專利名稱：時分同步碼分多址系統(tǒng)中并行消除同頻干擾的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種用于時分同步碼分多址(Time Division SynchronousCode-Division Multiple Access，簡稱TD-SCDMA)移動通信系統(tǒng)的并行消除同頻干擾的方法和裝置，具體的說，涉及一種最大限度并行消除同頻干擾信號對有用信號的影響，提高接收機接收性能的方法和裝置。
背景技術(shù)：
直接擴頻碼分多址(簡稱DS-CDMA)系統(tǒng)中，由于采用了碼分多址技術(shù)，客觀上存在不同小區(qū)采用同頻組網(wǎng)的可能，這就意味著某個基站(NodeB)可能受到多個同頻鄰小區(qū)內(nèi)移動臺(UE)信號的干擾，或者某個移動臺可能受到多個同頻小區(qū)基站信號的干擾。由于不同信號的傳播時延不同，以及擾碼的存在，造成各個信號所采用的擴頻碼集并非完全正交，這種由非零互相關(guān)系數(shù)引起的干擾常被稱為多址干擾(Multiple Access Interference，簡稱MAI)。CDMA系統(tǒng)中通常采用匹配濾波器(Matched Filter，簡稱MF，傳統(tǒng)的Rake接收機就符合MF原理)或者多用戶檢測裝置(Multi-user Detector，簡稱MUD)恢復擴頻和加繞前的數(shù)據(jù)。傳統(tǒng)的Rake接收機無法有效抑制多址干擾，而多用戶檢測可以較好的消除MAI帶來的影響。
多用戶檢測方法主要分為兩種線性多用戶檢測和非線性多用戶檢測。線性多用戶檢測(聯(lián)合檢測接收機)由于需要完成系統(tǒng)矩陣求逆的操作，當CDMA系統(tǒng)采用的擴頻因子(Spread Factor，簡稱SF)較大、擾碼長度較長或者干擾用戶的數(shù)量太多時，系統(tǒng)矩陣的維數(shù)將增加，矩陣求逆的運算量將變得無法接受。在這種情況下，非線性多用戶檢測方法(干擾抵消)可以以較低的實現(xiàn)復雜度獲得較好的接收性能。非線多用戶檢測方法主要分為兩種并行干擾消除(Parallel Interference Cancellation，簡稱PIC)和串行干擾消除(Successive Interference Cancellation，簡稱SIC)。相比之下，PIC具有處理延時短，不需要將各個小區(qū)進行功率排序等優(yōu)勢；而SIC消耗的資源更少，并且在各個小區(qū)信號功率差距較大時穩(wěn)定性更好、性能更好。
如圖1所示，為TD-SCDMA系統(tǒng)的幀結(jié)構(gòu)示意圖。該結(jié)構(gòu)是根據(jù)3G合作項目(3GPP)規(guī)范TS 25.221(Release 4)中的低碼片速率時分雙工(LCR-TDD)模式(1.28Mcps)，或者中國無線通信標準(CWTS)規(guī)范TSM05.02(Release 3)中給出的。TD-SCDMA系統(tǒng)的碼片速率為1.28Mcps，每一個無線幀(Radio Frame)100、101的長度為5ms，即6400個碼片(對于3GPP LCR-TDD系統(tǒng)，每個無線幀長度為10ms，并可劃分為兩個長度為5ms的子幀(Subframe)，其中每個子幀包含6400個碼片)。其中，每個TD-SCDMA系統(tǒng)中的無線幀(或者LCR系統(tǒng)中的子幀)100、101又可以分為7個時隙(TS0～TS6)110-116，以及兩個導頻時隙下行導頻時隙(DwPTS)12和上行導頻時隙(UpPTS)14，以及一個保護間隔(Guard)13。進一步的，TS0時隙110被用來承載系統(tǒng)廣播信道以及其它可能的下行業(yè)務信道；而TS1～TS6時隙111-116則被用來承載上、下行業(yè)務信道。上行導頻時隙(UpPTS)14和下行導頻時隙(DwPTS)時隙12分別被用來建立初始的上、下行同步。TS0～TS6時隙110-116長度均為0.675ms或864個碼片，其中包含兩段長度均為352碼片的數(shù)據(jù)段DATA1(17)和DATA2(19)，以及中間的一段長度為144碼片(chip)的訓練序列——中導碼(Midamble)序列18。Midamble序列在TD-SCDMA有重要意義，包括小區(qū)標識、信道估計和同步(包括頻率同步)等模塊都要用到它。DwPTS時隙12包含32碼片的保護間隔20、以及一個長度為64碼片的下行同步碼(SYNC-DL)碼字15，它的作用是小區(qū)標識和建立初始同步；而UpPTS時隙包含一個長度為128碼片的上行同步碼(SYNC-UL)碼字16，用戶終端設備利用它進行有關(guān)上行接入過程。
