專利名稱：具有可變閾值限幅器級的接收機和修正限幅器級閾電平的方法
技術領域：
本發(fā)明涉及具有可變閾值限幅器級的接收機和修正限幅器級閾電平的方法。本發(fā)明對多級調制移頻鍵控(FSK)方法，例如在增強的數(shù)字無線電通信(DECT)及藍牙(Bluetooth)傳輸中，被使用的高斯移頻鍵控(GFSK)具有特殊的，但非專有的應用。
背景技術：
5,670,951號美國專利說明書公開了具有符號檢測器的四級頻率調制接收機，它包含用于將信號電壓轉換到數(shù)字值的模擬-數(shù)字轉換器和用于追蹤數(shù)字值以確定與信號的高及低電壓相聯(lián)系的峰及谷值的峰及谷計數(shù)器。計算電路系統(tǒng)根據(jù)峰及谷的值計算較高的、較低的及中間的閾值、解碼器生成與較高、較低及中間閾值相適應的數(shù)據(jù)符號。
5,825,243號美國專利說明書公開了解調多級信號的方法及儀器，在該信號中輸入的多級振幅調制模擬信號使用模擬-數(shù)字轉換器(ADC)被轉換成數(shù)字信號。閾發(fā)生器計算與數(shù)字信號相符合的多個閾電平。解調器將符合多個閾電平的數(shù)字信號解調成與數(shù)字信號電平相應的信號，更具體而言8個極大值和8個極小值被存儲而且各自的平均值被確定并且使用平均最大值及最小值，3個閾值通過包括差分、相除及相減的算術運算被確定。
這些現(xiàn)有的專利說明書公開了根據(jù)追蹤所接收信號的高及低(或峰及谷)值調節(jié)符號檢測器的閾電平和用算術處理這些值以確定高、低及中間閾值的方法。然而存在按這種方式確定閾值而不給出最佳符號檢測的情況。當解調被高斯移頻鍵控(GFSK)調制的數(shù)據(jù)時這可能發(fā)生，這時數(shù)據(jù)的峰偏差已被低調制指數(shù)的過量過濾所危害。被解調數(shù)據(jù)的眼圖被引起眼睛靠近的|S|(符號間干擾)影響。低調制指數(shù)也有害地影響眼圖。當眼圖減小，位誤碼率(BER)在任何給定的信噪比(SNR)都將提高。這種現(xiàn)象的后果在符號檢測期間可能出現(xiàn)，因為閾值不是最佳的。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的是打開顧及信號調制性能的眼圖的眼孔徑。
按照本發(fā)明的一個方面，提供有確定信號值的方法，在該信號中被解調的位流的N個先前被檢測的位(其中N至少是2)被用于挑選多個閾電平中哪一個相對于它現(xiàn)行的被解調位在位限幅器中被比較并且使用現(xiàn)行的所解調位被修正。
按照本發(fā)明的另一個方面，配置有具有可變閾值限幅器的接收機，它包含用于導出被解調位速率信號的裝置；用于存儲多個閾值的裝置，各個閾值可被選擇地調節(jié)；用于挑選閾值供與現(xiàn)行位相比較并供調節(jié)以響應先于現(xiàn)行位所接收的N位(其中N至少是2)序列的裝置；以及用于使用現(xiàn)行位修正被挑選的閾值的裝置。
借助按照本發(fā)明的方法在可變閾值限幅器中被使用的每個閾電平的都是可獨立調節(jié)的。而且|S|通過能將被解調信號與多個閾值相比較而被補償。
按照本發(fā)明的再一個方面還提供有在具有可變閾值位限幅器的接收機中實現(xiàn)直流(dc)偏移補償?shù)姆椒?，該方法包含根?jù)在最后被形成的位序列的被預置默認的眾多n位值及由位限幅器所確定的(n-1)個較早的位值中挑選一個；獲得對至少在2位期間積分的被解調信號；從所挑選的被預置的默認值中減去被解調的信號以生成dc偏移的估計值；從現(xiàn)行的dc偏移估計值和多個先前的dc偏移估計值導出平均的dc偏移估計值，以及使用平均的dc偏移估計值排除在確定被解調信號值上dc偏移的影響。
