專利名稱：經(jīng)頻率補償?shù)木€性滑帶網(wǎng)絡(luò)的制作方法
動態(tài)濾波和噪聲壓縮技術(shù)多年前就已被提出。這些系統(tǒng)相當(dāng)復(fù)雜，但能屏蔽掉不然就會引入訊道的因使用某種記錄介質(zhì)或傳輸技術(shù)而產(chǎn)生的背景噪聲。本發(fā)明中使用了一種經(jīng)改進的杜比型擴展器。與這種擴展器相結(jié)合而產(chǎn)生一個“純靜”的、優(yōu)質(zhì)的輸出信號的不是壓縮器和解碼器，而是一種簡單的、可調(diào)諧的信號調(diào)節(jié)系統(tǒng)。因此，本發(fā)明不需要使用壓縮器和解碼器而只用一個簡化了的可調(diào)諧系統(tǒng)就能進行音響品質(zhì)增強。
本發(fā)明使用一個經(jīng)改進的杜比型擴展器和與之相連的一個可調(diào)諧信號調(diào)節(jié)器。整個電路把杜比型擴展器的噪聲抑制特性與經(jīng)仔細調(diào)諧的前、后加重濾波器相結(jié)合，從而產(chǎn)生一個平坦的頻響，顯著壓縮了噪聲而又無需解碼。


圖1是使用了本發(fā)明的信號處理系統(tǒng)的方框圖。
圖2是與圖1方框圖對應(yīng)的本發(fā)明的一個實施例的示意圖。
圖3是信號調(diào)節(jié)電路中的(4A)部分的等效電路。
圖4是信號調(diào)節(jié)電路和緩沖器的等效電路。
圖4-1至圖4-3是圖4的頻響圖。
圖5是限幅電路的第一部分的等效電路。
圖5-1至5-8是圖5的頻響圖。
圖5-9是原有的杜比滑動濾波器(Slidingfilter)。
圖6是限幅器和緩沖器的第二部分的等效電路。
圖7是限幅器電路的最后一個部分的等效電路。
圖8是后濾波器的等效電路。
圖8-1和8-2是圖8的頻響圖。
圖9是本發(fā)明經(jīng)少量改動后的一種形式。
圖10是本發(fā)明的第二個方框圖。
圖11是轉(zhuǎn)折頻率(cornerfrequency)分析圖。
圖1是使用本發(fā)明的一種電路的方框圖。本發(fā)明能用在包括(并不限制于)立體聲音響、電視、口授錄音機、錄像機等的音響設(shè)備中。一旦把本發(fā)明引入某個聲響裝置的電路中，該裝置產(chǎn)生的音響將得到大大增強。
圖2詳細示出了圖1中的元件。信號進入信號調(diào)節(jié)器(4)，主要通過調(diào)節(jié)位于電路(標(biāo)號為4A;稱之為前置或者輸入濾波級)最左端的第一電位器(114)來使其衰減。在信號調(diào)節(jié)器(4)中共使用了三個電位器，二個在(4A)部分即前置或稱輸入濾波級中，一個在4B部分即后置或稱輸出濾波級中。圖中的每個電位器的阻值均為100K。第一個電位器(114)是一個獨立電位器，可以認為是一個閾值電位值，它可以用二個分離的電阻器(圖上標(biāo)為R2和R3)來代替。第二和第三電位器(116)和(118)互相之間電氣獨立但是雙聯(lián)在一起，這樣，對電位器(116)進行的調(diào)節(jié)也能引起電位器(118)的調(diào)節(jié)。這些電位器可以由阻值確定的電阻器代替;(使用雙聯(lián)電位器時得到的)互相調(diào)節(jié)能力不是必須具有而是最好具備。當(dāng)然，對電位器(114)的調(diào)節(jié)將會影響電位器(116)和(118)的額定電阻值。
1.6kΩ的(R1)與一個接地的47pf的電容器(C1)串聯(lián)相連，電位器(114)和(116)中的電阻器(R22)和(R2)(如果有的話)與R1和C1串接。接著，這一部分(4A)與電位器(114)和(116)中余下的電阻器和并聯(lián)。與前面的電路并聯(lián)的還有一個0.047μf電容器(C2)和一個7.5kΩ的電阻器(R5)。參考一下圖3，可以幫助讀者理想前述的電路。圖3中，“Y”型的電路是電位器(114)的剩余電阻值，“X”是電位器(116)的剩余電阻值。