TD-SCDMA下行時隙的兩部分數(shù)據(jù)段DATA1(17)和DATA2(19)所承載的數(shù)據(jù)采用擴頻碼和擾碼進行了擴頻和加繞。當存在同頻干擾的情況下，由于TD-SCDMA系統(tǒng)采用的擴頻碼(Spreading Code)和擾碼(ScramblingCode)長度都比較短(都只有16chip)，不同小區(qū)的擴頻碼和擾碼之間的互相關(guān)特性不理想，傳統(tǒng)的Rake接收機或者單小區(qū)的聯(lián)合檢測裝置(JointDetection，簡稱JD)無法有效抑制鄰小區(qū)干擾信號的影響，造成了TD-SCDMA系統(tǒng)接收性能的劣化。為了使TD-SCDMA系統(tǒng)獲得較高的系統(tǒng)容量，必須提高它在同頻干擾下的接收性能。本發(fā)明引入并行干擾抵消的方法，有效的提高了同頻干擾條件下，TD-SCDMA系統(tǒng)的接收性能。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)并行消除同頻干擾的方法和裝置，能夠以較小的實現(xiàn)復雜度，在很大程度上，特別是同頻鄰小區(qū)功率高于本小區(qū)的惡劣條件下，消除同頻小區(qū)信號的影響，提高本小區(qū)信號的接收性能。
本發(fā)明提供一種應用于TD-SCDMA系統(tǒng)基于并行干擾抵消(PIC)方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，特點是，本小區(qū)和各個同頻鄰小區(qū)分別單獨采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法，再并行進行干擾消除，其包括以下步驟步驟1、并行完成本PIC級中所有小區(qū)的干擾消除步驟1.1、信道估計及干擾重構(gòu)單元(Channel Estimation and InterferenceGeneration Unit，簡稱CEIGU)采用基于匹配濾波器(MF)產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法，并行完成各個小區(qū)干擾信號的重構(gòu)；所述的采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法，具體包括步驟1.1.1、有效路徑分離；步驟1.1.2、生成信道沖激響應；步驟1.1.3、基于匹配濾波器產(chǎn)生解調(diào)符號，包括步驟1.1.3.1、由匹配濾波器對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分進行解擾、解擴操作；步驟1.1.3.2、由最大比合并器對解擾、解擴后得到的符號進行最大比合并，得到解調(diào)符號；步驟1.1.3.3、由符號判決器對解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值；步驟1.1.4、重構(gòu)小區(qū)信號；步驟1.2、對每個小區(qū)，小區(qū)重構(gòu)信號疊加器將其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號進行疊加；步驟1.3、對每個小區(qū)，小區(qū)干擾信號消除器從接收信號中去除由步驟1.2產(chǎn)生的其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號疊加值，從而消除鄰小區(qū)干擾信號對本小區(qū)接收信號的影響；步驟2、根據(jù)系統(tǒng)事先設置的PIC級數(shù)，以及上一PIC級計算得到的各個小區(qū)干擾消除后的接收信號，重復執(zhí)行步驟1，直至完成所有級的PIC操作。
所述的步驟1.1中，M+1個基于MF的CEIGU，根據(jù)當前接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>或者第s-1級干擾消除后的信號，采用基于MF產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)小區(qū)信號的處理方法，并行完成各個小區(qū)，包括M個同頻鄰小區(qū)和本小區(qū)的干擾信號的重構(gòu)，得到每個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號x^js=(x(j,1)s,x(j,2)s,···,x(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，且S表示系統(tǒng)設定的并行干擾抵消的級數(shù)；j＝1，2，…，M，M+1；Z為采樣序列的長度。
