專利名稱：譯碼均衡器的制作方法
該發(fā)明涉及一種用于高分辨率電視信號的采樣值傳輸系統(tǒng)如MUSE(多路子-尼奎斯特采樣編碼)系統(tǒng)的譯碼均衡器，并進(jìn)一步涉及一種用于譯碼均衡器并適于實現(xiàn)其傳輸系統(tǒng)傳輸特性的自動均衡子區(qū)域型的A/D轉(zhuǎn)換器。
對于由偏置采樣所產(chǎn)生的采樣值的傳輸來講，如在MUSE系統(tǒng)中，其傳輸通路特性的均衡，通常的技術(shù)是在接收機(jī)一方采用標(biāo)準(zhǔn)的接收機(jī)，而在發(fā)射機(jī)一方通過編碼器完成予均衡，以此使該接收機(jī)能有滿意的重現(xiàn)特性。但是，如果在該標(biāo)準(zhǔn)接收機(jī)中存在有特性上的易變性，那么這種技術(shù)就不能實現(xiàn)有效的予均衡了。另一個問題是，當(dāng)給不同的信息媒介，例如BS(廣播衛(wèi)星)系統(tǒng)及22GH2地面系統(tǒng)，輸送信號時，則需要用不同的均衡。
如在日本專利申請JP-A-172826/62公開的那樣，用于高分辨率電視信號的模擬信號傳輸?shù)膫鬏斕匦缘淖詣泳饧夹g(shù)是在電視信號中插入一些單位脈沖信號作為測試信號，并通過順序信號處理檢測傳輸通路的傳輸特性。因此，它需要一個用于中繼線系統(tǒng)的16.2MH2時鐘頻率的A/D轉(zhuǎn)換器和一個用于均衡系統(tǒng)的32.4MH2時鐘頻率的A/D轉(zhuǎn)換器。
本發(fā)明的一個目的是給出一種能夠均衡偏置采樣信號的譯碼均衡器，從而在接收機(jī)一方能有總是滿意的傳輸特性。
本發(fā)明的另一個目的是給出一種電路結(jié)構(gòu)簡單而且電路設(shè)計容易的譯碼均衡器。
本發(fā)明再一個目的是給出一種用于上述譯碼均衡器的子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器，并且能夠有效地實現(xiàn)電視信號的A/D轉(zhuǎn)換及自動均衡測試信號的A/D轉(zhuǎn)換，而無需增加電路結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性。
本發(fā)明歸結(jié)于一種用于傳輸系統(tǒng)的譯碼均衡器。在該系統(tǒng)中，高分辨率的電視信號在指定的頻率上被采樣;并傳輸用于檢測傳輸通路傳輸特性的采樣值和測試信號;用譯碼器對該采樣值進(jìn)行譯碼;利用測試信號對該傳輸通路的傳輸特性進(jìn)行均衡。該均衡器包括有在兩倍于指定采樣頻率的頻率上提取采樣值的第一采樣裝置;在指定的采樣頻率上提取采樣值的第二采樣裝置;對第一采樣裝置的輸出信號進(jìn)行濾波的濾波器裝置，從而產(chǎn)生出用于校正傳輸高分辨率電視信號傳輸失真的校正值;把第二采樣裝置的輸出信號經(jīng)過一段延遲后加到濾波器裝置的輸出信號上的加法裝置;從加法裝置的輸出信號中提取測試信號的信號提取裝置;接收與信號提取裝置給出的測試信號最相一致的數(shù)據(jù)并根據(jù)予定的基準(zhǔn)數(shù)據(jù)計算誤差，然后再根據(jù)所計算出的誤差確定該濾波器裝置的校正值的運算裝置;如此重復(fù)其接收數(shù)據(jù)、計算誤差及確定校正值，直到使該誤差小于其予定值為止的運算裝置。
