的一部分時間期間內(nèi)從二極管33對電流進行分流。典型地，對于開關調(diào)節(jié)器采用單個電感器而不是變壓器或耦合電感器，在圖1A-1C示出的降壓或同步降壓變換器可以只用于逐步降低電壓的變換，即，將輸入電壓減少為較低的且良好調(diào)節(jié)的輸出電壓。降壓變換器的逆向式(converse)、在圖1D示出的升壓變換器和相應同步升壓變換器可以只用于逐步升高電壓的變換，即，將輸入電壓增加為較高的且良好調(diào)節(jié)的輸出電壓。獲得具有使輸入電壓逐步升高或降低的能力的單個調(diào)節(jié)器需要更復雜的解決方案，使用數(shù)量加倍的功率MOSFET以將降壓和升壓變換器組合成單個電路，或者通過采用多繞組電感器和變壓器。例如，在圖1E中示出的變換器40中，高壓側(cè)M0SFET41驅(qū)動匝數(shù)比為“η”的耦合電感器42，耦合電感器42的次級側(cè)通過一個、兩個、或四個整流二極管或同步整流器MOSFET而整流，以輸出跨接電容器44的電壓。為了調(diào)節(jié)輸出電壓，必須經(jīng)由跨接隔離柵(barrier) 46的反饋電壓Vfb將輸出電壓Vtjut反饋到PWM控制器47，隔離柵46可以包含變壓器或光耦合器。雖然變換器40利用與正輸入電壓V。。連接的P溝道功率M0SFET，但在圖1F中示出的變換器50使用接地的N溝道M0SFET51來控制耦合電感器52中的電流，耦合電感器52的次級繞組通過二極管或MOSFET整流器電路53來整流并通過電容器54濾波。通過隔離變壓器或光耦合器56將跨接電容器54的輸出電壓反饋到初級側(cè)PWM控制器57。依賴于當M0SFET51導通時，同相地將能量傳遞給負載，還是當MOSFET關斷時，異相地將能量傳遞給負載，變換器50可以操作為正激變換器或反激變換器。在圖1A-1F示出的所有調(diào)節(jié)器中，功率MOSFET和整流二極管用于控制變換器和調(diào)節(jié)電路中的能量流動。在同步整流器變換器中，通過導通MOSEFT對均勻的(even) 二極管分流以減小導通損耗。但是，以超過一兆赫的頻率開關功率MOSFET引入(involving) 了開關和柵極驅(qū)動功率損耗，而不僅僅是由導通引起的功率損耗。功率MOSFET中的導通和開關損耗:即使功率MOSFET向其它半導體器件提供了出色的電氣性能，但是尤其對于低于100伏的操作，它們也不是理想的功率開關-事實上，它們的確消耗了功率，并且降低了采用它們的電路的效率。在導通或接通狀態(tài)下，通過跨接漏極-源極端的電壓乘以電流，或P=Id.Vds確定消耗的功率。由于該器件不是一直導通的，所以通過該器件接通和導通的時間占時鐘周期T的百分比(B卩，ton/T)確定平均功率。在如DC/DC開關調(diào)節(jié)器的主開關中，這個分數(shù)也稱為變換器的占空比D。對于本領域的普通技術(shù)人員來說，眾所周知，如果電路不是以固定頻率f = l/τ操作，那么，它的平均功率逐個循環(huán)地改變，并且，必須進行更小心的時間積分，以計算在更長持續(xù)時間上，例如，在鋰電池的放電期間的器件平均功率損耗。導通、“接通”狀態(tài)功率MOSFET中的功率損耗依賴于它的端電壓。術(shù)語“接通”和“開關”不應該被理解為排他性地意味著或暗示數(shù)字操作。功率MOSFET可以操作為可編程電流源或操作為可變電阻。正如在此使用的，術(shù)語“開關”遵從IEEE和Webster (韋伯斯特)詞典的定義，如指的是使電氣電路接通(complete)或中斷電氣電路(即，允許或防止電流流過，而不考慮電流的量值)的器件。在其操作的飽和區(qū)內(nèi)，依賴于柵極電壓和相對不依賴于其漏極電壓Vds的值，“接通”功率MOSFET的表現(xiàn)為如同恒流源Isat。然后，通過下式給出平均功率損耗:
權(quán)利要求
1.一種組合體，包含: 功率 MOSFET (203)； 柵極驅(qū)動器(202)，所述柵極驅(qū)動器(202)的輸出端與所述功率MOSFET (203)的柵極端連接，所述柵極驅(qū)動器(202 )包含第一輸入端和第二輸入端，所述第一輸入端與第一電壓源(V。。)連接，所述第二輸入端與第二電壓源(VBias)連接；以及 切換元件，在所述第一輸入端和所述第二輸入端之間切換所述柵極驅(qū)動器(202)的輸出端，在所述第一電壓源(V。。)提供的第一電壓被傳遞給所述柵極端時，促使所述功率MOSFET (203)處于完全接通條件，以及在所述第二電壓源(VBias)提供的第二電壓被傳遞給所述柵極端時，促使所述功率MOSFET處于低電流條件，在所述低電流條件下，所述功率MOSFET的漏極電流的大小比所述功率MOSFET在截止狀態(tài)下時的漏電流的量值大至少10倍。
