專利名稱：放大電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及放大電路，特別涉及用于無線通信或者是廣播的發(fā)送裝置上放大發(fā)送信號的末級放大電路。
背景技術：
用于無線通信或者是廣播的發(fā)送裝置中，近年來，發(fā)送數(shù)字調制信號的情況正在變得多起來。由于這些信號，大多數(shù)都能將信息加載于多值調制的振幅方向上，所以用于發(fā)送裝置的放大電路上需求具有線性。另一方面，為了削減裝置的消耗功率，放大電路還需要高的功率利用系數(shù)。為了能使放大電路的線性和功率利用系數(shù)得到兼顧，用于失真補償和功率改善的各種各樣的技術被提出了?，F(xiàn)有的放大電路方式之一有稱為LINC(LinearAmplification with Nonlinear Components，用非線性器件實現(xiàn)線性放大)的方式。該方式，將發(fā)送信號分為2個常數(shù)包絡線信號，通過功率利用系數(shù)高的非線性放大器放大后進行合成，以便使線性和功率利用系數(shù)得到兼顧。
在此使用圖1說明適用LINC方式的放大電路的一般例子。圖1所示的放大電路10中，常數(shù)包絡線信號生成單元11中，由輸入信號S(t)生成2個常數(shù)的包絡線信號Sa(t)和Sb(t)。例如，用下面的(式1)表示輸入信號S(t)時，假設各常數(shù)包絡線信號Sa(t)、Sb(t)為下面的(式2)和(式3)，則各常數(shù)包絡線信號Sa(t)、Sb(t)在振幅方向就成為常數(shù)。
S(t)＝V(t)×cos{ωct+φ(t)} …(式1)式中，設V(t)的最大值為Vmax，輸入信號的載波角頻率為ωc。
Sa(t)＝Vmax/2×cos{ωct+ψ(t)} …(式2)Sb(t)＝Vmax/2×cos{ωct+θ(t)} …(式3)式中，ψ(t)＝φ(t)+α(t)、θ(t)＝φ(t)-α(t)。
雖然圖2在直角平面座標上使用信號矢量表示了常數(shù)包絡線信號的生成動作，但是，如圖所示，輸入信號S(t)是用振幅為Vmax/2的2個常數(shù)包絡線信號Sa(t)、Sb(t)的矢量和來進行表示的。
再次參照圖1。2個放大器12、13，分別放大2個常數(shù)包絡線信號。此時，如果設放大器12、13中的增益為G，則放大器12、13的輸出信號就分別成為G×Sa(t)、G×Sb(t)。如果通過合成單元14將這些輸出信號G×Sa(t)、G×Sb(t)進行合成，就得到輸出信號G×S(t)。
作為現(xiàn)有的、上述所示的放大電路，有如在專利文獻1和專利文獻2上所述的放大電路。將用來實現(xiàn)該LINC方式的、放大電路的更為具體的結構的例子表示于圖3。圖3所示的放大電路10a中，通過常數(shù)包絡線信號IQ生成單元15，利用數(shù)字信號處理生成由基帶的輸入信號Si、Sq經正交解調后變?yōu)槌?shù)包絡線信號Sa、Sb的基帶信號Sai、Saq、Sbi、Sbq，并利用D/A轉換器16a、16b、16c、16d將各基帶信號轉換為模擬信號后，具有2個正交調制器的正交調制單元17進行正交調制獲得2個常數(shù)包絡線信號Saif、Sbif。然后，混頻器21a、21b通過將各信號與由局部振蕩器22提供的局部信號相混合進行頻率轉換，獲得轉換為載波頻率的信號Sarf、Sbrf。然后放大器12、13進行最終放大、合成單元14單元進行合成，其結果獲得輸出信號。
專利文獻1日本專利6-22302號專利公報專利文獻2日本專利申請8-163189號公開公報發(fā)明內容但是，上述現(xiàn)有的放大電路，當混頻器21a、21b進行頻率轉換時，混頻率21a、21b中使用的局部信號往往發(fā)生漏泄。漏泄的局部信號成為有可能給通信質量帶來不良影響的寄生分量。
作為用來抑制局部信號漏泄的技術，可列舉比如使用濾波器的例子?？墒?，一般來說，LINC方式的放大電路中，原來的輸入信號轉換為經相位調制處理的2個常數(shù)包絡線信號，經處理的信號的頻譜在頻率方向上展開。因此，如果通過濾波器對局部信號的漏泄進行抑制，就會發(fā)生所謂調制信息丟失、發(fā)送信號的失真變大、通信質量惡化的問題。
本發(fā)明旨在提供一種可以提高通信質量的高功率效率的放大電路。
本發(fā)明的放大電路包括生成用于分別具有規(guī)定相位的第1常數(shù)包絡線信號和第2常數(shù)包絡線信號的頻率轉換的第1局部信號和第2局部信號的生成單元；使用生成的第1局部信號和第2局部信號將第1常數(shù)包絡線信號和第2常數(shù)包絡線信號進行頻率轉換的頻率轉換單元；放大經頻率轉換處理的第1常數(shù)包絡線信號和第2常數(shù)包絡線信號的放大單元；將放大的第1常數(shù)包絡線信號和第2常數(shù)包絡線信號進行合成的合成單元；其中，上述第1局部信號和上述第2局部信號相互具有180°相位差。
如上所述，通過本發(fā)明可以提高通信質量。


圖1.表示現(xiàn)有的放大電路結構的一般例子的圖；圖2.將現(xiàn)有的放大電路的動作矢量表示在直角平面座標上的圖；圖3.表示現(xiàn)有的放大電路的更為具體的結構的例子的圖；圖4.表示本發(fā)明實施方式1涉及的放大電路結構的方框圖；圖5A.表示本發(fā)明的實施方式1涉及的各常數(shù)包絡線信號的移相處理的矢量圖；圖5B.表示本發(fā)明的實施方式1涉及的局部信號的移相處理的矢量圖；圖5C.表示本發(fā)明的實施方式1涉及的合成后的信號矢量的圖；圖6.表示本發(fā)明的實施方式2涉及的放大電路結構的方框圖；圖7.表示本發(fā)明的實施方式3涉及的放大電路結構的方框圖；圖8.表示本發(fā)明的實施方式4涉及的放大電路結構的方框圖；圖9.表示本發(fā)明的實施方式5涉及的放大電路結構的方框圖；圖10.表示本發(fā)明的實施方式6涉及的放大電路結構的方框圖；圖11.表示本發(fā)明的實施方式7涉及的放大電路結構的方框圖；圖12.表示本發(fā)明的實施方式8涉及的放大電路結構的方框圖；圖13.表示本發(fā)明的實施方式9涉及的無線收發(fā)裝置結構的方框圖；圖14.表示本發(fā)明的實施方式10涉及的放大電路結構的方框圖；圖15.表示本發(fā)明的實施方式10涉及的放大電路的各處理級可以獲得的信號波形的圖；圖16.表示本發(fā)明的實施方式11涉及的放大電路結構的方框圖；以及圖17.表示本發(fā)明的實施方式12涉及的無線收發(fā)裝置結構的方框圖。
具體實施例方式
下面，參照附圖詳細說明本發(fā)明的實施方式。
(實施方式1)圖4是表示本發(fā)明的實施方式1涉及的放大電路結構的方框圖。
圖4所示的放大電路100具有常數(shù)包絡線信號生成單元101、2個移相器102a、102b、2個混頻器103a、103b、2個放大器104a、104b、合成電路105、局部振蕩器106以及2個局部信號移相器107a、107b。