附圖簡述本發(fā)明現(xiàn)在將通過實例，參照伴隨的附圖被描述，在附圖中

圖1是按照本發(fā)明制作的具有可變閾值限幅器的GFSK接收機的簡化方框示意圖。
圖2是被解調的高斯最小位移鍵控(GMSK)信號的模擬眼圖。
圖3是從按照本發(fā)明被制作的可變閾值限幅器的積分器的模擬輸出。
圖4是具有可變閾值限制器的接收機的方框示意圖，其中4個閾電平的每個由4個平均概算機的平均值被確定。
圖5是展示被模擬的可變閾值限幅器的閾值作為調制指數(shù)m的函數(shù)的曲線圖。
圖6A、6B及6C是分別展示輸入到可變閾值限幅器的被解調信號、連續(xù)的積分器輸出及斷續(xù)的積分器輸出的圖線，以及圖7是適合于快速估算疊加在被解調的信號輸出上dc偏移的具有可變閾值限幅器的接收機的方框示意圖。
在附圖中同樣的參考號數(shù)已被用于表示相同的性能。
實現(xiàn)本發(fā)明的方式在圖1中所示的GFSK接收機包含射頻(rf)前端10，它具有被連接到天線12的輸入端及被連接到解調器14的輸出端，取決于接收機的總體結構解調器可以是數(shù)字的或模擬的。具有對DECT(如所示)576KHz和對于藍牙500KHz帶寬的高斯數(shù)據(jù)過濾器16被連接到解調器14的輸出端。積分和轉儲級18被連接到數(shù)據(jù)過濾器16的輸出端并到可變閾值限幅器20的輸入端，限幅器20具有輸出端34用于被檢測的位。
可變閾值限幅器20包含限幅器或比較器22，比較器22具有用于來自級18的信號Sn的第一個輸入端24，和用于4個閾電平中一個的第二個輸入端26，4個閾電平由作為具有部位P1到P4的4定位開關被執(zhí)行的閾電平挑選器28所挑選。限幅器22的輸出端被連接到兩個被串聯(lián)的一比特延遲級30、32，后者的輸出端33被連接到輸出終點34，在限幅器22輸出端上的位Bn表示現(xiàn)行位，而在輸出端31、33上的位Bn-1及Bn-2分別是兩個被分別延遲一比特或兩比特間隔的直接在先的位。這兩個直接在先的位Bn-1、Bn-2的值被用于挑選、待施加到限幅器22輸入端26的特殊的閾電平Tn。下列的真值表指出Bn-1、Bn-2的二進制數(shù)值怎樣確定電平挑選器28的部位。

因而現(xiàn)行位Bn前面兩位的值確定了目前的閾電平。
閾電平的值由閾值估計級36提供，級36包含4定位閾值挑選器開關38，它包括為了參照的方便對應于挑選器28的閾值部位的部位P1到P4。輸入到開關38的信號包含來自積分和轉儲級18的信號Sn。具有量級為或大于一千比特的時間常數(shù)以降低噪聲影響的長時間恒定的積分器40到43，它們被分別連接在級36和28的部位P1-P1，P2-P2，P3-P3，P4-P4之間以分別提供4個平均閾電平L11，L01，L10，L00。被開關38確定的部位也由位Bn-1及Bn-2的值挑選。因而被施加到限幅器22輸入端26的閾電平也是被信號Sn修正的電平。
可變閾值限幅器20是用來針對數(shù)字調制技術，例如GFSK，特點的，在該技術中輸出功率譜在頻帶上被限制而抑制在相鄰通道中的輻射。歸因于低調制指數(shù)及窄帶寬預調制過濾使用的頻率失常的必然制約能導致嚴重的|S|，對于它非相干調制技術，例如鑒頻器檢測，是特別不能容忍的。在DECT及藍牙的情況中兩者都具有帶寬-位期間(BT)＝0.5而在0.28的最低的規(guī)定調制指數(shù)m的藍牙將具有最嚴重的|S|。