2.如權(quán)利要求1所述的組合體，進一步包含與所述柵極驅(qū)動器(202)連接的緩沖器(201)，以便在所述第一和第二輸入端之間重復地切換所述輸出端。
3.如權(quán)利要求1所述的組合體，其中，所述切換元件包含CMOS對(451，453)，所述COMS對(451，453)的第一 MOSFET (451)連接在所述第一輸入端和所述輸出端之間，所述COMS對(451,453)的第二 MOSFET (453)連接在所述第二輸入端和所述輸出端之間。
4.如權(quán)利要求1所述的組合體，其中，所述柵極驅(qū)動器(352)進一步包含第三輸入端，所述第三輸入端與所述功率MOSFET (353)的源極端連接，所述切換元件能夠在所述第一、第二和第三輸入端之間切換所述輸出端。
5.如權(quán)利要求4所述的組合體，其中，所述柵極驅(qū)動器包含: CMOS對(451，453 )，所述COMS對(451，453 )的第一 MOSFET (451)連接在所述第一輸入端和所述輸出端之間，所述COMS對(451，453)的第二 MOSFET (453)連接在所述第三輸入端和所述輸出端之間；以及 第三MOSFET (452)，所述第三MOSFET (452)連接在所述第二輸入端和所述輸出端之間。
6.如權(quán)利要求1所述的組合體，其中，所述功率MOSFET(586)與功率電路中的負載(587)連接。
7.如權(quán)利要求6所述的組合體，進一步包含連接在所述功率電路與所述柵極驅(qū)動器(583，584 )的第二端之間的反饋電路(585，588，589，590 )，所述反饋電路(585，588，589，590)生成用于將所述功率MOSFET (586)的低電流條件下的電流保持在目標值上的誤差信號。
8.如權(quán)利要求7所述的組合體，其中，所述反饋電路(585，588，589，590)包含連接在所述功率電路中的電流傳感器(590 )。
9.如權(quán)利要求8所述的組合體，其中，所述反饋電路(585，588，589，590)包含放大器(588)。
10.如權(quán)利要求9所述的組合體，其中，所述第二電壓源包含可變電壓源(585)，所述電流傳感器(590 )與所述放大器(588 )的第一輸入端連接，所述放大器(588 )的第二輸入端與參考電流源(589 )連接，所述放大器(588 )的輸出與所述可變電壓源連接(585 )。
11.如權(quán)利要求7所述的組合體，其中，所述功率電路包括感測電阻器(615B)。
12.如權(quán)利要求11所述的組合體，其中，所述反饋電路包含放大器(618)和參考電壓源(619)，所述放大器(618)的第一輸入端與所述感測電阻器(615B)連接，所述放大器(618)的第二輸入端與所述參考電壓源(619)連接，以及所述放大器(618)的輸出端與所述柵極驅(qū)動器(613，614)的第二端連接。
13.如權(quán)利要求7所述的組合體，其中，所述反饋電路包含: 電流鏡布置，生成鏡像電流，所述鏡像電流的大小與所述功率電路中的電流(Id)的大小成比例； 感測電阻器(631)，與所述電流鏡布置連接，使得所述鏡像電流流過所述感測電阻器(631)。
14.如權(quán)利要求13所述的組合體，進一步包含放大器(633)，所述放大器(633)的第一輸入端與參考電壓源(632)連接，所述放大器(633)的第二輸入端與所述感測電阻器(631)連接，以及所述放大器(633)的輸出端與所述柵極驅(qū)動器(623，624)的第二輸入端連接。
15.如權(quán)利要求14所述的組合體，其中，所述反饋電路包含與所述功率MOSFET(656)串聯(lián)的第二 MOSFET (658A)。
16.如權(quán)利要求6所述的組合體，其中，所述第二電壓源包含固定電壓源(706)。
17.如權(quán)利要求16所述的組合體，進一步包含 連接在所述功率電路中的電流傳感器；以及 與所述電流源和所述固定電壓源(706 )連接的微調(diào)電路(705 )，所述微調(diào)電路(705 )適用于響應來自所述電流傳感器 的輸出信號來調(diào)整所述第二電壓的量值。
18.如權(quán)利要求17所述的組合體，其中，所述微調(diào)電路包含多個電阻器(729a-729e)和多個一次可編程MOSFET (730a-730e)，所述電阻器(729a-729e)中的每一個與所述一次可編程MOSFET (730a-730e)中的對應的一個并聯(lián)。
19.如權(quán)利要求6所述的組合體，進一步包含電流鏡M0SFET(824B)，所述電流鏡MOSFET(824B)的柵極端和漏極端短接在一起并與所述柵極驅(qū)動器(821)的第二端連接。
20.如權(quán)利要求19所述的組合體，進一步包含電流傳感器，連接在所述功率電路中。