另外，常數(shù)包絡線信號生成單元101具有常數(shù)包絡線信號IQ生成單元111、4個D/A(Digital to Analog，數(shù)字/模擬)轉換器112a、112b、112c、112d和正交調制單元113。正交調制單元113具有4個混頻器114a、114b、114c、114d、2個移相器115a、115b及局部振蕩器116。
常數(shù)包絡線信號生成單元101，使用基帶的輸入信號Si、Sq生成2個常數(shù)包絡線信號，該2個常數(shù)包絡線信號與合成矢量時將輸入信號Si、Sq通過規(guī)定頻率的載波頻率進行正交調制的信號相等價，也就是第1常數(shù)包絡線信號Saif以及第2常數(shù)包絡線信號Sbif，并分別輸出到2個移相器102a、102b。另外，常數(shù)包絡線信號生成單元101，利用比如ASIC(Application SpecificIntegrated Circuit，專用集成電路)或FPGA(Field Programmable GateArray，現(xiàn)場可編程門陣列)等數(shù)字信號處理電路也可以實現(xiàn)。
更具體地說，常數(shù)包絡線信號生成單元101中，常數(shù)包絡線信號IQ生成單元111對輸入信號Si、Sq進行數(shù)字信號處理，生成基帶信號Sai、Saq、Sbi、Sbq。常數(shù)包絡線信號IQ生成單元111例如為ASIC或FPGA等數(shù)字信號處理電路。
D/A轉換器112a～112d，對基帶信號Sai、Saq、Sbi、Sbq分別進行數(shù)字模擬轉換。D/A轉換器112a～112d例如為將數(shù)字信號轉換成模擬信號的數(shù)字模擬轉換IC(Integrated Circuit，集成電路)。
正交調制單元113，將轉換成模擬信號的基帶信號Sai、Saq、Sbi、Sbq進行正交調制，生成第1常數(shù)包絡線信號Saif和第2常數(shù)包絡線信號Sbif，并分別輸出到移相器102a、102b。正交調制單元113的局部振蕩器116，例如為使用由相位負反饋控制系統(tǒng)(PLL，鎖相電路)控制的電壓控制振蕩器(VCO)的頻率合成器等的振蕩電路。另外，正交調制單元113的移相器115a～115b，例如為由微帶線形成的混合移相器。
移相器102a，使來自正交調制單元113的第1常數(shù)包絡線信號Saif的相位改變+α°，生成移相了的第1常數(shù)包絡線信號Saif’。移相器102b，使來自正交調制單元113的第2常數(shù)包絡線信號Sbif的相位改變+β°，生成移相了的第2常數(shù)包絡線信號Sbif’。再有，|α-β|＝180。另外，移相器102a、102b，例如為由微帶線形成的混合移相器。
混頻器103a，將來自移相器102a的第1常數(shù)包絡線信號Saif’與來自局部信號移相器107a的局部信號LOa混合，由此進行頻率轉換(上變頻)處理，生成頻率轉換了的第1常數(shù)包絡線信號Sarf。混頻器103b，將來自移相器102b的第2常數(shù)包絡線信號Sbif’與來自局部信號移相器107b的局部信號LOb混合，由此進行頻率轉換(上變頻)處理，生成頻率轉換了的第2常數(shù)包絡線信號Sbrf。
局部振蕩器106，例如使用由PLL控制的VCO的頻率合成器等的振蕩電路，生成局部信號LO，并輸出到局部信號移相器107a、107b。
局部信號移相器107a，使來自局部振蕩器116的局部信號LO的相位改變-α°，生成移相了的局部信號LOa。局部信號移相器107b，使來自局部振蕩器116的局部信號LO的相位改變-β°，生成移相了的局部信號LOb。局部信號移相器107a、107b，例如為由微帶線形成的混合移相器。
放大器104a，放大來自混頻器103a的第1常數(shù)包絡線信號Sarf，并輸出到合成電路105。放大器104b，放大來自混頻器103b的第2常數(shù)包絡線信號Sbrf，并輸出到合成電路105。放大器104a、104b，例如由FET(Field EffectTransistor，場效應晶體管)或者由晶體管構成。
合成電路105，例如為由微帶線構成的威爾金森(Wilkinson)型合成電路或電阻合成電路，通過將由放大器104a、104b放大的第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf進行合成，生成作為從放大電路100輸出的信號的輸出信號Srf。
接下來，說明具有上述結構的放大電路100的動作。在此說明通過載波頻率ωrf發(fā)送輸入信號S(t)的情況。
首先，常數(shù)包絡線信號生成單元101，從基帶的輸入信號Si、Sq，生成2個常數(shù)包絡線信號，該2個常數(shù)包絡線信號與矢量合成時將輸入信號Si、Sq通過載波頻率ωrf進行正交調制的信號相等價，也就是第1常數(shù)包絡線信號Saif和第2常數(shù)包絡線信號Sbif，并分別輸出到移相器102a、102b。輸入信號S(t)用下面的(式4)表示。
S(t)＝Saif+Sbif＝Vmax/2·cos(ωift+ψ(t))+Vmax/2·cos(ωift+θ(t)) …(式4)然后，通過第1常數(shù)包絡線信號Saif所輸入的移相器102a，使第1常數(shù)包絡線信號Saif的相位改變+α°，通過第2常數(shù)包絡線信號Sbif所輸入的移相器102b，使第2常數(shù)包絡線信號Sbif的相位改變+β°。移相處理后的第1常數(shù)包絡線信號Saif′和第2常數(shù)包絡線信號Sbif′分別輸出到混頻器103a、103b。這些移相處理，用下面的(式5)和(式6)表示。圖5A是表示各常數(shù)包絡線信號的移相處理矢量的圖。
Saif’＝Vmax/2·cos(ωift+ψ(t)+α) …(式5)Sbif’＝Vmax/2·cos(ωift+θ(t)+β) …(式6)另外，從局部振蕩器106輸出的局部信號LO，通過局部信號移相器107a移相改變-α°，成為在輸入第1常數(shù)包絡線信號Saif’的混頻器103a使用的局部信號LOa。另外，局部信號LO，通過局部信號移相器107b移相改變-β°，成為在輸入第2常數(shù)包絡線信號Sbif’的混頻器103b使用的局部信號LOb。分別用下面的(式7)和(式8)表示生成的局部信號LOa、LOb。再有，簡單起見，設該例的局部信號LO的振幅為“1”。圖5B是表示局部信號的移相處理矢量的圖。
LOa＝cos(ωLOt-α)…(式7)LOb＝cos(ωLOt-β)…(式8)然后，混頻器103a進行第1常數(shù)包絡線信號Saif’和局部信號LOa的混合，從混頻器103a輸出經頻率轉換處理的第1常數(shù)包絡線信號Sarf和局部信號LOa的漏泄，并輸入到放大器104a。