所述的步驟1.1中，若s＝1時，即在第一級進行小區(qū)信號重構(gòu)，所述的M+1個基于MF的CEIGU直接采用接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)；所述的步驟1.1中，若s＝2，3，…，S時，所述的M+1個基于MF的CEIGU采用第s-1級干擾消除后的信號完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)。
步驟1.1中所述的采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法，具體包括步驟1.1.1、有效路徑分離；步驟1.1.1.1、針對每個小區(qū)，將輸入信號中的中導碼序列(Midamble碼)部分的后128個碼片數(shù)據(jù)通過匹配濾波器，分別與該小區(qū)的基本中導碼序列(Basic Midamble)進行逐比特循環(huán)異或操作，計算得到每次逐比特異或結(jié)果的功率(Delay Profile，簡稱DP)；設當前小區(qū)的基本中導碼序列為BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片的數(shù)據(jù)為r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>則各個路徑上的DP的計算公式為DPk=Σn=1128||rnBM*m(n-k+1)mod128||;]]>
步驟1.1.1.2、通過有效路徑檢測器檢測有效路徑將每個路徑(Path)上的DP與特定門限Th進行比較；選擇大于等于門限Th的DP所對應的path為有效路徑，否則為無效path；最終有效路徑檢測器檢測到的L條有效路徑為Peff＝(p1，p2，…，pL)；步驟1.1.2、生成信道沖激響應(Channel Impulse)步驟1.1.2.1、通過匹配濾波器和信道估計器計算各個路徑上的信道估計(Channel Estimation，簡稱ChE)設當前小區(qū)的基本中導碼序列為BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片的數(shù)據(jù)為r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>則各個路徑上的信道估計ChE為ChEk=Σn=1128rnBM*m(n-k+1)mod128;]]>步驟1.1.2.2、根據(jù)步驟1.1.1.2中得到的有效路徑和步驟1.1.2.1中得到的信道估計，由信道沖激響應器生成信道沖激響應H＝(h1，h2，…，hT)，其長度T表示系統(tǒng)支持的最大時延，該信道沖激響應有效路徑位置上的值為該路徑上的信道估計值，非有效路徑位置上的值為零，即hi=ChEiDPi≥Th0DPi<Th;]]>步驟1.1.3、基于匹配濾波器產(chǎn)生解調(diào)符號步驟1.1.3.1、由匹配濾波器對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分進行解擾、解擴操作根據(jù)有效路徑的位置P、當前小區(qū)的擾碼ScC和激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子，采用匹配濾波器對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分 進行解擾、解擴操作，解擾、解擴后得到的符號為U=(u^1,u^2,···,u^N);]]>u^n=(u^1n,u^2n,···,u^Ln);]]>u^ln=(u(l,1)n,u(l,2)n,···,u(l,K)n);]]>u(l,k)n=Σi=1SFrpk+(k-1)·SF+i×conj(cin)×conj(ScCi);]]>
其中， 表示第n個激活碼道所對應的符號， 表示第n個激活碼道第l條有效路徑上的符號，K表示符號的個數(shù)；步驟1.1.3.2、由最大比合并器對解擾、解擴后得到的符號進行最大比合并，得到解調(diào)符號根據(jù)信道沖激響應，即有效路徑上的信道估計，最大比合并器對不同路徑上的解擾、解擴后的符號進行最大比合并操作，得到每個激活碼道上的解調(diào)符號Y=(y^1,y^2,···,y^N);]]>y^n=(y1n,y2n,···,yKn);]]>ykn=Σl=1Lconj(ChEl)×u(l,k)n;]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號；步驟1.1.3.3、符號判決器對由聯(lián)合檢測器產(chǎn)生的解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值為D=(d^1,d^2,···,d^N);]]>d^n=(d1n,d2n,···,dKn);]]>其中 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號的判決結(jié)果。