|S|導致現(xiàn)行位被鄰近的位影響。對于具有0.5BT的GMSK調制，在先的位Bn-1是顯著的，Bn-2具有一些影響而Bn-3具有很小的影響。對于每個位的判定，限幅器的閾值被選定，如果由先前的位序列所引起的|S|的凈影響導致正的偏移則它是正的，而倘若存在負的偏移它是負的。在圖1中，只有最后兩個在先的位Bn-1和Bn-2被需要以足夠的分辨能力去選擇閾值。限幅器20按照最后兩個被檢測的位是否為11，01，10或00選擇閾值。因而每個位的判定要求對僅有的4個閾值中之一的挑選。
數(shù)字解調器14的輸出是時間離散的波形，它具有表示GFSK調制數(shù)據(jù)的振幅。在實踐中，被解調的信號按數(shù)據(jù)速率的大約20倍被取樣，而歸因于|S|每位將被鄰近的位覆蓋到。為了分析這個信息，積分函數(shù)被使用，它給出由最后的位所引起的支配相位改變的估計值。積分和轉儲級18具有適用的函數(shù)，利用它積分器的輸出在兩個比特期間的末了被保持并然后被重置。圖2示出被解調的GMSK信號的眼圖而圖3示出積分器的輸出，積分器將該信號積分并且每2比特(40個樣品)被重置。
在圖2中被示出的眼樣使用具有m＝0.35的藍牙接收機模型通過理想的無噪聲的模擬已被完成。能夠看出在圖3中所示的被積分的波形遵循有限數(shù)目的取決于符號間隔序列的路徑到第一級，有由現(xiàn)行位Bn以及，沿著不斷下降的數(shù)量，先前的三位Bn-1，Bn-2，Bn-3所確定的16條曲線。16個層次的輕微模糊是更早的位的結果。當在先的兩位Bn-1及Bn-2都是1時，所遵循的路徑由附加符號1111，0111，1110及0110的線被示出，為完成位的判定并導出現(xiàn)行位Bn，被積分和保持的值與取決于在先的兩個被檢測的位所選定的閾值相比較。對于當位Bn-1及Bn-2都是1時最佳的判定閾值是對那個特殊的位序列可能出現(xiàn)的4個被積分和保持的值的中間物(平均值)。這是因為在這個閾值，在標記與間隔之間的信號的路徑距離是相等的而沒有向標記或間隔的偏移。在實踐中，這項技術等同于使噪聲極限最大化到正比于在圖2中畫雙向影線面積A、B、C的數(shù)量。另外三個判定的閾值同樣地能通過求4個適當?shù)碾娖降钠骄当粚С?。由于位的判定在每個位都被需要，在實際的實施方案中兩個2比特的積分和保持過濾函數(shù)被需要，每個在更迭位后被重置。
可變閾值限幅器20用長時間恒定的過濾器(積分器)處理信號。這有助于使用比更通用的以該數(shù)據(jù)率簡單取樣信號的途徑更好的方法收集信號，積分器還引入了嚴格的噪聲降低機制。因為積分器的輸出被由最后兩位所引起的頻率上的改變控制，積分器事實上已增大了符號間的干擾。因此，如果積分和保持的輸出被與單個的近零的閾值(如在零閾值限幅器中)相比較，將有更大的位錯誤。然而，因為積分和保持的輸出實際上按補償|S|的方式與多個非零的閾值相比較，總的說來有性能的改進。
圖4圖解說明具有可變閾值限幅器20的接收機的更細致的型式，限幅器20使用現(xiàn)行位Bn和3個在先的位Bn-1、Bn-2及Bn-3挑選待估計的閾值并確定閾值L11、L01、L10及L00。
與圖1比較，積分和轉儲級18包含兩個輪流重置的積分及轉儲級18A、18B的，它們能在每比特期間提供信號，該信號基于遍及兩個在先的位期間的數(shù)字信號值，開關40在每比特期間被來回切換以把級18A、18B的輸出端輪流連接到限幅器22的輸出端24。