另外，混頻器103b進行第2常數(shù)包絡線信號Sbif’和局部信號LOb的混合，從混頻器103b輸出經頻率轉換處理的第2常數(shù)包絡線信號Sbrf和局部信號LOb的漏泄，并輸入到放大器104b。
在此，第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf分別用下面的(式9)和(式10)表示。
Sarf＝Vmax/2·cos((ωLO+ωif)t+ψ(t)+α-α)＝Vmax/2·cos(ωrft+ψ(t))…(式9)Sbrf＝Vmax/2·cos((ωLO+ωif)t+θ(t)+β-β)＝Vmax/2·cos(ωrft+θ(t))…(式10)另外，局部信號LOa的漏泄和局部信號LOb的漏泄，分別用下面的(式11)和(式12)表示。
LOa＝cos(ωLOt-α)…(式11)LOb＝cos(ωLOt-β)…(式12)然后，放大器104a、104b將輸入的信號放大，并輸出到合成電路105。合成電路105將輸入的信號進行合成并輸出。如果設放大器104a、104b的增益為G，放大后的第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf則分別用下面的(式13)和(式14)表示。
Sarf＝G·Vmax/2·cos((ωrft+ψ(t)) …(式13)Sbrf＝G·Vmax/2·cos((ωrft+θ(t)) …(式14)另外，第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf的合成后的信號，根據(jù)(式1)(式2)和(式3)所表示的關系，用下面的(式15)表示。圖5C是表示第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf合成后的信號的矢量圖。
Sarf+Sbrf＝G·(Vmax/2·cos((ωrft+ψ(t))+Vmax/2·cos((ωrft+θ(t))))…(式15)
另一方面，放大后的局部信號LOa、LOb的漏泄，分別如同下面的(式16)和(式17)所示。
LOa＝G·cos(ωLOt-α)…(式16)LOb＝G·cos(ωLOt-β)…(式17)另外，局部信號LOa、LOb的漏泄進行合成后的信號用下面的(式18)表示。
LOa+LOb＝G·cos(ωLOt-α)+G·cos(ωLOt-β)＝G·(cos(ωLOt)cos(α)-sin(ωLOt)sin(α)+cos(ωLOt)cos(β)-sin(ωLOt)sin(β))＝G·(cos(ωLOt)·(2·cos((α+β)/2)·cos((α-β)/2))-sin(ωLOt)·(2·((sin((α+β)/2)·cos((α-β)/2))) …(式18)如上所述，|α-β|＝180，所以上述的(式18)中cos((α-β)/2)＝0，因此，上述(式18)的解為“0”。
如果考察上述的合成電路105的輸出信號，根據(jù)(式15)可知，關于常數(shù)包絡線信號，輸入信號S(t)被放大到G倍的信號通過載波頻率ωrf輸出。另一方面，關于局部信號的漏泄，根據(jù)(式18)可知，來自混頻器103a、103b的局部信號的漏泄在合成后變?yōu)椤?”且不從合成電路105輸出。
如上所述，根據(jù)本實施方式，使在2個常數(shù)包絡線信號的頻率轉換中使用的2個局部信號的相位差為180°，因為預先改變相位以便使相位在頻率轉換后復原，所以可以抑制局部信號的漏泄而不使從合成電路105輸出的信號也就是發(fā)送信號的失真增大，可以在高功率效率的條件下提高通信質量。
另外，在本實施方式中，雖然采用在常數(shù)包絡線信號生成單元101的后級上設置了移相器102a、102b的結構，但是，并不限于此種結構。例如，即使采用在正交調制單元113內的局部振蕩器116的輸出上設置與移相器102a、102b執(zhí)行同樣動作的裝置，改變正交調制單元113中使用的局部信號的相位的結構，也能獲得與上述同樣的作用效果。
另外，本實施方式雖然采用了在局部振蕩器106和混頻器103a、103b之間配置局部信號移相器107a、107b的結構，但是本實施方式并不限于該結構。例如，將與局部信號移相器107a、107b執(zhí)行同樣動作的裝置配置在混頻器103a、103b和合成電路105之間、或者配置在合成電路105的內部，也都能夠獲得與上述同樣的作用效果。
(實施方式2)圖6是表示本發(fā)明涉及的實施方式2的放大電路結構的方框圖。另外，本實施方式說明的放大電路，與在實施方式1中說明的放大電路100具有同樣的基本結構，故在同樣的結構要素上標注相同的號碼，并省略對其詳細說明。
圖6所示的放大電路200，設置常數(shù)包絡線信號生成單元201來代替圖4所示的放大電路100的常數(shù)包絡線信號生成單元101，而且不設置放大電路100的移相器102a、102b。常數(shù)包絡線信號生成單元201，設置常數(shù)包絡線信號IQ生成單元202來代替常數(shù)包絡線信號生成單元101的常數(shù)包絡線信號IQ生成單元111的結構。
常數(shù)包絡線信號生成單元201，使用基帶的輸入信號Si、Sq生成2個常數(shù)包絡線信號，該2個常數(shù)包絡線信號與合成矢量時將輸入信號Si、Sq通過規(guī)定頻率的載波頻率進行正交調制的信號相等價，也就是第1常數(shù)包絡線信號Saif′和第2常數(shù)包絡線信號Sbif′，并分別輸出到混頻器103a、103b。另外，常數(shù)包絡線信號生成單元201，例如通過ASIC或FPGA之類的數(shù)字信號處理電路也能實現(xiàn)。
常數(shù)包絡線信號生成單元201中，常數(shù)包絡線信號IQ生成單元202，對輸入信號S(t)的IQ信號(也就是輸入信號Si、Sq)，用下面的(式19)和(式20)表示，并且通過進行數(shù)字信號處理使正交調制后的第1常數(shù)包絡線信號Saif′的相位改變+α°來生成基帶信號Sai、Saq。另外，常數(shù)包絡線信號IQ生成單元202，對輸入信號S(t)的IQ信號，用下面的(式21)和(式22)表示，并且通過進行數(shù)字信號處理使正交調制后的第2常數(shù)包絡線信號Sbif′的相位改變+β°來生成基帶信號Sbi、Sbq。常數(shù)包絡線信號IQ生成單元202，例如為ASIC或FPGA等的數(shù)字信號處理電路。
Sai＝((I-Q·SQRT(x/a2-1))·cosα-(Q+I·SQRT(x/a2-1))·sinα …(式19)Saq＝((Q+I·SQRT(x/a2-1))·cosα+(I-Q·SQRT(x/a2-1))·sinα …(式20)Sbi＝((I+Q·SQRT(x/a2-1))·cosβ-(Q-I·SQRT(x/a2-1))·sinβ …(式21)Sbq＝((Q-I·SQRT(x/a2-1))·cosβ-(I+Q·SQRT(x/a2-1))·sinβ …(式22)式中，SQRT(x/a2-1)表示x/a2-1的平方根、a2＝I2+Q2、x表示a的最大值。