本發(fā)明也歸結(jié)于一種用于傳輸系統(tǒng)的子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器。在該系統(tǒng)中，于指定的采樣頻率上采樣其高分辨率電視信號;并傳輸用于檢測傳輸通路傳輸特性的采樣值和測試信號;用譯碼器對該采樣值進(jìn)行譯碼;利用測試信號對該傳輸通路的傳輸特性進(jìn)行均衡。其中，把多個A/D轉(zhuǎn)換器以多級的形式連接起來，并且前級A/D轉(zhuǎn)換器的驅(qū)動時鐘頻率是后級A/D轉(zhuǎn)換器驅(qū)動時鐘頻率的倍數(shù)。


圖1是本發(fā)明的譯碼均衡器第一個實施方案的方框圖。
圖2是本發(fā)明的譯碼均衡器第二個實施方案的方框圖。
圖3是說明圖1及圖2所示的CPU操作的流程圖。
圖4是說明MUSE系統(tǒng)進(jìn)行均衡所要求的采樣頻率特性曲線圖。
圖5是舉例說明測試信號的波形圖。
圖6A和圖6B是舉例說明均衡器結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖7是說明適用于本發(fā)明的均衡器子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器總體結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖8和圖9是說明加到子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器上的電路方框圖。
圖10是舉例說明在進(jìn)行均衡的過程中單位脈沖信號的波形圖。
圖11是舉例說明在進(jìn)行均衡的過程中接收轉(zhuǎn)換波形的波形圖。
以下參照附圖將詳細(xì)描述本發(fā)明的這些實施方案。
我們以已經(jīng)研制成的關(guān)于高分辨率電視信號的MUSE傳輸系統(tǒng)為例來說明這些實施方案。該系統(tǒng)是用于傳輸在幀、場和行之間通過偏置采樣所取得的模擬信號的一種模擬信號傳輸系統(tǒng)。
圖1是本發(fā)明的譯碼均衡器的一個實施方案的方框圖。在圖1中，用1指示的是在MUSE系統(tǒng)中以32.4MH2的頻率對輸入的模擬信號進(jìn)行采樣的A/D轉(zhuǎn)換器。2是把A/D轉(zhuǎn)換器1的輸出信號轉(zhuǎn)換成頻率為16.2MH2(或MS/S每秒106個采樣)的中繼線采樣時鐘頻率信號的子采樣電路。3是延遲電路。4是加法器。5是帶有可變抽頭的均衡濾波器，并將它用來產(chǎn)生出均衡校正值。6是VIT信號提取電路。該電路通過在中繼線系統(tǒng)中的超前插入，用對傳輸通路的失真進(jìn)行測量的脈沖響應(yīng)波形來提取VIT(垂直間隔測試)信號。7是CPU。該CPU接收由信號提取電路6給出的信號波形數(shù)據(jù)，并把該數(shù)據(jù)與所存貯了的理想波形數(shù)據(jù)相比較，從而估算該失真，并控制均衡濾波器5的可變抽頭，以此產(chǎn)生出該均衡校正值。通過加法器4把該校正值加到中繼線系統(tǒng)的信號上，并將該傳輸線路上的傳輸特性進(jìn)行均衡。
該MUSE系統(tǒng)的中繼線系統(tǒng)具有16.2MH2的采樣時鐘頻率，而均衡系統(tǒng)則運行在32.4MH2的采樣時鐘頻率上。圖4是用于解釋對于MUSE模式的均衡所必需的采樣時鐘頻率的特性曲線圖。如圖4所示之，若在16.2MH2的頻率上進(jìn)行采樣，并試圖產(chǎn)生8.1MH2的滑離特性曲線1a)，則將導(dǎo)致在大于8.1MH2的用虛線表示的特性曲線(b)的高頻范圍上出現(xiàn)重疊。但用兩倍于16.2MH2的32.4MH2的頻率上進(jìn)行采樣，就可以避免這種重疊，并且實現(xiàn)為均衡所需要的采樣頻率。