步驟1.1.3.3中，所述的符號判決包括硬判決和軟判決所述的硬判決由解調(diào)符號硬判決器進行操作，得到硬判決后的結(jié)果為dkn=sign(ykn)=1ykn≥0-1ykn<0.]]>所述的軟判決由解調(diào)符號軟判決器進行操作，得到軟判決后的結(jié)果為dkn=tanh(m·yknσ2);]]>其中，m表示接收信號幅度的均值，σ2表示接收信號的噪聲方差，tanh表示雙曲正切函數(shù)。
步驟1.1.4、重構(gòu)小區(qū)信號步驟1.1.4.1、由調(diào)制擴頻器對符號判決的結(jié)果進行調(diào)制擴頻操作，得到激活碼道上的碼片序列根據(jù)當前小區(qū)采用的擾碼ScC、激活碼道上的擴頻碼
ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>由調(diào)制擴頻器對符號判決的結(jié)果進行調(diào)制和擴頻，得到每個激活碼道上碼片級的發(fā)射信號估計值V=(v^1,v^2,···,v^N);]]>v^n=(v1n,v2n,···,vK×SFn);]]>其中 表示第n個激活碼道上的碼片級的發(fā)射信號估計值；步驟1.1.4.2、由若干卷積器對應完成若干激活碼道上接受信號的重構(gòu)由卷積器對步驟1.1.4.1中得到的每個激活碼道上的碼片序列與步驟1.1.2中得到的信道沖激響應完成卷積操作，得到每個激活碼道上的重構(gòu)信號W=(w^1,w^2,···,w^N);]]>w^n=(w1n,w2n,···,wK×SFn);]]>w^n=H⊗v^n;]]>其中， 表示第n個碼道上的重構(gòu)信號；步驟1.1.4.3、由激活碼道信號疊加器對各個激活碼道上的重構(gòu)信號進行疊加，完成激活碼道合并，從而完成小區(qū)信號的重構(gòu)，得到小區(qū)的重構(gòu)信號 x^s=Σn=1Nw^n;]]>步驟1.1.4.4、重構(gòu)信號加權(quán)將該小區(qū)重構(gòu)信號 乘以特定的加權(quán)因子ρs，減少由于符號判決不正確造成的性能損失x^s=x^s×ρs.]]>所述的步驟1.2中，對于每個小區(qū)，即本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，小區(qū)重構(gòu)信號疊加器分別將步驟1.1中計算得到的其他各個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號 進行疊加，得到對應于每個小區(qū)的第s級的干擾信號I^js=(I(j,1)s,I(j,2)s,···,I(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
步驟1.2中，所述的對應于每個小區(qū)的第s級的干擾信號包括本小區(qū)的干擾信號I^1s=Σi=2M+1x^is;]]>
和M個同頻鄰小區(qū)的干擾信號；I^js=Σi≠j,i∈Ui=1M+1x^is;]]>其中，s＝1，2，…，S，j表示第j個同頻鄰小區(qū)。
步驟1.2中，在疊加不同小區(qū)的重構(gòu)信號時，必須同時考慮各自小區(qū)的延時，即必須在疊加前將不同小區(qū)的延時對齊。
所述的步驟1.3中，對于每個小區(qū)，即本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，小區(qū)干擾信號消除器分別計算第s級的干擾消除后的接收信號 并采用 進行下一級，即第s+1級的干擾消除r^js=(r(j,1)s,r(j,2)s,···,r(j,Z)s);]]>r^(j,k)s=r^k-I^(j,k)s;]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
本方法中，分別對各個同頻鄰小區(qū)進行信號重構(gòu)時，所需的當前同頻鄰小區(qū)的基本小區(qū)信息，包括基本中導碼序列，擾碼和激活的擴頻碼等是系統(tǒng)已知的，或通過檢測得到的。