在這里，使用運算式詳細說明常數(shù)包絡線信號IQ生成單元202的處理。
一般的常數(shù)包絡線信號IQ生成單元中，如上述專利文獻1或專利文獻2上所示，根據(jù)下面的(式23)(式24)(式25)和(式26)，由原來的輸入信號S(t)的IQ信號生成第1常數(shù)包絡線信號Sa(t)的IQ信號(也就是Sai和Saq)和第2常數(shù)包絡線信號Sb(t)的IQ信號(也就是Sbi和Sbq)。
Sai＝((I-Q·SQRT(x/a2-1))…(式23)Saq＝((Q+I·SQRT(x/a2-1))…(式24)Sbi＝((I+Q·SQRT(x/a2-1))…(式25)Sbq＝((Q-I·SQRT(x/a2-1))…(式26)第1常數(shù)包絡線信號Sa(t)和第2常數(shù)包絡線信號Sb(t)分別是將Sai和Saq進行正交調制的信號，將Sbi和Sbq進行正交調制的信號。如果用運算式表示這些關系，如同下面的(式27)和(式28)所示。
Sa(t)＝Sai+j·Saq…(式27)Sb(t)＝Sbi+j·Sbq…(式28)
使上述的Sa(t)的相位改變+α°和使Sb(t)的相位改變+β°的運算式如下所示。
Sa’(t)＝(Sai+j·Saq)·(cosα+j·sinα) …(式29)Sb’(t)＝(Sbi+j·Sbq)·(cosβ+j·sinβ) …(式30)就是說，如果選擇(式29)的實部為Sai、選擇虛部為Saq進行正交調制，則正交調制后的信號就成為將第1常數(shù)包絡線信號的相位改變了+α°的信號。表示該關系的運算式為(式19)和(式20)。同樣，如果選擇(式30)的實部為Sbi、選擇虛部為Sbq進行正交調制，則正交調制后的信號就成為將第2常數(shù)包絡線信號的相位改變了+β°的信號。表示該關系的運算式為(式21)和(式22)。
也就是，常數(shù)包絡線信號IQ生成單元202，由原來的輸入信號S(t)的I Q信號，進行上述的(式19)～(式22)的處理，由此生成基帶信號Sa(t)、Sb(t)的IQ信號，如果通過正交調制單元113分別進行正交調制，則混頻器103a輸入的第1常數(shù)包絡線信號Saif′成為相位改變了+α°的信號、混頻器103b輸入的第2常數(shù)包絡線信號Sbif′成為相位改變了+β°的信號，即便不使用移相器也能夠使2個常數(shù)包絡線信號的相位改變。
如上所述，根據(jù)本實施方式不需要實施方式1中說明的移相器102a、102b，因此能夠抑制局部信號的漏泄而不使發(fā)送信號的失真增大，并且能夠實現(xiàn)放大電路200的電路規(guī)模的小型化。再加上不使用移相器而利用數(shù)字信號處理使相位改變，因此與模擬的移相器相比較，能夠提高其相位改變的精度。
(實施方式3)圖7表示本發(fā)明涉及的實施方式3的放大電路結構的方框圖。再有，在本實施方式中說明的放大電路，與實施方式1說明的放大電路100具有同樣的基本結構，故在同樣的結構要素上標注同樣的號碼，省略對其詳細說明。
圖7所示的放大電路300，設置180°移相器301和-180°移相器302來代替圖4所示的放大器100的移相器102a和局部信號移相器107a，而且未設置放大電路100的移相器102b和局部信號移相器107b。
180°移相器301，使來自正交調制單元113的第1常數(shù)包絡線信號Saif的相位改變+180°來生成移相的第1常數(shù)包絡線信號Saif’。另外，180°移相器301，例如為由微帶線形成的混合移相器。
-180°移相器302，使來自局部振蕩器106的局部信號LO的相位改變-180°來生成移相的局部信號LOa。-180°移相器302，例如為由微帶線形成的混合移相器。
也就是，本實施方式的放大電路300，執(zhí)行與通過實施方式1的放大電路100使α＝180，β＝0同樣的動作。
因此，在第1常數(shù)包絡線信號通過的路徑上，通過180°移相器301將第1常數(shù)包絡線信號Saif的相位改變+180°，第1常數(shù)包絡線信號Saif’輸出到混頻器103a。然后，混頻器103a利用通過-180°移相器302使相位改變了-180°的局部信號LOa進行頻率轉換。結果，輸出到放大器104a的信號為相位與原來的信號相同的第1常數(shù)包絡線信號Sarf和相位改變了-180°的局部信號LOa的漏泄。另一方面，在第2常數(shù)包絡線信號通過的路徑上未設置移相器，因此第2常數(shù)包絡線信號Sbif和局部信號LO的相位改變量為0°。
通過放大器104a、104b的2個常數(shù)包絡線信號由合成電路105合成，并輸出放大了的期待的發(fā)送信號(輸出信號Srf)。另外，局部信號LO和局部信號LOa的相位差為180°，因此可以抑制局部信號的漏泄。
如上所述，根據(jù)本實施方式，不需要實施方式1說明的移相器102b和局部信號移相器107b，因此能夠抑制局部信號的漏泄而不使發(fā)送信號的失真增大，并且能夠實現(xiàn)放大電路300的電路規(guī)模小型化。
另外，本實施方式雖然說明了設置180°移相器301和-180°移相器302來代替圖4所示的放大電路100的移相器102a和局部信號移相器107a，而且未設置放大電路100的移相器102b和局部信號移相器107b，但是放大電路300的結構不限定于此。例如，即使設置180°移相器301和-180°移相器302來代替放大電路100的移相器102b和局部信號移相器107b，而且不設置放大電路100的移相器102a和局部信號移相器107a，也能夠獲得與上述同樣的作用效果。
(實施方式4)圖8是表示本發(fā)明實施方式4涉及的放大電路結構的方框圖。另外，本實施方式中說明的放大電路，與實施方式1說明的放大電路100具有同樣的基本結構，故在同樣的結構要素上標注同樣的號碼，省略對其詳細說明。
圖8上所示的放大電路400，設置了可變移相器401a、401b來代替圖4所示的放大電路100的局部信號移相器107a、107b。
可變移相器401a、401b具有調整局部信號LO的相位的改變量的功能，該點與局部信號移相器107a、107b不同。
接下來，說明具有上述結構的放大電路400的動作。
在局部信號通過的2條路徑(也就是在從局部振蕩器106到合成電路105的路徑上，通過混頻器103a的路徑和通過混頻器103b的路徑)之間，當電長度存在差異，或在由各放大器104a、104b或混頻器103a、103b所引起的相位改變量存在差異時，在局部信號LOa和局部信號LOb的漏泄的相位差上會產生誤差，相位差不為180°。因此，可變移相器401a、401b通過進行相位改變量的調整來減小相位差的誤差，能夠防止局部信號漏泄的抑制量的下降。
如上所述，根據(jù)本實施方式，調整用于混頻器103a、103b的頻率轉換的局部信號的相位改變量，因此能夠減小由局部信號通過的路徑上的電長度差等引起的相位差的誤差，能夠防止局部信號漏泄的抑制量的下降。