主時鐘42提供具有頻率為位速率倍數(shù)的時鐘信號。時鐘信號與解調器14輸出的計時同步在同步級44被實現(xiàn)。級44被連接到乒乓開關，它每個位序46具有被連接到開關40的第一個輸出端48和每2個位序52被連接去重置的第二個輸出端50。級52首先被連接到積分和轉儲級18A的重置輸入端而其次到1比特延遲級54，54的輸出端被連接到積分和轉儲級18B的重置輸入端。延遲級54的補充使級18A和18B能在每比特期間輪流重置。
可變閾值限幅器20在某些方面類似于在圖1中被示出的。然而為了根據(jù)最近的位值和在先的三個位值Bn、Bn-1、Bn-2和Bn-3的平均值估計被挑選的閾值，三個1比特延遲級30、32、56被串聯(lián)到限幅器的輸出端23。延遲級30、32、56分別具有輸出端31、33及57。
如在圖1中，在現(xiàn)行位前面的兩個位的值Bn-1、Bn-2被用于挑選待與被施加到限幅器22的輸入端24的積分和保持信號相比較的閾值。
在每個位判定之后，最后的積分和保持信號被饋送到總起來用參考數(shù)字60被表明的16個平均概算機之一，而且其平均值被修正。相關的平均值概算機由被判定級58根據(jù)最后的位判定值Bn及三個在先的位判定值Bn-1、Bn-2、Bn-3被選定。在一段時間范圍內，平均值概算機60生成16個4位序列的積分和保持輸出的平均值。這16個活動的平均值概算機60的時間常數(shù)是長的，為1500比特的量級，它被選定以在有噪聲的情況下給出穩(wěn)定的值并且僅適合于在載體頻率中的任何慢漂移。
4個限幅器閾值L11、L01、L10及L00各自是16個被平均電平的適當4個的平均值。在圖4的實施方案中，在16個4位序列中有關的一些位Bn-1、Bn-2的值確定哪4位的值被平均。通過觀察圖4，將被注意到第一個求和級62從“11”平均值概算機導出它的4個輸出，第二個求和級64利用“01”平均值概算機導出它的4個輸出，第二個求和級64利用“01”平均值概算機而類似地第三及第四個求和級66、68分別利用“10”及“00”平均值概算機。分別除以4，級72、74、76及78導出第一個到第四個求和級62到68的平均值并將它們施加到長時間恒定的積分級40到43。在起動時，積分級40到43以被施加到輸入端80的系統(tǒng)設定閾值被預加載。
圖5示出16個被平均的電平1111到0000和從被平均的電平所計算的4個判定電平11、01、10及00。如實例，閾值11＝(111+1110+0110+0111)/4。這個圖形顯示閾值隨調制指數(shù)成直線地變化。
由級44(圖4)所建立的計時同步是重要的，因為它使精確的積分的起始和終止點能被選定以與被示于圖2中眼圖的開始和末尾吻合以便最小化BER。在實踐上，使用通過數(shù)據(jù)限幅器和運行在開端第一位上的數(shù)字相鎖回路技術同步被實現(xiàn)。
為了用在圖1及圖4中所圖解說明的可變閾值限幅器改進同波道干擾行為，積分器需要斷續(xù)地運轉，僅在每兩位的中間積分信號。對于另外的樣品，積分器的輸出都保持恒定。在重復取樣率為20的情況下，經驗的試驗已表明當在兩位期間40個樣品中僅有第10個、第30個及第31個樣品被積分時，最佳的同波道干擾性能才被實現(xiàn)。從什么是新近所接收的位挑選兩個樣品可提供有利于該位以較早的位為基準的偏移。
在挑選樣品的另外的形式中，樣品在0％與100％之間被權重以便逐一被權重樣品的不同組合能被使用。
參看圖6A、6B及6C，能夠說明除了定標的差別，積分器的繼續(xù)運轉引起如同按連續(xù)積分(圖6B)出現(xiàn)的大致相同的積分和保持波形(圖6C)。更具體而言，圖6A示出輸入到可變閾值限幅器的被解調的信號。在圖6B及6C中，實線波形是來自積分器的輸出而點劃線表示被保持在每兩比特階段末尾來自積分器的輸出。圖6B與兩比特的全部40個樣品連續(xù)積分的重復取樣波形相關而圖6C涉及樣品10、30及31的斷續(xù)積分。