信號調(diào)節(jié)器的輸入部分(4A)輸出的信號流經(jīng)緩沖器(5)。這個緩沖器與德州儀器公司(TexasInstruments)生產(chǎn)的TLO82和國立半導(dǎo)體公司(NationalSemiconductor)生成的LM1458相似。國立半導(dǎo)體公司生產(chǎn)的IM833也可以使用。在進入緩沖器(5)之前，信號還通過串聯(lián)連接的0.047μf的電容(C2)和7.5kΩ的電阻值(R5);然后，上述的信號被來自限幅器6(以后再討論)特別是來自二極管(D1)和(D2)的經(jīng)削波的信號衰減約6db。再接著，信號通過與驅(qū)動放大器(T2)的NPN放大器(T1)的基極相連的10μF的耦合電容(C100)進入緩沖器。因為放大器(T1)的集電極上的信號總是在電源的范圍內(nèi)，所以放大器(T2)的基極電位也是在電源和地電位之間，因此，放大器(T2)也處于導(dǎo)通狀態(tài)，其基極-發(fā)射極二極管也導(dǎo)通，從而把信號加在結(jié)點(12b)上。以這種方式放大后的信號通過結(jié)點(13b)離開緩沖器(5)，送向信號調(diào)節(jié)電路的(4B)部分、后置濾波器和限幅器(6)。
現(xiàn)在來看圖4，圖4中示出了一個測試電路，該電路包括信號調(diào)節(jié)電路(4)的前置濾波器4A，和一個表示緩沖器(5)的等效電路。為了分析這些元件的影響，我們還計算了增益。圖4-1，4-2和4-3圖示出了計算結(jié)果。圖中，增益1表示(R2)為10kΩ時的情形，增益2表示(R2)在50kΩ時的情形，增益3表示(R2)為90kΩ時的情形。在圖4-1中，除(R2)之外的所有值均已在圖4中示出。在圖4-1中，可以注意到過了某一頻率以后，增益幾乎沒有增加。還發(fā)現(xiàn)在R2變得非常小之前，R1對信號幾乎沒有影響。在R2變小之后，R1才起作用，它使高頻增益不致于升得太高。
在圖4-2中，為了排除C1對電路的影響，故使其值增加，這里，我們發(fā)現(xiàn)，C增值后，頻率較高處的增益也略有上升。
在圖4-3中，增加了(C2)的值。這種增加降低了低端的轉(zhuǎn)折頻率。
增加(R4)只使整個響應(yīng)典線上移，而對曲線的形狀無影響。增加R5只使頻帶中部的增益下降，并不影響低頻。
用數(shù)學(xué)方法來分析(4A)的增益(假定緩沖器前面的結(jié)點122處的第一為Vout)，可以發(fā)現(xiàn)極點均為正值，其增益在很寬的一個頻率范圍內(nèi)保持恒定。這些結(jié)果與圖4-1至4-3一致。因此，可以說(4A)部分的電路可在音頻范圍內(nèi)產(chǎn)生很平坦的頻響，其輸出幅度可通過調(diào)節(jié)電位器(114)來衰減。
通過緩沖器(5)而產(chǎn)生上面討論的結(jié)果之后，信號送向限幅器6和后置濾波器(4B)。
限幅器(6)以美國專利RE28426的圖6和圖8為基礎(chǔ)，但有幾個重要方面與之不同;某些不同點將在下面提到，而某他一些通過比較本發(fā)明的電路與提到的那個專利的電路就可以顯而易見地看出。在本發(fā)明中，限幅器6的輸入端通過一個0.1μF的電路(C5)接地。這個電容器與限幅器中的增益元件相配合，能使信號衰減6db(就是使信號減半)，這能幫助本發(fā)明的多個電路為特定的電路設(shè)計而進行的級聯(lián)。余下的信號接著進入圍繞FET(F1)和3.3kΩ的電阻(R6)的電路(這種電路布置來自上面提到的那個專利的圖8)。正如那個專利中提到的那樣，F(xiàn)ET(F1)截止時，由47kΩ電阻(R15)和0.0047pf電容器(C4)所確定的RC網(wǎng)絡(luò)不工作，所有的信號通過由3.3kΩ的電阻值(R6)和0.10μF的電容器(C6)所組成的RC網(wǎng)絡(luò)。因此，這個電路具備在靜態(tài)條件下只有一個RC網(wǎng)絡(luò)進行濾波和在信號條件下能實現(xiàn)每八信頻程12dB的衰減這二個優(yōu)點。