另外，本實施方式雖然說明了在局部振蕩器106和混頻器103a、103b之間配置可變移相器401a、401b，但是放大電路400的結構并不限于此。例如，將與可變移相器401a、401b執(zhí)行同樣動作的裝置，配置在混頻器103a、103b和合成電路105之間，或者配置在合成電路105的內部，也都能夠獲得與上述同樣的作用效果。
(實施方式5)圖9是表示本發(fā)明的實施方式5涉及的放大電路結構的方框圖。再有，本實施方式說明的放大電路，與實施方式1說明的放大電路100具有同樣的基本結構，故在同樣的結構要素上標注同樣的號碼，省略對其詳細說明。
圖9所示的放大電路500，在圖8所示的實施方式4涉及的放大電路400的結構上，增加了信號檢測單元501、帶通濾波器(BPF)502、混頻器503、局部振蕩器504、A/D轉換器505、電平檢測單元506和相位控制單元507。
信號檢測單元501，檢測合成電路105的輸出信號Srf。信號檢測單元501，例如為由方向性耦合器或循環(huán)器來實現(xiàn)。
BPF 502，將信號檢測單元501中的檢測信號進行頻帶限制，并將只相當于局部信號的漏泄的分量輸出到混頻器503?；祛l器503，將由PF502進行頻帶限制的信號與由局部振蕩器504生成的信號相混合，由此進行頻率轉換。A/D轉換器505，將由混頻器503進行頻率轉換的信號進行模擬數(shù)字轉換。
電平檢測單元506，根據(jù)由A/D轉換器505進行模擬數(shù)字轉換的信號檢測局部信號的漏泄的電平。電平檢測單元506，例如與二極管檢波器或A/D轉換器505一起由ASIC或FPGA之類的數(shù)字信號處理電路來實現(xiàn)。相位控制單元507控制可變移相器401a、401b的相位改變量的調整，以便使電平檢測單元506檢測的電平成為最小。相位控制器507，例如由ASIC或FPGA之類的數(shù)字信號處理電路來實現(xiàn)。
接下來，說明具有上述結構的放大電路500的動作。
放大電路500利用信號檢測單元501檢測來自合成電路105的輸出信號Srf。然后，通過BPF 502來抑制局部信號漏泄之外的分量。局部信號的漏泄，通過混頻器503進行頻率轉換，通過A/D轉換器505轉換成數(shù)字信號。然后，通過電平檢測單元506檢測轉變成數(shù)字信號的局部信號漏泄的電平，并將其檢測結果輸出到相位控制單元507。
在局部信號通過的2條路徑(也就是在從局部振蕩器106到合成電路105的路徑上，通過混頻器103a的路徑和通過混頻器103b的路徑)之間，例如受溫度等的影響，相位改變量隨時間發(fā)生變動時，局部信號LOa和局部信號LOb的漏泄的相位差不為180°了，其誤差的量也發(fā)生變動。產生相位差的誤差的情況與沒有誤差的情況相比較，局部信號的漏泄的電平在來自合成電路105的輸出后變大。因此，相位控制單元507控制由可變移相器401a、401b產生的相位改變量，以便使該漏泄的電平變?yōu)樽钚　?br> 如上所述，根據(jù)本實施方式，對由可變移相器401a、401b產生的相位改變量的調整進行控制以便使局部信號的漏泄的電平變?yōu)樽钚?，因此通過2條路徑的局部信號的相位差即使隨著時間發(fā)生變動也能夠減小其相位差的誤差，也能夠防止局部信號的抑制量的下降。
(實施方式6)
圖10是表示本發(fā)明的實施方式6涉及的放大電路結構的方框圖。另外，本實施方式說明的放大電路，與實施方式1說明的放大電路100具有同樣的基本結構，故在同樣的結構要素上標注同樣的號碼，省略對其詳細說明。
圖10所示的放大電路600，在圖4所示的放大電路100的局部信號移相器107a和混頻器103a之間設置可變衰減器601a、在放大電路100的局部信號移相器107b和混頻器103b之間設置可變衰減器601b。
可變衰減器601a、601b調整局部信號LOa、LOb的振幅(例如衰減量)，并分別輸出到混頻器103a、103b。
接下來，說明具有上述結構的放大電路600的動作。
在局部信號通過的2條路徑(也就是從局部振蕩器106到合成電路105的路徑上，通過混頻器103a的路徑和通過混頻器103b的路徑)的之間，當衰減量或放大量存在差異時，在局部信號LOa和局部信號LOb的漏泄的振幅上會產生誤差，因此局部信號的漏泄的抑制量往往下降。因此，可變衰減器601a、601b將局部信號的衰減量進行調整來減小局部信號的漏泄的振幅誤差。
如上所述，根據(jù)本實施方式，將用于混頻器103a、103b的頻率轉換的局部信號的振幅(衰減量)進行調整，因此能夠減小由局部信號通過路徑上的衰減量/放大量的差而產生的局部信號的漏泄的振幅誤差，能夠防止局部信號漏泄的抑制量的下降。
另外，本實施方式雖然說明了在局部信號移相器107a、107b和混頻器103a、103b之間，配置可變衰減器601a、601b，但是放大電路600的結構并不限于此。例如，將與可變衰減器601a、601b執(zhí)行同樣動作的裝置配置在局部振蕩器106和局部信號移相器107a、107b之間，或者配置在混頻器103a、103b和合成電路105之間，或配置在合成電路105的內部，也都能夠獲得與上述同樣的作用效果。
(實施方式7)圖11是本發(fā)明的實施方式7涉及的放大電路結構的方框圖。另外，本實施方式說明的放大電路，與實施方式1說明的放大電路100具有同樣的基本結構，故在同樣的結構要素上標注同樣的號碼，省略對其詳細說明。
圖11所示的放大電路700，在圖10所示的實施方式6涉及的放大電路600上增加了實施方式5說明的信號檢測單元501、BPF 502、混頻器503、局部振蕩器504、A/D轉換器505和電平檢測單元506與衰減控制單元701。
信號檢測單元501，檢測合成電路105的輸出信號Srf。信號檢測單元501，例如由方向性耦合器或循環(huán)器來實現(xiàn)。
衰減控制單元701，對可變衰減器601a、601b中的振幅(例如衰減量)的調整進行控制以便使電平檢測單元506檢測的電平變?yōu)樽钚?。衰減控制單元701，例如可由ASIC或者是FPGA之類的數(shù)字信號處理電路來實現(xiàn)。
接下來，說明具有上述結構的放大電路700的動作。
放大電路700利用信號檢測單元501檢測來自合成電路105的輸出信號Srf。然后，通過BPF 502抑制局部信號的漏泄之外的分量。局部信號的漏泄通過混頻器503進行頻率轉換，通過A/D轉換器505轉換為數(shù)字信號。然后，通過電平檢測單元506檢測轉換為數(shù)字信號的局部信號的漏泄的電平，并將其檢測的結果輸出到衰減控制單元701。