圖2是本發(fā)明的譯碼均衡器的另一個實施方案的方框圖。在圖2中與圖1相同的那些組成部分均用相同的符號表示，因而將不再重述。用8指示的是在16.2MH2上對輸入信號進(jìn)行采樣的A/D轉(zhuǎn)換器，并且將它的輸出信號用于中繼線系統(tǒng)。9是在32.4MH2上對輸入信號進(jìn)行采樣的A/D轉(zhuǎn)換器，并且將它用作為均衡系統(tǒng)的一個電路組成部分。
圖2所示的構(gòu)成為中繼線系統(tǒng)的一個支路的電路結(jié)構(gòu)，能使均衡系統(tǒng)的A/D轉(zhuǎn)換器9具有最多6比特的分辨能力?？上攵?，該均衡濾波器5在沒有直流成份的條件下，需要最多能夠處理6比特的信號。似乎在具有6比特分辨能力的用于該均衡系統(tǒng)的A/D轉(zhuǎn)換器9和中繼線系統(tǒng)的A/D轉(zhuǎn)換器8之間的相位差上，還會出現(xiàn)問題。但是，通過在均衡系統(tǒng)環(huán)路中采用迭代校正操作，并通過在低于1/5的時鐘周期上抑制該相位差，可以完全防止出現(xiàn)問題。上述迭代方法能使該譯碼器的均衡具有很小的均衡量，并且是在認(rèn)為理想地進(jìn)行了均衡之后再給出該數(shù)字電路的特性的。這樣一來，其電路結(jié)構(gòu)也得到了大大的簡化。
圖3是說明圖1和圖2中所示的CPU執(zhí)行處理過程的流程圖。在圖3的流程圖中，步驟S1借助于VIT信號提取電路6在VIT信號中讀取數(shù)據(jù)，并把該數(shù)據(jù)送到CPU7。步驟S2從在CPU中予先存貯了的理想脈沖響應(yīng)數(shù)據(jù)中減去所提取的數(shù)據(jù)，以便估算誤差。步驟S3使可變抽頭均衡濾波器5的中心抽頭系數(shù)等于除此中心抽頭外的誤差和。步驟S4對這些抽頭的誤差乘以-1。因此，均衡濾波器5具有零增益，并且不會在中繼線系統(tǒng)中形成直流變量。步驟S5對誤差值乘以α(α＜1)，從而排除在均衡操作中產(chǎn)生振蕩的可能性。步驟S6從已予先估算的濾波系數(shù)中減去該誤差。步驟S7將誤差數(shù)據(jù)送到均衡濾波器的可變抽頭，從而控制該濾波器。步驟S8，重復(fù)上述操作，直到其誤差值小于予定值β為止。如步驟S8中所指出的那樣，僅僅根據(jù)在16.2MH2上的誤差數(shù)據(jù)決定其收斂狀態(tài)，即把原始讀取的采樣值作為MUSE模式的信號。
以下將更加詳述該VIT信號。圖5是舉例說明MUSE信號中VIT信號的波形圖。由圖5中(A)所示，是第n幀的脈沖響應(yīng)波形，而(B)是第n+1幀的波形。波形(A)在中心點M處有一峰值(用X標(biāo)志)，其振蕩幅度從M點向右或向左逐漸衰減。如在水平軸上用“X”標(biāo)志所指出的那樣，該響應(yīng)特性具有等間隔的零交叉點。
波形(B)在對應(yīng)于波形(A)“X”位置中心部位的兩個位置上具有最大值，并且對應(yīng)于其余的“X”位置上也有幅度峰值，而且用符號“O”給出指示。
因此，將圖5中的波形(A)和波形(B)組合起來，就得到了在32.4MH2上的采樣數(shù)據(jù)。如果傳輸系統(tǒng)沒有任何失真的話，那么就能再現(xiàn)出完全等同的波形信號。由于在傳輸系統(tǒng)中存在有失真，所以在脈沖響應(yīng)的波形中就會產(chǎn)生失真，并在“X”和“O”的位置上產(chǎn)生誤差。
圖1和圖2中的VIT信號提取電路6，把脈沖響應(yīng)波形數(shù)據(jù)送到CPU7上去。由該CPU7控制進(jìn)行波形均衡的均衡濾波器5。
另外，在圖2的實施方案中，例如為了在譯碼器一方實現(xiàn)均衡，還必須克服以下兩個實際問題。
(1)當(dāng)編碼器一方正在運行時，在譯碼器和編碼器之間進(jìn)行均衡過程中的抵觸。