在重復取樣率(OSR)與可變閾值限幅器性能之間有折衷的選擇。在沒有同波道干擾的情況下，在OSR＝20時，通過積分只是挑選的樣品可變閾值限幅器的性能不被下降，但在較低的OSR時，它是下降的。下降被認為將是歸因于所想要的與同波道的信號彼此攪打并且生成諧頻，它能變得被混淆返回進一步與所想要的信號相干擾。通過實例，使OSR從10增大到20已被發(fā)現(xiàn)對藍牙能改進同波道干擾約2dB。用于積分的樣品的挑選基于這種模式對OSR的任何值能被選定。
重疊在真實被解調信號上的變化的和不想要的dc有害地影響可變閾值限幅器的性能。這種不想要的dc能被認作是等同于在所選定的限幅器閾值上的誤差。如果在被傳遞的數(shù)據(jù)包的開始存在大的載體偏移，這可能是特定的問題，因為最佳的閾值可能不同于在任何數(shù)據(jù)包的開始被選定的默認值并且能導致較高的BER直到最佳值已被建立為止，該較高的BER可能引起整個包將被失去。
圖7圖解說明接收機的實施方案，該接收機能僅在2個被接收位之后提供準確的DC估計值。任何噪聲能通過最小限度的過濾被排除從而使dc偏移的估計值能跟隨快速漂移的載體。
注意的簡潔，參照圖4已被描述的圖7的部分將不再被描述。
被供應到16個平均值概算機60的4位序列還被施加到只讀存儲器(ROM)100，它在起動時在線101上提供16個默認值以初始化平均值概算機，遍及2比特期間積分的被解調信號被供應到相減級102、104。由ROM供應的對于由4位值確定的特殊序列的默認值在相減級104從最后的積分和保持值被減去。來自相減級的輸出含有一個值它包含dc偏移加上噪聲。因而單個的積分和保持值已被用于提供dc偏移的估計值，該估計值完全不依賴于位序列而僅受噪聲影響。第一個dc偏移值僅在第一個被接收的數(shù)據(jù)之后2比特被得到而且僅僅適當?shù)倪^濾被需要以排除噪聲影響。由于在每個位判定之后，新的4位序列被生成，然后最后的積分和保持值在相減級104從來自ROM100的適當?shù)哪J值中被減去以生成dc偏移的最后的估計值。dc偏移估計值的位速率流被施加到求平均級106，它獲得在后25比特范圍內的平均dc偏移估計值。平均dc估計值在單極50KHz帶寬的低通濾波器108中被過濾以提供具有噪聲被排除的dc偏移估計值。dc偏移被存儲在存儲器110中并被供應到求和級114的一個輸入端112。求和級114的第二個輸入端116被連接到閾電平挑選器28，dc偏移與被挑選的閾值結合而最終結果被施加到限幅器22的閾輸入端26。
來自存儲器110的dc偏移估計值還被施加到相減級102，在那里它從積分和保持值中被減去并被饋送到16個平均值概算機60。做這種減法的實際作用是4個所挑選的閾值利用積分和保持值被估算，積分和保持值不受變化的dc偏移影響從而固定在穩(wěn)定值。4個閾值將不依賴于dc偏移并且圍繞零被等距布置。
為了完整起見，存儲在存儲器110中的dc偏移估計值能被替換著去控制自動頻率控制(AFC)回路。為了這樣做，轉換級118被配置用于使dc偏移估計值轉換到頻率偏移估計值，后者能被用于調諧頻率合成器(未被示出)。
dc偏移估計值可被用于dc偏移的消除和受dc偏移估計值支配的比穿過接收機延遲更快的AFC，以及AFC回路從而避免引入某種形式的振蕩。
在無圖解說明的變形中，來自存儲器110的dc偏移估計值從積分和保持信號Sn中被減去并且最后結果被施加到位限幅器22的輸入端24與直接被施加到位限幅器22的輸入端26的被挑選的閾值相比較。因此求和級114是不需要的。如果具有被減去dc偏移估計值的被解調的信號Sn是可用于修正平均值概算機60的，則相減級102是不需要的。