在局部信號通過的2條路徑(也就是從局部振蕩器106到合成電路105的路徑上，通過混頻器103a的路徑和通過混頻器103b的路徑)的之間，當受到例如溫度等的影響而引起衰減量或放大量隨著時間變動時，在局部信號LOa和局部信號LOb的漏泄的振幅上會產生誤差，該振幅誤差隨著時間而變動。產生振幅誤差的情況與沒有誤差的情況相比較，局部信號的漏泄的電平在來自合成電路105的輸出后變大。因此，衰減控制單元701將由可變衰減器601a、601b產生的振幅(衰減量)進行控制，以便使該漏泄的電平變?yōu)樽钚　?br> 如上所述，根據(jù)本實施方式，將由可變衰減器601a、601b產生的振幅(衰減量)的調整進行控制，以便使局部信號的漏泄的電平變?yōu)樽钚。虼思词雇ㄟ^2條路徑的局部信號的振幅誤差隨著時間而變動，也能夠減小其振幅的誤差，也能夠防止局部信號的抑制量的下降。
(實施方式8)圖12是表示本發(fā)明的實施方式8涉及的放大電路結構的方框圖。另外，本實施方式說明的放大電路，與實施方式1說明的放大電路100具有同樣的基本結構，故在同樣的結構要素上標注同樣的號碼，省略對其詳細說明。
圖12所示的放大電路800，設置了可變移相器801a、801b來代替圖4所示的放大電路100的移相器102a、102b。
可變移相器801a、801b，具有調整第1常數(shù)包絡線信號Saif和第2包絡線信號Sbif的相位改變量的功能，該點與移相器102a、102b不同。
接下來，說明具有上述結構的放大電路800的動作。
用于混頻器103a、103b的2個局部信號LOa、LOb具有180°的相位差，第1常數(shù)包絡線信號Saif’和第2常數(shù)包絡線信號Sbif’預先具有180°的相位差以便在被頻率轉換為載波頻率后恢復到原來的相位。但是，在頻率轉換前級的、常數(shù)包絡線信號通過的2條路徑(也就是從常數(shù)包絡線信號生成單元101到混頻器103a、103b的各路徑)的之間，當電長度存在差異時，或由各放大器104a、104b或混頻器103a、103b產生的相位改變量存在差異時，相位差的誤差在頻率轉換后仍然留有，因此有可能導致合成后的發(fā)送信號失真。因此，可變移相器801a、801b可以對相位改變量進行調整來減小相位差的誤差，并可以減小合成后的發(fā)送信號的失真。
如上所述，根據(jù)本實施方式，因為對由混頻器103a、103b進行頻率轉換前的各常數(shù)包絡線信號的相位改變量進行調整，所以，能夠減小由常數(shù)包絡線信號通過路徑上的電長度差等而產生的相位差的誤差，能夠減小合成后的發(fā)送信號的失真。
另外，根據(jù)本實施方式，雖然說明了通過可變移相器801a、801b調整各常數(shù)包絡線信號的相位改變量，但是，放大電路800的結構并不限于此。例如，如實施方式2所述的在常數(shù)包絡線信號生成單元201內部使常數(shù)包絡線信號的相位改變時，利用數(shù)字信號處理來改變并調整相位，能夠獲得與上述同樣的作用效果。
(實施方式9)圖13是表示本發(fā)明的實施方式9涉及的無線收發(fā)裝置結構的方框圖。圖13所示的無線收發(fā)裝置900包括實施方式1說明的放大電路100；發(fā)送和接收無線信號的天線901；在發(fā)送和接收時共用天線901，將放大電路100的輸出信號輸出到天線901，將通過天線901接收到的信號輸出到無線接收單元903的天線共用器902；是從天線共用器902的輸出信號中取出期待的接收信號的電路，例如由低噪聲放大器、頻率轉換的混頻器、濾波器、可變增益放大器和A/D轉換器等構成的無線接收單元903；將聲音、圖像和數(shù)據(jù)等的信號調制成用于無線發(fā)送的信號，并將無線接收的信號解調為聲音、圖像和數(shù)據(jù)等信號的調制解調單元904。
另外，無線收發(fā)裝置900，也可以具有實施方式2到實施方式8分別說明的放大電路200至放大電路800的任一個來代替放大電路100。
本實施方式涉及的無線收發(fā)裝置900，使用上述的任一個實施方式說明的放大電路來放大發(fā)送信號。
如上所述，根據(jù)本實施方式，能夠在無線收發(fā)裝置900上實現(xiàn)與從實施方式1到實施方式8的任一實施方式上所述的作用效果同樣的作用效果。
另外，本實施方式說明的無線收發(fā)裝置900，可以適用于無線通信用和廣播用的網絡上使用的無線基站裝置或通信終端裝置。
(實施方式10)圖14是表示本發(fā)明的實施方式10涉及的放大電路結構的方框圖。另外，本實施方式說明的放大電路，與實施方式1說明的放大電路100具有同樣的基本結構，故在同樣的結構要素上標注同樣的號碼，省略對其詳細說明。
圖14所示的放大電路1000，具有常數(shù)包絡線信號生成單元1001和合成電路1003來代替圖4所示的放大電路100的常數(shù)包絡線信號生成單元101和合成電路105。另外，放大電路1000未設置放大電路100的移相器102a、102b、混頻器103a、103b、局部振蕩器106和局部信號移相器107a、107b。
常數(shù)包絡線信號生成單元1001，具有正交調制單元1010來代替實施方式1說明的正交調制單元113。另外，還具有180°移相器1002。常數(shù)包絡線信號生成單元1001，比如由ASIC或FPGA之類的數(shù)字信號處理電路也能夠實現(xiàn)。
正交調制單元1010，除了實施方式1說明的混頻器114a～114d和移相器115a、115b之外，還設置著局部振蕩器1011。正交調制單元1010，將轉換為模擬信號的基帶信號Sai、Saq、Sbi、Sbq進行正交調制，生成實施方式1分別說明的第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbif。
正交調制單元1010的局部振蕩器1011，例如為使用由PLL控制的VCO的頻率合成器等的振蕩電路，生成局部信號LO，并輸出到移相器115a、115b。通過混頻器114a～114d將由局部振蕩器1011生成的局部信號LO與基帶信號Sai、Saq、Sbi、Sbq進行混合，基帶信號Sai、Saq、Sbi、Sbq進行頻率轉換。由此，基帶信號Sai、Saq直接轉換成具有載波頻率ωrf的第1常數(shù)包絡線信號Sarf，基帶信號Sbi、Sbq直接轉換成具有載波頻率ωrf的第2常數(shù)包絡線信號Sbif。生成的第1常數(shù)包絡線信號Sarf輸出到實施方式1說明的放大器104a，生成的第2常數(shù)包絡線信號Sbrf輸出到180°移相器1002。
180°移相器1002，使第2常數(shù)包絡線信號Sbrf的相位改變180°。移相180°后的第2常數(shù)包絡線信號Sbrf輸出到實施方式1說明的放大器104b。
合成電路1003使由放大器104a、104b放大的第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf的任一個的相位改變180°后，將第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf進行矢量合成。由此生成作為從放大電路1000輸出的信號的輸出信號Srf。另外，合成電路1003，可以由比如微帶線形成的180°混合式合成電路或平衡-不平衡轉換器(balun)來實現(xiàn)。