(2)當(dāng)從CPU7向均衡濾波器5裝載數(shù)據(jù)時，在中繼線系統(tǒng)的信號形成缺陷。
關(guān)于第(1)點，由于在編碼器一方正在進(jìn)行的均衡當(dāng)中給出一個迭代特征位指示，因此在編碼器一方正處于運行的過程中不會在譯碼器一方發(fā)生進(jìn)行均衡的操作。
關(guān)于第(2)點，有兩種可能的方法。一種是準(zhǔn)備兩套均衡濾波器5，同時把數(shù)據(jù)予先裝載到為中繼線系統(tǒng)不用的一個上，并且將這些濾波器進(jìn)行切換;如此把加載的均衡濾波器插入中繼線系統(tǒng)之中。另一種方法是將均衡濾波器的輸出端置為零，并且當(dāng)對數(shù)據(jù)進(jìn)行加載時，抑制均衡。雖然后一種方法有一段暫停均衡的瞬時周期，但這不會引起直流電平的變化，所以這段暫停實際上是可以忽略不計的。
圖6A和圖6B是舉例說明圖1和圖2中所示之可變抽頭均衡濾波器5的結(jié)構(gòu)方框圖。這兩個圖中的電路通過端點①至⑦連接成一個完整的電路。在圖6A和圖6B中，101是輸入端，102是行接收器。103-106、113、114、131-146、154及157都是觸發(fā)器。每個觸發(fā)器均用來將信號延遲一個32MH2的時鐘周期。111和112是延遲電路，用來對信號延遲三個16MH2的時鐘周期。115-122都是11位的RAM。147-153及156都是加法器。155是把信號延遲n個16MH2的時鐘周期的(n≤128)延遲電路。158是“與”門，159是輸出端。160是對RAMs115-122產(chǎn)生寫地址的計數(shù)器。
將這些RAM、三態(tài)緩沖器、觸發(fā)器及加法器按組連接起來，例如，121、129、137、145及151即接成一組，并把它們相串連接起來，形成可變抽頭均衡濾波器作為其整體的一個基本結(jié)構(gòu)。由這些RAM118-122的系數(shù)確定進(jìn)行濾波的特性。因此，用CPU7通過改變RAM的系數(shù)，就可以使該可變抽頭濾波器的特性產(chǎn)生變化。
在圖6A中，通過觸發(fā)器104將信號延遲一個32MH2的時鐘周期。然后，將上方抽頭T2、T4、T6、T8、T10、T12、T14及T16與下方抽頭T1、T3、T5、T9、T11、T13及T15分隔開，并且它們都運行在16MH2的時鐘頻率上。
把延遲電路155及加法器156組合起來產(chǎn)生出n個16MH2的時鐘周期(n≤128)的延遲，而后可調(diào)節(jié)中繼線系統(tǒng)與均衡系統(tǒng)之間的時間關(guān)系。也就是說，CPU7控制處在VIT信號波形具有最大幅度點上的濾波器中心抽頭(T8或T9)。
計數(shù)器160產(chǎn)生出用來從CPU7向RAM115-122寫入數(shù)據(jù)的地址。當(dāng)CPU7向RAM寫入數(shù)據(jù)時，“與”門158輸出低電平，使均衡濾波器5的輸出失效，因而暫時停止中繼線系統(tǒng)的均衡。
如上所述，本實施方案的均衡濾波器具有較少的輸入比特數(shù)(6比特)，因此相對來說是比較簡單的。把11位的RAM用于兩個抽頭，于是形成總共有16個抽頭的濾波器。分配給VIT信號中心部位的抽頭具有6比特的輸入，而分配給遠(yuǎn)程部位的抽頭具有5比特的輸入。在本實施方案中，有可能對均衡濾波器中心部位的抽頭位置進(jìn)行選擇，并可隕柚媒饜Ｕ某橥肺恢謾 圖7、圖8及圖9是舉例說明適用于上述譯碼均衡器的子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)圖。