與上述方法相對應，本發(fā)明還提供一種應用于TD-SCDMA系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，所述裝置包含依次連接的M+1個基于MF的CEIGU、M+1個小區(qū)重構(gòu)信號疊加器和M+1個小區(qū)干擾信號消除器；所述的M+1個基于MF的CEIGU，根據(jù)當前接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>或者第s-1級干擾消除后的信號，采用基于MF產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)小區(qū)信號的處理方法，并行完成各個小區(qū)，包括M個同頻鄰小區(qū)和本小區(qū)的干擾信號的重構(gòu)，得到每個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號x^js=(x(j,1)s,x(j,2)s,···,x(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，且S表示系統(tǒng)設定的并行干擾抵消的級數(shù)；j＝1，2，…，M，M+1；Z為采樣序列的長度。
若s＝1時，即在第一級進行小區(qū)信號重構(gòu)，所述的M+1個基于MF的CEIGU直接采用接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)；若s＝2，3，…，S時，所述的M+1個基于MF的CEIGU采用第s-1級干擾消除后的信號完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)。
所述的基于MF的CEIGU，包括通過電路連接的有效路徑分離裝置、信道沖激響應裝置、基于匹配濾波器的解調(diào)符號生成裝置和小區(qū)信號重構(gòu)裝置；所述的有效路徑分離裝置包含依次連接的第一匹配濾波器和有效路徑檢測器；該第一匹配濾波器的輸入端接收輸入信號中的中導碼序列的后128個碼片數(shù)據(jù)BM＝(m1，m2，…，m128)，與當前小區(qū)的基本中導碼序列r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM)]]>進行逐比特循環(huán)異或操作，計算得到每次逐比特異或結(jié)果的功率DPk=Σn=1128||rnBM*m(n-k+1)mod128||;]]>該有效路徑檢測器將第一匹配濾波器輸出的每個路徑上的DP值，分別與特定門限Th進行比較；選擇大于等于門限Th的DP所對應的path為有效路徑，否則為無效path；最終有效路徑檢測器檢測到的L條有效路徑為Peff＝(p1，p2，…，PL)。
所述的信道沖激響應裝置包含依次連接的第二匹配濾波器、信道估計器和信道沖激響應器；該第二匹配濾波器的輸入端接收輸入信號中的中導碼序列的后128個碼片數(shù)據(jù)BM＝(m1，m2，…，m128)，結(jié)合當前小區(qū)的基本中導碼序列r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>通過信道估計器計算得到各個路徑上的信道估計ChE為ChEk=Σn=1128rnBM*m(n-k+1)mod128;]]>該信道沖激響應器的輸入端還連接有效路徑檢測器的輸出端；所述的信道沖激響應器根據(jù)有效路徑和信道估計，生成信道沖激響應H＝(h1，h2，…，hT)hi=ChEiDPi≥Th0DPi<Th;]]>
其中，信道沖激響應的長度T表示系統(tǒng)支持的最大時延。
所述的基于匹配濾波器的解調(diào)符號生成裝置包含依次連接的第三匹配濾波器、最大比合并器和符號判決器；該第三匹配濾波器的輸入端接收輸入信號中的數(shù)據(jù)部分，并與有效路徑檢測器連接，所述的第三匹配濾波器根據(jù)有效路徑的位置P、當前小區(qū)的擾碼ScC和激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子，對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分 進行解擾、解擴操作，解擾、解擴后得到的符號為U=(u^1,u^2,···,u^N);]]>u^n=(u^1n,u^2n,···,u^Ln);]]>u^ln=(u(l,1)n,u(l,2)n,···,u(l,K)n);]]>u(l,k)n=Σi=1SFrpk+(k-1)·SF+i×conj(cin)×conj(ScCi);]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的符號， 