接下來，說明具有上述結構的放大電路1000的動作。
首先，常數(shù)包絡線信號IQ生成單元111，根據(jù)表示在下面的(式31)的輸入信號S(t)，生成分別由上述的(式23)～(式26)表示的基帶信號Sai、Saq、Sbi、Sbq。
S(t)＝Vmax/2·cos(ωift+ψ(t))+Vmax/2·cos(ωift+θ(t)) …(式31)基帶信號Sai、Saq、Sbi、Sbq，由D/A轉換器112a～112d分別轉換為模擬信號，通過正交調制單元1010進行的正交調制來生成第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf。另外，第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf是一旦進行矢量合成就變?yōu)樵瓉硇盘柕男盘枴?br> 第2常數(shù)包絡線信號Sbrf由180°移相器1002移相180°。因此，用下面的(式32)和(式33)表示從常數(shù)包絡線信號生成單元1001輸出的第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf。
Sarf＝Vmax/2·cos(ωrft+ψ(t)) …(式32)Sbrf＝Vmax/2·cos(ωrft+θ(t)-180°) …(式33)另外，由180°移相器1002的180°移相，也可以利用數(shù)字信號處理來實現(xiàn)。此時，通過常數(shù)包絡線信號IQ生成單元111，使用下面的(式34)(式35)(式36)和(式37)生成基帶信號Sai、Saq、Sbi、Sbq。
Sai＝((I-Q·SQRT(x/a2-1)) …(式34)Saq＝((Q+I·SQRT(x/a2-1)) …(式35)Sbi＝((Q·SQRT(x/a2-1)-I) …(式36)Sbq＝((I·SQRT(x/a2-1)-Q) …(式37)放大器104a、104b放大從常數(shù)包絡線信號生成單元1001輸出的第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf。如果設放大器104a、104b的增益為G，則放大后的第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf就可以用下面(式38)和(式39)表示。
Sarf＝G·Vmax/2·cos((ωrft+ψ(t)) …(式38)Sbrf＝G·Vmax/2·cos((ωrft+θ(t)-180°)…(式39)然后，通過合成電路1003，使放大后的第2常數(shù)包絡線信號Sbrf的相位改變180°后，將放大后的第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf進行合成。由合成獲得的輸出信號Srf用下面的(式40)表示。
Srf＝G·Vmax/2·cos((ωrft+ψ(t))+G·Vmax/2·cos((ωrft+θ(t)-180°+180°)＝G·V(t)cos(ωrft+φ(t)) …(式40)另外，通過合成電路1003，使放大后的第1常數(shù)包絡線信號Sarf的相位改變180°后，當對放大后的第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf進行合成時，由合成獲得的輸出信號Srf用下面的(式40)表示。
Srf＝G·Vmax/2·cos((ωrft+ψ(t)+180°)+G·Vmax/2·cos((ωrft+θ(t)-180°)＝G·V(t)cos(ωrft+φ(t)-180°) …(式41)在此設在常數(shù)包絡線信號生成單元1001和合成電路1003之間混入的噪聲為Sn。本實施方式的放大電路1000通過合成電路1003進行矢量合成能夠消除該噪聲。如果用運算式表示，則為如下所示。
設進入到第1常數(shù)包絡線信號Sarf中的噪聲為Sna，進入到第2常數(shù)包絡線信號Sbrf中的噪聲為Snb。噪聲Sna、Snb分別由(式42)和(式43)來表示。
Sna＝Vn·cos(ωnt) …(式42)Snb＝Vn·cos(ωnt) …(式43)通過合成電路1003使噪聲Sna和噪聲Snb中的噪聲Snb移相了180°時，包含在矢量合成后的輸出信號Srf中的噪聲成分Snout由下面的(式44)來表示。
Snout＝Vn·cos(ωnt)+Vn·cos(ωnt+180°)＝0 …(式44)圖15是用三角波表示在放大電路1000內的各處理級獲得的信號波形圖。(a)中由實線表示的波形，是從常數(shù)包絡線信號生成單元1001輸出的第1常數(shù)包絡線信號Sarf的波形，(a)中由虛線表示的波形是噪聲Sna的波形。另外，(b)中由實線表示的波形是從常數(shù)包絡線信號生成單元1001輸出的第2常數(shù)包絡線信號Sbrf的波形，(b)中由虛線表示的波形是噪聲Snb的波形。噪聲Sna和噪聲Snb是同相。(c)、(d)中表示進行合成時的各信號波形。
也就是，(c)中由實線表示的常數(shù)包絡線信號Sarf和由虛線表示的噪聲Sna，是將由(a)所示的常數(shù)包絡線信號Sarf和噪聲Sna進行了放大。另一方面在(d)上由實線表示的常數(shù)包絡線信號Sbrf和由虛線表示的噪聲Snb，是將由(b)所示常數(shù)包絡線信號Sbrf和噪聲Snb進行放大，而且，由合成電路1003旋轉了180°的相位。因此，(e)所示的合成后的信號中的噪聲Sna、Snb相互抵消。
如上所述，根據(jù)本實施方式，將2個常數(shù)包絡線信號Sarf、Sbrf通過常數(shù)包絡線信號生成單元1001生成，所述的2個常數(shù)包絡線信號Sarf、Sbrf是將它們之中任一個的相位改變180°再合成在一起的話，就可以獲得原來信號的信號，通過合成電路1003使任一個的相位改變180°，由此輸出信號Srf的波形成為將原來的輸入信號S(t)放大的波形。另外，能夠除去噪聲Sna、Snb，能夠防止由噪聲而引起的通信質量的惡化。
(實施方式11)圖16是表示本發(fā)明的實施方式11涉及的放大電路結構的方框圖。另外，本實施方式說明的放大電路，與實施方式1說明的放大電路100具有同樣的基本結構，故在同樣的結構要素上標注同樣的號碼，省略對其詳細說明。
圖16所示的放大電路1100，具有常數(shù)包絡線信號生成單元1101來代替放大電路100的常數(shù)包絡線信號生成單元101。另外，具有實施方式10說明的合成電路1003來代替合成電路105。再有，放大電路1100未設置放大電路100的移相器102a、102b和局部信號移相器107a、107b。