一般現(xiàn)有技術(shù)中的子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器通常包括有16MH2時鐘頻率和32MH2時鐘頻率這兩個A/D轉(zhuǎn)換器;而本發(fā)明的子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器概括VIT信號及高分辨率電視信號這兩種A/D轉(zhuǎn)換器，其結(jié)果致使其電路結(jié)構(gòu)更加小型化了。
通常，該子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器的每一個A/D轉(zhuǎn)換級的運算速度需要比整個轉(zhuǎn)換器的運算速度快。用相對低的分辨力，例如6位或更少，去設(shè)計高速A/D轉(zhuǎn)換器相對是比較容易的。因此，將用于高分辨率電視信號的子采樣傳輸大約10比特左右的高分辨力A/D轉(zhuǎn)換器，最好采用每個具有6比特或更小分辨力的A/D轉(zhuǎn)換器按照子區(qū)域型去進(jìn)行配置，從而相對簡單地實現(xiàn)高速、高分辨力的A/D轉(zhuǎn)換器。
本實施方案的子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器就是利用了上述子區(qū)域型的優(yōu)點。如圖7所示之，對于從10比特轉(zhuǎn)換輸出的數(shù)字信號中轉(zhuǎn)換高位6比特的前級A/D轉(zhuǎn)換器204來說，比如說，它的驅(qū)動時鐘頻率為32.4MH2，則正是中繼線系統(tǒng)電視信號采樣時鐘頻率16.2MH2的二倍。而對低位5比特進(jìn)行轉(zhuǎn)換的后級A/D轉(zhuǎn)換器212來說，其驅(qū)動時鐘頻率則維持在16.2MH2上不變。因此，通常把32.4MH2的A/D轉(zhuǎn)換器204用于轉(zhuǎn)換電視信號的高位數(shù)字并用來校正傳輸特性的信號形式。因此，本實施方案的A/D轉(zhuǎn)換器，例如，能夠在大約10比特的高分辨力上進(jìn)行高速A/D轉(zhuǎn)換。所以說，向后級A/D轉(zhuǎn)換器212的輸入信號決定著A/D轉(zhuǎn)換的精度。最終，由在16.2MH2時鐘頻率上驅(qū)動的A/D轉(zhuǎn)換器212決定其精度。因此，對于前級和后級這兩者來說，其精度與運行在16.2MH2的常規(guī)子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器是完全一樣的。
下面將解釋圖7所示的A/D轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)和操作。分別驅(qū)動上下轉(zhuǎn)換級的32.4MH2及16.2MH2時鐘脈沖的產(chǎn)生如圖8所示之。時鐘發(fā)生器(未示出)在端點219上給出具有低于50%占空比的16.2MH2時鐘脈沖，并直接饋送到“異或”門221，同時也通過延遲元件220饋送到該“異或”門。該“異或”門221的輸出端產(chǎn)生出32.4MH2的時鐘脈沖。將16.2MH2的時鐘脈沖通過另一個“異或”門222傳送出來。如圖9所示之，將該32.4MH2及16.2MH2時鐘分別通過“或”門223及225的輸出端224及226向外部輸出，同時也饋送給轉(zhuǎn)換器。