在被示于圖7中的dc偏移估計電路系統(tǒng)經過改進的裝置中，漂移速率的估計值被用于改變可變長度可調整的平均功能從200到25比特的響應度。來自相減級104的輸出被提供給另一個平均級120，它獲得的平均dc估計值在200比特以上。這種平均dc估計值在單級50KHz帶寬的低通過濾器122中被過濾。
過濾器108，122的輸出被施加到轉換開關124相應的級，開關的輸出端被連接到存儲器110。
漂移速率的估計值是通過將來自過濾器108的平均dc偏移估計值傳入低靈敏度的1KHz帶寬的低通過濾器126，并且通過在相減級128中從dc偏移估計值減去過濾器的輸出來計算漂移速率估計值被求得的?？斓?、低的或零漂移的讀數(shù)是由被連接到相減級128的級130提供的。來自級130的輸出132將低的/快的漂移信號提供給轉換開關124。同樣地輸出134對存儲器110提供漂移/無漂移的信號。
在運行中當漂移速率非常低或恒定不變并且漂移速率低于某些被選定的噪聲閾值時，被加到4個閾值上的dc偏移估計值被保持恒定。這保證無噪聲信號被加到閾值上。然而如果漂移被認為是快的，則dc偏移估計值通過使用求平均級25在25比特范圍內求平均被確定。另一方面，如果漂移被認定是慢的，則dc偏移估計值通過使用不平均級120遍及200比特求平均被確定。這個決定由控制轉換開關124操作的級130被作出。
在圖7中所示的裝置保證dc偏移估計值對快漂移是敏感的。但當漂移低時估計值是精確和無噪聲的。
在本說明書和權利要求中，在元件前面的單詞“a”或“an”并不排除多個這種元件的存在。另外，單詞“包含”并不排斥除那些被列出的之外的元件或步驟的存在。
從閱讀本公開內容，對于熟悉本領域的技術人員其他的改進是明顯的。這些改進可能包括其他特點，它們是在設計、制造及具有可變閾值限幅器的接收機和因之的組成部分的使用中已經知道的，以及可被用于替代或添加到在這里已經被描述的特點的其他性能。
權利要求
1.確定信號值的方法，在信號中被解調位流的先前被檢測的N位(其中N至少是2)被用于挑選多個閾電平中的哪一個相對于它在位限幅器中現(xiàn)行的被解調位被比較并且使用現(xiàn)行的被解調位被修正。
2.根據(jù)權利要求1的方法，其特征在于具有多個閾電平并具有與每個閾電平有關的P(其中P至少是2)個平均值概算機以及對于被挑選的閾電平中的一個獲得與P個平均值概算機有關的平均值，并使用結果作為閾值中現(xiàn)行被挑選的一個。
3.根據(jù)權利要求1或2的方法，其特征在于對被解調的位流至少在2位期間斷續(xù)地積分并且將結果與被挑選的閾值相比較并使用結果去修正被挑選的閾值。
4.根據(jù)權利要求3的方法，其特征在于對被解調的位流重復取樣M次，其中M是約為20的整數(shù)，并且在各個至少2位期的M/2樣品的附近對至少一個樣品斷續(xù)積分以生成待與被挑選的一個閾值比較的被解調的信號。
5.根據(jù)權利要求3的方法，其特征在于從最近的位期間中挑選至少2個樣品以及從先前的位期間中挑選至少一個樣品。
6.根據(jù)權利要求3的方法，其特征在于通過對被解調的位流重復取樣，權重樣品，并對被權重的樣品積分以生成待與閾值中被挑選的一個相比較的被解調信號。
7.根據(jù)權利要求1的方法，其特征在于根據(jù)由N個先前被檢測的位和由位限幅器所確定的在最后被檢測的位所形成的位序列挑選多個被預定默認的閾值中的一個，獲得對至少在2位期間積分的被解調的信號，從被挑選的預定默認值中減去被解調的信號以生成dc偏移估計值，從現(xiàn)行的dc偏移估計值和多個在先的dc偏移估計值中導到平均的dc偏移估計值，將平均dc偏移估計值與被挑選的閾值組合并且將被組合的信號施加到位限幅器的閾值輸入端。