常數(shù)包絡線信號生成單元1101，除了常數(shù)包絡線信號生成單元101的常數(shù)包絡線信號IQ生成單元111、D/A轉換器112a～112d和正交轉換單元113之外，還具有實施方式10說明的180°移相器1002。另外，常數(shù)包絡線信號生成單元1101，由比如ASIC或FPGA之類的數(shù)字信號處理電路也能夠實現(xiàn)。
說明具有上述結構的放大電路1100的動作。
首先，常數(shù)包絡線信號生成單元1101，通過正交調制單元113生成第1常數(shù)包絡線信號Saif和第2常數(shù)包絡線信號Sbif。第2常數(shù)包絡線信號Sbif的相位，通過180°移相器1002旋轉180°。第1常數(shù)包絡線信號Saif輸出到混頻器103a。移相后的第2常數(shù)包絡線信號Sbif輸出到混頻器103b。
通過混頻器103a、103b，將由局部振蕩器106生成的局部信號LO與第1常數(shù)包絡線信號和第2常數(shù)包絡線信號Sbif進行混合。由此，第1常數(shù)包絡線信號和第2常數(shù)包絡線信號Sbif通過頻率轉換，獲得第1常數(shù)包絡線信號Sarf和第2常數(shù)包絡線信號Sbrf。
此時，在混頻器103a、103b的輸出中，發(fā)生局部信號LO的漏泄。局部信號的漏泄可以用下面的(式45)和(式46)來表示。另外，SLO_outa為包含在第1常數(shù)包絡線信號Sarf中的漏泄，SLO_outb為包含在第2常數(shù)包絡線信號Sbrf中的漏泄。
SLO_outa＝VLO_out·cos(ωnt)…(式45)
SLO_outb＝VLO_out·cos(ωnt) …(式46)合成電路1003，使從放大器104b輸入的信號的相位改變180°之后，將從放大器104a、104b輸入的信號進行矢量合成。由此，用下面的(式47)表示包含在合成后的輸出信號Srf中的局部信號LO的漏泄。
SLO_out＝VLO_out·cos(ωnt)+VLO_out·cos(ωnt+180°)＝0 …(式47)如上所述，根據(jù)本實施方式，將2個常數(shù)包絡線信號Sarf、Sbrf通過常數(shù)包絡線信號生成單元1001生成，所述的2個常數(shù)包絡線信號Sarf、Sbrf是將它們之中任一個的相位改變180°再合成在一起的話，就可以獲得原來信號的信號，通過合成電路1003使任一個的相位改變180°，由此輸出信號S rf的波形成為將原來的輸入信號S(t)放大的波形。。另外，能夠抑制由局部信號LO的漏泄而產生的寄生分量。而且，對進入的噪聲也可進行與實施方式10同樣的動作，因此也能夠進行抑制而防止通信質量的惡化。
另外，本實施方式的放大電路1100，能夠適用于實施方式9說明的無線收發(fā)裝置900。
(實施方式12)圖17是表示本發(fā)明的實施方式12涉及的無線收發(fā)裝置結構的方框圖。另外，本實施方式說明的無線收發(fā)裝置，與實施方式9說明的無線收發(fā)裝置900具有同樣的基本結構，故在同樣的結構要素上標注同樣的號碼，省略對其詳細說明。
圖17所示的無線收發(fā)裝置1200，具有實施方式10說明的放大電路1000、實施方式9說明的天線901、天線共用器902及調制解調單元904、無線接收單元1201。無線接收單元1201為從天線共用器902的輸出信號中取出期待的接收信號的電路，例如，由低噪聲放大器、轉換頻率的混頻器、濾波器、可變增益放大器及A/D轉換器等構成。
如上所述，根據(jù)本實施方式，無線收發(fā)裝置1200可以實現(xiàn)與實施方式10所述的作用效果同樣的作用效果。
另外，本實施方式的無線收發(fā)裝置1200，能夠適用于在無線通信用和廣播用的網絡使用的無線基站裝置和通信終端裝置。
本說明書是根據(jù)2003年10月20日申請的日本專利第2003-359440號和2004年10月18日申請的日本專利第2004-302792號，該內容全部包括在此作為參考。
工業(yè)實用性本發(fā)明的放大電路，具有在高功率效率的條件下提高通信質量的效果，例如無線通信和廣播使用的發(fā)送裝置中的作為放大發(fā)送信號的末級放大電路是有優(yōu)勢的。
權利要求
1.一種放大電路，包括生成用于分別具有規(guī)定相位的第1常數(shù)包絡線信號和第2常數(shù)包絡線信號的頻率轉換的第1局部信號和第2局部信號的生成單元；使用生成的第1局部信號和第2局部信號將第1常數(shù)包絡線信號和第2常數(shù)包絡線信號進行頻率轉換的頻率轉換單元；放大經頻率轉換處理的第1常數(shù)包絡線信號和第2常數(shù)包絡線信號的放大單元；以及將放大的第1常數(shù)包絡線信號和第2常數(shù)包絡線信號進行合成的合成單元；其中，上述的第1局部信號和上述的第2局部信號相互具有180°的相位差。
2.如權利要求1所述的放大電路，還包括調整生成的第1局部信號和第2局部信號的至少任一個的相位的局部信號相位調整單元。
3.如權利要求2所述的放大電路，還包括檢測作為上述合成單元的合成結果而獲得的輸出信號的局部信號漏泄電平的檢測單元；以及控制上述局部信號相位調整單元以便使檢測的電平成為最小的相位控制單元。
4.如權利要求1所述的放大電路，還包括調整生成的第1局部信號和第2局部信號的至少任一個的振幅的局部信號振幅調整單元。
5.如權利要求4所述的放大電路，還包括檢測作為上述合成單元的合成結果而獲得的輸出信號的局部信號漏泄電平的檢測單元；以及控制上述局部信號振幅調整單元以便使檢測的電平成為最小的振幅控制單元。
6.如權利要求1所述的放大電路，還包括調整頻率轉換的第1常數(shù)包絡線信號和第2常數(shù)包絡線信號的至少任一個的相位的常數(shù)包絡線信號相位調整單元。
7.一種無線基站裝置，具有如權利要求1所述的放大電路。
8.一種無線終端裝置，具有如權利要求1所述的放大電路。
全文摘要
一種能夠提高通信質量的放大電路。該電路中，常數(shù)包絡線信號生成單元(101)，根據(jù)輸入信號(Si、Sq)生成第1常數(shù)包絡線信號和第2常數(shù)包絡線信號。移相器(102a)使第1常數(shù)包絡線信號的相位改變+α°，移相器(102b)使第2常數(shù)包絡線信號的相位改變+β°。局部信號移相器(107a)使來自局部振蕩器(106)的局部信號的相位改變 －α°，局部信號移相器(107b)使來自局部振蕩器(106)的局部信號的相位改變－β°?；祛l器(103a、103b)使用來自局部信號移相器(107a、107b)的局部信號將來自移相器(102a、102b)的第1常數(shù)包絡線信號和第2常數(shù)包絡線信號進行頻率轉換。放大器(104a、104b)放大來自混頻器(103a、103b)的信號。合成電路(105)合成來自放大器(104a、104b)的信號。
文檔編號H04B1/04GK1868115SQ20048003000
公開日2006年11月22日 申請日期2004年10月20日 優(yōu)先權日2003年10月20日
發(fā)明者泉貴志, 池田和彥, 佐佐木亮 申請人:松下電器產業(yè)株式會社