21.如權(quán)利要求20所述的組合體，進一步包含可變電流源(822)，與所述電流鏡MOSFET(824B)連接。
22.如權(quán)利要求21所述的組合體，進一步包含微調(diào)電路(831)，與所述電流源和所述可變電流源(822)連接，所述微調(diào)電路(831)適用于響應來自所述電流傳感器的輸出信號來調(diào)整所述可變電流源(822)供應的電流的量值。
23.如權(quán)利要求6所述的組合體，進一步包含電流鏡M0SFET(882B)，所述電流鏡MOSFET(882B)的柵極端和漏極端短接在一起并與所述柵極驅(qū)動器(884，885)的第二端連接。
24.如權(quán)利要求23所述的組合體，進一步包含電流源(892)，與所述電流鏡MOSFET(882B)連接，所述電流源(892)適用于供應具有量值等于處于低電流條件下的所述功率MOSFET (882A)中的期望的電流量值的指定比例的電流(IMf)。
25.如權(quán)利要求24所述的組合體，其中，所述電流源(904)包含可變電流源(904)。
26.如權(quán)利要求25所述的組合體，進一步包含與所述可變電流源(904)的輸入端連接的數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(906 )、以及與所述數(shù)字-模擬轉(zhuǎn)換器(906 )的輸入端連接的數(shù)字器件(907)。
27.如權(quán)利要求1所述的組合體，其中，所述功率MOSFET是升壓變換器的組件，所述功率MOSFET與電感器串聯(lián)，在所述升壓變換器的輸出端與所述功率MOSFET和所述電感器之間的公共節(jié)點之間連接同步整流器M0SFET。
28.如權(quán)利要求1所述的組合體，其中，所述功率MOSFET是降壓變換器的組件，所述功率MOSFET與同步整流器MOSFET串聯(lián)，在所述降壓變換器的輸出端與所述功率MOSFET和所述同步整流器MOSFET之間的公共節(jié)點之間連接電感器。
29.如權(quán)利要求1所述的組合體，其中，所述第二電壓建立在這樣的電平，以便在完全接通條件與低電流條件之間切換所述功率MOSFET (203)減少在每個開關循環(huán)期間必須移入所述功率MOSFET (203)的柵極和從所述功率MOSFET (203)的柵極移出的電荷量，從而減小了對柵極充電和放電的功率損耗，使得功率節(jié)約不止補償了來自在其低電流條件下繼續(xù)流入所述功率MOSFET (203)的漏極電流的附加功率損耗，由此提高了所述功率MOSFET(203)的整體效率。
30.如權(quán)利要求1所述的組合體，其中，在低電流條件下所述功率MOSFET的漏極電流的大小不大于在完全接通條件下所述功率MOSFET的電流的量值的10%。
31.一種組合體，包含: 功率 MOSFET (203)； 柵極驅(qū)動器(202)，所述柵極驅(qū)動器(202)的輸出端與所述功率MOSFET (203)的柵極端連接，所述柵極驅(qū)動器(202 )包含第一輸入端和第二輸入端，所述第一輸入端與第一電壓源(V。。)連接，所述第二輸入端與第二電壓源(VBias)連接；以及 切換元件，在所述第一輸入端和所述第二輸入端之間切換所述柵極驅(qū)動器(202)的輸出端，在所述第一 電壓源(V。。)提供的第一電壓被傳遞給所述柵極端時，促使所述功率MOSFET (203)處于完全接通條件，以及在所述第二電壓源(VBias)提供的第二電壓被傳遞給所述柵極端時，促使所述功率MOSFET處于低電流條件，在所述低電流條件下所述功率MOSFET的柵極-源極電壓處于所述功率MOSFET的外推閾值電壓的10%到125%的范圍內(nèi)。
32.如權(quán)利要求31所述的組合體，其中，在所述低電流條件下所述功率MOSFET的柵極-源極電壓處于所述功率MOSFET的外推閾值電壓的25%到100%的范圍內(nèi)。
全文摘要
一種用于例如DC/DC變換器中功率MOSFET的柵極驅(qū)動器，其在完全接通條件與低電流條件之間切換MOSFET，而不是在MOSFET完全接通條件與完全關斷條件之間切換MOSFET。由此減少了對MOSFET的柵極充電和放電所必須轉(zhuǎn)移的電荷量，并且提高了MOSFET的效率?？梢允褂梅答侂娐穪肀ＷC處于低電流條件下的功率MOSFET中的電流的量值是正確的。可替代地，可以使用微調(diào)處理來校正柵極驅(qū)動器供應給處于低電流條件下的功率MOSFET的柵極的電壓的量值。
文檔編號H03K17/18GK103152022SQ20131002171
公開日2013年6月12日 申請日期2008年4月30日 優(yōu)先權(quán)日2007年5月21日
發(fā)明者理查德.K.威廉斯 申請人:先進模擬科技公司