圖5中單獨畫出了這一部分電路，它可以被看成一種調(diào)節(jié)信號的滑動高通濾波節(jié)。圖5-1至圖5-7示出了該電路產(chǎn)生的試驗輸出。增益1是RFET為100kΩ時的情形，增益2是RFET為10kΩ時所產(chǎn)生的，增益3為RFET為1K時所產(chǎn)生的，增益4是R截止時的情況。圖5中，RFET表示，F(xiàn)1，是一個其阻值由圖2中的電位器(120)的位置及門電壓所確定的可變電阻。門電壓越高、該電阻值就越低，轉(zhuǎn)折頻率也就越高。(C6)將小部分信號送入地中，但對頻響無影響。
圖5-1中，示出了對RFET的四個不同值(其余元件保持不變)的頻率響應(yīng)。正如上面所述的那樣，RFET越高或截止，轉(zhuǎn)折頻率就越低。
圖5-2中，示出了(C3)增加的結(jié)果所用頻率上的增益均增加，但頻響的形狀保持不變。
圖5-3中，C4的值被增加，結(jié)果在RFET值較低時導(dǎo)致不大的增益增加。
圖5-4中，C5的值被增加，正如預(yù)料的那樣，高頻增益和轉(zhuǎn)折頻率均下降。
圖5-5中示出C5干脆去掉時的響應(yīng)。沒有給出RFET截止時的頻響圖。此時，高頻增益更高，轉(zhuǎn)折頻率也在高頻范圍內(nèi)。
從圖5-6中可以看出R15的阻值的下降將低頻增益略有上升。
圖5-7中示出R6阻值的下降將導(dǎo)致低頻增益的下降。
為了進行比較，在上述的專利中所披露的原始杜比響應(yīng)示于圖5-9中。在杜比電路中，轉(zhuǎn)折頻率和高頻增益都更高。這種差異部分地歸結(jié)于本電路中的C5。
信號離開這一高通濾波節(jié)之后，通過如上述的專利中所述的一個電位器(120)分別經(jīng)過NPN和PNP放大器(T3)和(T4)，上述的電位器(120)處于一個分壓支路中并且還包括一個溫度補償鍺二極管(D11)。與上面的分壓支路并連的是一個8.2V的齊納二極管(21)，這個二極管確保放大器(T3)的基極基準(zhǔn)電位不超過8.2V。
與上面提到的那個美國專利的圖6中的那對放大器一樣，放大器(T3)和(T4)為互補放大器，從而產(chǎn)生一個高輸入阻抗和低輸出阻抗。二極管(D1，D2)為硅管，導(dǎo)通電壓約為1/2伏特。放大器(T4)驅(qū)動二極管限幅幅器(D1，D2)，該限幅器的信號使(4A)輸出的信號亦即進入緩沖器(6)中的信號衰減(這是那個專利中所沒有的)?？梢詤⒖紙D6來仔細研究現(xiàn)在所討論的電路。這一級可以稱之為緩沖/限幅級。從V3至V2的增益為(-162K)/(180K) ×(1+ (8.2K)/(R7) )二極管(D1，D2)使進入緩沖器(5)的信號限幅。
增加(R8)的阻值和/或減少(R7)的阻值能增加這一節(jié)的增益。這將使進入(D1)和(D2)中的信號增強，而限幅則是同樣的。
減少(R13)的阻值也會使增益上升，但不會增加輸入(D1)和(D2)中的信號，因此，限幅就不夠靈敏了。申請人相信(R13)不應(yīng)降至100kΩ以下。
現(xiàn)在從V4移至圖7，如圖2所示，放大器(T5)由(T4)所驅(qū)動。和所述的專利一樣，放大器(T5)是一個NPN晶體管，并且具有一個發(fā)射極時間常數(shù)網(wǎng)絡(luò)在高頻部分給出增益的增加。這樣，在(比方說)擊_時將使得其中為避免信號失真的進行壓縮的頻帶迅速變窄。從(T4)的集電極測量，放大器(同T5)具有相當(dāng)?shù)偷淖杩?，因此?.2kΩ的(R30)和0.1μf的(C30)的數(shù)字影響是不那么重要的。