在圖7所示的子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器中，在輸入端201上，把高分辨率電視信號這樣的模擬信號加給采樣器202。由此，將該信號通過在時鐘端h上給出的32.4MH2時鐘進(jìn)行采樣。把通過電容器203在一段采樣周期內(nèi)保持住的采樣信號電平饋送給A/D轉(zhuǎn)換器204。該轉(zhuǎn)換器204通過在時鐘端h上給出的32.4MH2時鐘的驅(qū)動，將該電壓電平轉(zhuǎn)換成高位6比特的數(shù)字信號。該高位6比特的數(shù)字信號通過“或”門205輸出到輸出端206上，作為近于如圖10所示的32.4MH2時鐘頻率的單位脈沖數(shù)字測試波形信號。圖10所示的32.4MH2頻率上的單位脈沖是相對于送到輸入端201上的具有如圖11所示波形的模擬測試信號的這種數(shù)字測試波形信號的一個例子。
將通過前級A/D轉(zhuǎn)換器204給出的32.4MH2的高位6比特轉(zhuǎn)換輸出信號饋送到通過16.2MH2時鐘驅(qū)動的觸發(fā)器207上，于是把該信號轉(zhuǎn)換成16.2MH2時鐘頻率的信號，而后再通過D/A轉(zhuǎn)換器208把它轉(zhuǎn)換成模擬信號，并饋送給減法器211。該減法器211還有另一個接收信號的輸入端。該輸入端上的信號是通過在輸入端201上的模擬輸入信號驅(qū)動的，并且通過采樣器209在16.2MH2時鐘上進(jìn)行采樣的，而且在電容器210上保持一段采樣周期的信號。因此，該減法器211產(chǎn)生出的模擬差信號是用等效于高位轉(zhuǎn)換數(shù)字信號的模擬信號相減得出的模擬輸入信號。然后，再把該模擬差信號饋送給通過在時鐘端1上加給的16.2MH2時鐘驅(qū)動的后級A/D轉(zhuǎn)換器212，從而產(chǎn)生一個5比特低位轉(zhuǎn)換數(shù)字信號。
在所說明的電路結(jié)構(gòu)中，仍試圖把模擬輸入信號轉(zhuǎn)換為10比特的數(shù)字信號。因此，由于上方轉(zhuǎn)換級產(chǎn)生了6比特的轉(zhuǎn)換輸出信號，所以對于下方轉(zhuǎn)換級來說，只要產(chǎn)生出低位4比特的數(shù)字信號就足夠了。然而，在6位的范圍內(nèi)，制作每個A/D轉(zhuǎn)換器的難易程度，仍存在有一些小的差別。因此，將該A/D轉(zhuǎn)換器212設(shè)計成具有5比特的分辨力。同時用它的低位4比特信號通過“或”門213及其輸出端214在16.2MH2時鐘頻率上給出下方轉(zhuǎn)換輸出信號，并用它最高的1個比特對加法器216給出進(jìn)位或借位。該加法器216通過另外一個由16.2MH2時鐘驅(qū)動的觸發(fā)器215也接收觸發(fā)器207的輸出信號。把通過來自A/D轉(zhuǎn)換器212的進(jìn)位或借位所增加的在16.2MH2時鐘頻率上的6比特高位數(shù)字信號連同來自加法器216的溢出位OF一起加到“或”門217上。該“或”門217把高位6比特的轉(zhuǎn)換輸出數(shù)字信號再傳送給輸出端218。
事實上，按照以上描述的那樣的設(shè)計，既已形成如圖1所示的包括在譯碼均衡器之中的實施其A/D轉(zhuǎn)換器1及子采樣電路2的電路設(shè)計。該子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器在輸出端214及218上具有傳送到延遲電路3上去的，在中繼線系統(tǒng)采樣頻率上的輸出信號，并且在輸出端206上把在均衡系統(tǒng)采樣頻率上的輸出信號傳送給均衡濾波器5。