8.根據(jù)權利要求7的方法，其特征在于從在修正被挑選的閾值以前的被解調信號中減去dc偏移估計值。
9.根據(jù)權利要求7或8的方法，其特征在于調節(jié)相對于漂移的平均dc偏移估計值的響應度。
10.在具有可變閾值位限幅器的接收機中實現(xiàn)dc偏移補償?shù)姆椒ǎ鶕?jù)作為位限幅器所確定的最后的和(n-1)個較早的位值形成的位序列挑選多個預定默認的n位值中的一個；獲得至少在2位期間被積分的被解調的信號；從被挑選的預定默認值中減去被解調的信號以生成dc偏移估計值；從現(xiàn)行dc偏移估計值和多個先前的dc偏移估計值導出平均的dc偏移估計值；以及使用平均的dc偏移估計值排除在確定被解調信號值上dc偏移的影響。
11.根據(jù)權利要求10的方法，其特征在于平均dc偏移估計值與被挑選的閾值組合并且在所組合的信號被施加到位限幅器的閾值輸入端。
12.根據(jù)權利要求10或11的方法，其特征在于調節(jié)相對于漂移的平均dc偏移估計值的響應度。
13.具有可變閾值限幅器的接收機，它包含用于導出被解調位速率信號的裝置；用于存儲多個閾值的裝置，各個閾值可被有選擇地調節(jié)；用于挑選閾值供與現(xiàn)行位比較并供調節(jié)以響應先于現(xiàn)行位被接收的N位(其中N至少是2)序列的裝置；以及用于使用現(xiàn)行位修正被挑選閾值的裝置。
14.根據(jù)權利要求13的接收機，其特征在于用于導出被解調的位速率信號的裝置包括不連續(xù)積分和轉儲級用于為遍及在被預定數(shù)目的位速率期間積分被解調信號并將結果供給位限幅器以及用于修正被挑選閾值的裝置。
15.根據(jù)權利要求13的接收機，其特征在于對被解調的位流重復取樣M次，其中M是約為20的整數(shù)，和用于在各個至少為2的預定數(shù)目位速率期間的M/2樣品的附近對至少一個樣品繼續(xù)積分以生成待與被挑選的一個閾值相比較的被解調的信號的裝置。
16.根據(jù)權利要求13的接收機，其特征在于用于對被解調的位流重復取樣的裝置，用于權重所獲得樣品的裝置，以及用于對被權重的樣品積分以生成待與被挑選的一個閾值相比較的被解調的信號的積分裝置。
17.根據(jù)權利要求13的接收機，其特征在于用于根據(jù)由位限幅器所確定的N個先前被檢測的位和最后被檢測的位所形成的位序列挑選多個預定默認的閾值中一個的裝置；用于在至少2位期間積分獲得被解調信號的裝置；用于從被挑選的預定默認值中減去被解調的信號以生成dc偏移估計值的裝置；用于從現(xiàn)行dc偏移估計值和多個先前的dc偏移估計值中導出平均dc偏移估計值的裝置；以及用于將平均dc偏移估計值與被挑選的閾值組合和用于將被組合的信號施加到位限幅器的閾值輸入端的裝置。
18.根據(jù)權利要求17的接收機，其特征在于用于調節(jié)相對于漂移的平均dc偏移估計值的響應度的裝置。
全文摘要
具有用于在被解調的信號中檢測位的可變位限幅器的接收機，它包含用于導出被解調的位速率信號的解調器(14)；用于存儲多個閾值的裝置(36)，各個閾值可被選擇地調節(jié)；用于挑選閾值為與現(xiàn)行位信號(S
文檔編號H04L25/03GK1411650SQ01806086
公開日2003年4月16日 申請日期2001年12月21日 優(yōu)先權日2001年1月4日
發(fā)明者A·W·佩尼, P·A·穆爾, B·J·明尼斯 申請人:皇家菲利浦電子有限公司