圖7中分離出了圖2所示電路中的限幅器(6)的最后一節(jié)，結(jié)點140上的電壓對低頻而言是結(jié)點138上的電壓乘以 (R9)/(R10) ;對高于10KH2的頻率而言是V4乘以 (R9)/(R11) 。(F1)的門電壓(Vg)很明顯更對高頻作出響應(yīng)。由于這個原因，本節(jié)也可以被稱之為峰值檢測器。調(diào)節(jié)(C5)和/或(R11)可以改變臨界頻率。(F1)的柵極電壓約比結(jié)點140上的峰值電壓低1V。這個峰值電壓過30ms后就衰落。時間常數(shù)由(R12)和(C6)確定。圖6中的33Ω的電阻(R20)在數(shù)學(xué)上是不重要的，然后，就音響而言，最好還是把它包括在內(nèi)，因為這樣可以得到更佳的音向效果。
現(xiàn)在在考慮信號調(diào)節(jié)器的第二節(jié)(4B)。信號調(diào)節(jié)單元的第二級總體上被標(biāo)為(4B)，稱之為后置或者輸出濾波器，它在信號通過緩沖器(5)并被限幅器(6)處理后到達最后的輸出級時才對系統(tǒng)產(chǎn)生影響。信號調(diào)節(jié)單元的這一部分呈現(xiàn)出的增益近似為1。如果電位器(118)逆時針旋至最大，高頻能通過電位器(C8)。在(4B)中，(C8)是一個接地的0.02μf的電容。低頻增益很高，一直至約3.7KH2(此時經(jīng)過第一個極點)為止。相反，當(dāng)電位器(118)順時鐘旋至最大時，高頻增益將恒定得多。輸出電話(4B)在較低頻率上有一個接近一致的增益，而在音頻頻帶內(nèi)具有額外的衰減。這在電位器(118)逆時鐘旋動時特別能注意到。
圖8中，為了進行更好的研究，分離出了(4B)部分。圖8-1和8-2示出了對該電路所作的測試結(jié)果。增益1示出了(R22)為10kΩ時的情形，增益2示出了(R22)為50kΩ時的情況，增益了則示出了R22為90kΩ時的情形。由這些圖中可以看出(4B)對輸出的影響是很小的。圖8電路中的放大器1表示緩沖器(5)，其輸出阻抗(RO)標(biāo)為600Ω。這個電路對輸出阻抗有很強的依賴性。限幅器(6)中的0.0056μf的(C3)也負擔(dān)輸出，特別在高頻時更是這樣。圖8-2示出了在輸出端和地之間加接一個0.0056μf的電容器時的頻率響應(yīng)。雖然從數(shù)字上看(4B)部分對音響的影響很小，但申請人相信它具有偽聲音影響。顯然，應(yīng)該不要輕易地去掉它。
圖9和圖9-1中示出了本發(fā)明的一種改進型。這里使用一些集成電路來取代緩沖器(5)和限幅器(6)中的一些分立元件。同時進行了AC和DC的接地連接并去除了一些電阻和電容。上面的去除是根據(jù)數(shù)字計算進行的。但是，去除掉的元件有些好象具有偽音響影響，因此，在建立的任何中路中必須進行重新試驗。構(gòu)成(4B)部分的元件和限幅器(6)中的(R20)圖中未示出。圖9-1示出了AC/DC接地連接。
在上面的描述中，限幅器(6)是通過分成三段來分析。在圖10中示出了一個根據(jù)這種分析的第二流程圖。正加前面所述的那樣，本發(fā)明利用了杜比型擴展器和經(jīng)仔細調(diào)諧的前置和后置濾波器的噪聲抑制特性。結(jié)果是得到一個具有顯著的噪聲抑制的平坦頻響而不用壓縮器，也不需要任何解碼。圖10明確地指出了限幅器(6)的不同之處。第一節(jié)是滑動高通濾波器加緩沖系統(tǒng)(圖5至圖5-8)，第二節(jié)是緩沖器/限幅器(圖6)，第三節(jié)是峰值檢測器(圖7)。如果忽略信號調(diào)節(jié)單元4A的4B，限幅器(6)(緩沖器(5)的傳遞函數(shù)為V2/V1)的傳遞函數(shù)由 1/(1+H(jw)) 給出。這里的H(jw)是滑動高通濾波器加上緩沖器特性。
H (jw) =A ·jwwc1 +jwwc]]>Wc是轉(zhuǎn)折頻率，A是高頻增益。
這樣，V2/V1=1 +jwwc1 +jwwc(1 +A)]]>
圖11是考慮了上述情況的頻率幅度。轉(zhuǎn)折頻率(fc)是滑動高通濾波器的轉(zhuǎn)折頻率。圖10中，轉(zhuǎn)折頻率的控制電路用數(shù)字(14)來指示?！癆”是高通濾波器和緩沖器的高頻增益函數(shù)。 1/(1+A) 的典型值為0.5(或者為-6db)。(15)為較低的幅度圖，(16)為較高的幅度圖，兩者都使用了公式 1/(1+A) 。把(圖5中的)滑動高通濾波器的頻率響應(yīng)與(圖6中的)緩沖、限幅級的平坦增益相乘，就得到了上面討論的H(jw)。上面參照圖6討論的從V3至V2的增益乘以以信號調(diào)節(jié)器高頻增益(-25db＝0.05b的增益)即得出“A”的值。