如圖7、圖8及圖9所示，對該A/D轉(zhuǎn)換器按照通常的子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器那樣進(jìn)行各種改型是完全有可能的。例如，在所說明的結(jié)構(gòu)中，將來自前級A/D轉(zhuǎn)換器的輸出數(shù)字信號用觸發(fā)器207轉(zhuǎn)換為低頻數(shù)字信號，然后再用D/A轉(zhuǎn)換器208轉(zhuǎn)換成模擬信號;其實，也可以把來自A/D轉(zhuǎn)換器204的32.4MH2高位輸出數(shù)字信號直接用D/A轉(zhuǎn)換器208轉(zhuǎn)換成模擬信號。不用減法器211從輸入端201上來的輸入信號中減去通過D/A轉(zhuǎn)換器208產(chǎn)生的模擬信號，而是把反轉(zhuǎn)換回來的模擬信號加到A/D轉(zhuǎn)換器212的基準(zhǔn)電平上去;在這種情況下，直接把輸入端201上的輸入模擬信號饋送給A/D轉(zhuǎn)換器212，于是這就提出了不同形式的A/D轉(zhuǎn)換。對于后級A/D轉(zhuǎn)換器212，采用5比特取得低位4比特的轉(zhuǎn)換輸出;也就是說，其動態(tài)范圍正是所需要的兩倍，可以想象到，這樣過于大的動態(tài)范圍，是并不需要去得到它的。
關(guān)于時鐘頻率，僅只給出了低頻時鐘;但如圖8所示之，在轉(zhuǎn)換器內(nèi)可對它加倍。雖然對于避免在轉(zhuǎn)換特性上的時鐘之間可能有的相位關(guān)系上的影響來說，以上所說明的方案可以說是最佳的;但是，也可以從別的時鐘源提供出16.2MH2及32.4MH2這兩個時鐘來。另外，A/D轉(zhuǎn)換器的級數(shù)也并不限制為兩級，多級也是可能的。
權(quán)利要求
1.一種用于傳輸系統(tǒng)的譯碼均衡器；該譯碼均衡器在指定的采樣頻率上對高分辨率電視信號進(jìn)行采樣，并傳輸用于檢測傳輸通路的傳輸特性的采樣值和測試信號，用譯碼器對采樣值進(jìn)行譯碼，并利用測試信號對傳輸通路的傳輸特性進(jìn)行均衡；該譯碼均衡器的特征在于在兩倍于指定采樣頻率的采樣頻率上對其采樣值進(jìn)行采樣的第一采樣裝置；在指定采樣頻率上對其采樣值進(jìn)行采樣的第二采樣裝置；對第一采樣裝置的輸出信號進(jìn)行濾波，并產(chǎn)生出用來對輸入進(jìn)來的高分辨率電視信號的傳輸失真進(jìn)行校正的一個校正值的濾波器裝置；把第二采樣裝置的輸出信號經(jīng)過一段延遲之后加到濾波器裝置的輸出信號上的加法裝置；從加法裝置的輸出信號中提取測試信號的信號提取裝置；以及接收與信號提取裝置給出的測試信號最相一致的數(shù)據(jù)，并根據(jù)予定的基準(zhǔn)數(shù)據(jù)計算誤差數(shù)據(jù)，然后再根據(jù)計算出來的誤差確定濾波器的校正值，并且不斷重復(fù)以上接收數(shù)據(jù)、計算誤差及確定校正值的這些運算，直到該誤差變得小于予定值為止的運算裝置。
2.根據(jù)權(quán)利要求1中的譯碼均衡器，其特征在于該第二采樣裝置構(gòu)成為子采樣電路并配置在第一采樣裝置級之后。
3.根據(jù)權(quán)利要求1中的譯碼均衡器，其特征在于將其第一采樣裝置與其第二采樣裝置并行配置。
4.根據(jù)權(quán)利要求1中的譯碼均衡器，其特征在于該濾波器裝置產(chǎn)生一個沒有直流成份的校正值。
5.根據(jù)權(quán)利要求1中的譯碼均衡器，其特征在于對其第二采樣裝置及濾波器裝置加有相同分辨力的采樣值數(shù)據(jù)，并且該濾波器裝置不計其采樣值數(shù)據(jù)的低位比特。
6.根據(jù)權(quán)利要求1中的譯碼均衡器，其特征在于該濾波器裝置通過第一采樣裝置加給數(shù)據(jù)，并且該數(shù)據(jù)的分辨力低于通過快速A/D轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生的并加給第二采樣裝置的數(shù)據(jù)的分辨力。
7.根據(jù)權(quán)利要求1中的譯碼均衡器，其特征在于測試信號是一個基準(zhǔn)脈沖信號并且是濾波器裝置產(chǎn)生出來的校正值，因而該基準(zhǔn)脈沖信號具有予定的理想特性。
8.根據(jù)權(quán)利要求1中的譯碼均衡器，其特征在于當(dāng)運算裝置正在進(jìn)行調(diào)節(jié)校正值的期間里，該濾波器裝置將其輸出信號置為零。
9.根據(jù)權(quán)利要求1中的譯碼均衡器，其特征在于該濾波器裝置包括兩套通過切換交替使用的濾波器裝置，當(dāng)一套濾波器裝置用于進(jìn)行濾波操作時，另一套則完成數(shù)據(jù)的寫入。
10.根據(jù)權(quán)利要求1中的譯碼均衡器，其特征在于當(dāng)?shù)鷺?biāo)志經(jīng)指示在編碼器一方正在進(jìn)行均衡時，那么在譯碼器一方則不會發(fā)生均衡操作。
11.用于傳輸系統(tǒng)的子區(qū)域型譯碼器均衡A/D轉(zhuǎn)換器，在指定的采樣頻率上對電視信號進(jìn)行采樣，并傳輸采樣值及用來檢測傳輸通路傳輸特性的測試信號，用譯碼器對其采樣值進(jìn)行譯碼，并利用該測試信號均衡該傳輸通路的傳輸特性;該子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器，其特征在于，將這些A/D轉(zhuǎn)換器順序連接成多級形式，其前級A/D轉(zhuǎn)換器的驅(qū)動時鐘頻率是后級A/D轉(zhuǎn)換器驅(qū)動時鐘頻率的倍數(shù)。
12.根據(jù)權(quán)利要求11中的子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器，其特征在于該多級A/D轉(zhuǎn)換器由兩級組成。
13.根據(jù)權(quán)利要求12中的子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器，其特征在于該前級A/D轉(zhuǎn)換器的驅(qū)動時鐘頻率是32.4MH2，其后級A/D轉(zhuǎn)換器的驅(qū)動時鐘頻率是16.2MH2。
14.根據(jù)權(quán)利要求11中的子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器，其特征在于該后級A/D轉(zhuǎn)換器的分辨力超過理論上需要的最小分辨力，該超高的分辨力用于校正總的轉(zhuǎn)換輸出數(shù)字值。
全文摘要
本發(fā)明是用于高分辨率電視信號傳輸模式如MUSE的一種譯碼均衡器以及用于該均衡器的一種子區(qū)域型A/D轉(zhuǎn)換器。該譯碼均衡器以兩倍于中繼線系統(tǒng)采樣頻率的頻率對均衡過程中的輸入數(shù)據(jù)進(jìn)行采樣；同時該均衡A/D轉(zhuǎn)換器與中繼線系統(tǒng)的A/D轉(zhuǎn)換器相比較，是工作于較低分辨力和較高的速度上的。它包括多級形式的A/D轉(zhuǎn)換器，且它們的驅(qū)動時鐘頻率具有一定的關(guān)系；因此，常用于高分辨率電視信號及傳輸特性測試信號的A/D轉(zhuǎn)換。
文檔編號H03M1/06GK1032276SQ8810757
公開日1989年4月5日 申請日期1988年9月24日 優(yōu)先權(quán)日1987年9月25日
發(fā)明者二宮佑一, 巖舘祐一 申請人:日本放送協(xié)會