概括地說，本發(fā)明把一種簡單的可調(diào)電路與杜比型擴展器相結(jié)合，從而提出了一種有效而又簡單的噪聲抑制系統(tǒng)。這種結(jié)合的某些部分可用數(shù)單方法來分析，申請人相信，那些數(shù)學(xué)上并不能證明自身存在的必要的部分可能以實際來證明，因為它們有可能產(chǎn)生著偽聲響效應(yīng)。
權(quán)利要求
1.一種用于改善音響的電路，具有一個Vin，一個Vout和電路、插地連接，上述的電路與一個杜比型擴展限幅器配合使用，包括一個一端與Vin相連的前濾波器，一個具有一個輸入端和一個輸出端的緩沖器，上述的輸入端與上述的前濾波器相連，上述的杜比型擴展限幅器具有一個輸入端和一個輸出端，上述緩沖器的輸出端與上述的限幅器的輸入端及Vout相連，上述的限幅器的輸出端插在上述的前濾波器和上述的緩沖器之間，上述的電路與上述的限幅器一起作用，從而改善輸入其中的聲音信號。
2.如權(quán)利要求1所述的電路，其中還包括一個接在上述緩沖器的輸出端與上述限幅器的輸入端及按out之間的一個后濾波器。
3.如權(quán)利要求1所述的電路，其中所述的前濾波器包括一個第一部分和一個第二部分，上述的第一部分一端與上述的第二部分相并聯(lián)，另一端與Vin相連，上述的第一部分包括一個與一個電容器相串接的第一電阻，這二個元件又與一個第二電阻相并聯(lián)，上述的第二部分包括至少一個一端接地的電阻器。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的電路，其中上述的前濾波器包括一個與上述的第一、第二部分及上述的限幅器并聯(lián)連接的第三部分，該第三部分包括串聯(lián)而成的一個電阻和一個電容。
5.根據(jù)權(quán)利要求3的電路，其中上述的第一部分中的第一電阻包括一個設(shè)定電阻和一個可調(diào)電阻。
6.根據(jù)權(quán)利要求4的電路，其中上述的第一部分中的第一電阻包括一個固定電阻和一個可調(diào)電阻。
7.根據(jù)權(quán)利要求4的電路，其中所述的第二電阻的值取決于上述的前濾波器中的第二部分中的所述電阻的阻值。
8.根據(jù)權(quán)利要求6的電路，其中所述的第二電阻的值取決于上述的前濾波器中的第二部分中的所述電阻的阻值。
9.根據(jù)權(quán)利要求8的電路，還包括一個連接在上述緩沖器的輸出端、上述限幅器的輸入端和Vout之間的一個后濾波器，該后濾波器包括一個電阻，該電阻具有的阻值取決于上述前濾波器的第一部分的第一電阻。
10.根據(jù)權(quán)利要求9的電路，其中后濾波器中的上述電阻至少在阻值上接近于上述前濾波器的第一部分中的第一電阻的阻值。
11.根據(jù)權(quán)利要求10的電路，其中所述的前濾波器的第一部分中的第一電阻與后濾波器中的所述電阻為雙聯(lián)電位器。
全文摘要
本發(fā)明為一個音響改善電路，具有一個Vin，一個Vont及電源及插地連接。該電路用來與杜比型擴展限幅器配合工作，從而排除了使用壓縮器或解碼器的必要性。本電路包括一端與Vin相連的一個前濾波器的具有一個輸入端和一個輸出端(輸入端與前置濾波器相連)的緩沖器。具有輸入、輸出端的杜比型擴展器與本發(fā)明這樣連接，使得緩沖器的輸出端與限幅器的輸入端及Vout相連，限幅器的輸出端接在前濾波器和緩沖器之間。
文檔編號H03G5/10GK1040880SQ8910650
公開日1990年3月28日 申請日期1989年8月23日 優(yōu)先權(quán)日1988年8月23日
發(fā)明者邁克爾·格倫·薩巴蒂尼 申請人:B.W.N.維夫波萊特斯公司