表示第n個激活碼道第l條有效路徑上的符號，K表示符號的個數(shù)；該最大比合并器的輸入端還連接信道沖激響應器，其根據(jù)信道沖激響應，即有效路徑上的信道估計，對第三匹配濾波器輸出的不同路徑上的解擾、解擴后的符號進行最大比合并操作，得到每個激活碼道上的解調(diào)符號Y=(y^1,y^2,···,y^N);]]>y^n=(y1n,y2n,···,yKn);]]>ykn=Σl=1Lconj(ChEl)×u(l,k)n;]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號；該符號判決器對最大比合并器輸出的解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值D=(d^1,d^2,···,d^N);]]>d^n=(d1n,d2n,···,dKn);]]>其中 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號的判決結(jié)果。
所述的符號判決器是解調(diào)符號硬判決器，采用該解調(diào)符號硬判決器得到的硬判決結(jié)果為
dkn=sign(ykn)=1ykn≥0-1ykn<0.]]>所述的符號判決器是解調(diào)符號軟判決器，采用該解調(diào)符號軟判決器得到的軟判決結(jié)果為dkn=tanh(m·yknσ2);]]>其中，m表示接收信號幅度的均值，σ2表示接收信號的噪聲方差，tanh表示雙曲正切函數(shù)。
所述的小區(qū)信號重構(gòu)裝置包含依次連接的調(diào)制擴頻器、N個卷積器和激活碼道信號疊加器；該調(diào)制擴頻器根據(jù)當前小區(qū)采用的擾碼ScC、激活碼道上的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>對符號判決器輸出的判決結(jié)果進行調(diào)制和擴頻，得到每個激活碼道上碼片級的發(fā)射信號估計值V=(v^1,v^2,···,v^N);]]>v^n=(v1n,v2n,···,vK×SFn);]]>其中 表示第n個激活碼道上的碼片級的發(fā)射信號估計值；該N個卷積器輸入端還連接信道沖激相應器，其對由調(diào)制擴頻器輸出的每個激活碼道上的碼片序列與由信道沖激相應器生成的信道沖激響應完成卷積操作，得到每個激活碼道上的重構(gòu)信號W=(w^1,w^2,···,w^N);]]>w^n=(w1n,w2n,···,wK×SFn);]]>w^n=H⊗v^n;]]>其中， 表示第n個碼道上的重構(gòu)信號；該激活碼道信號疊加器對各個激活碼道上的重構(gòu)信號進行疊加，完成激活碼道合并，從而完成小區(qū)信號的重構(gòu)，得到小區(qū)的重構(gòu)信號 x^s=Σn=1Nw^n.]]>進一步，所述的小區(qū)信號重構(gòu)裝置還包含一加權(quán)乘法器，其輸入端連接激活碼道信號疊加器的輸出端，該加權(quán)乘法器對激活碼道信號疊加器輸出的小區(qū)重構(gòu)信號 乘以特定的加權(quán)因子ρs，減少由于符號判決不正確造成的性能損失x^s=x^s×ρs.]]>所述的M+1個小區(qū)重構(gòu)信號疊加器對于每個小區(qū)，分別相應的將其他各個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號 進行疊加，得到對應于每個小區(qū)的第s級的干擾信號I^js=(I(j,1)s,I(j,2)s,···,I(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
所述的M+1個小區(qū)重構(gòu)信號疊加器在各自疊加其他小區(qū)的重構(gòu)信號時，將各個小區(qū)的延時對齊。
所述的M+1個小區(qū)干擾信號消除器針對每個小區(qū)，即本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，從接收信號中去除其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號疊加值，消除鄰小區(qū)干擾信號對本小區(qū)接收信號的影響，得到第s級的干擾消除后的接收信號 并采用 進行下一級，即第s+1級的干擾消除r^js=(r(j,1)s,r(j,2)s,···,r(j,Z)s);]]>r^(j,k)s=r^k-I^(j,k)s;]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
本裝置根據(jù)系統(tǒng)事先設置的PIC級數(shù)S，以及上一PIC級計算得到的干擾消除后的接收信號 對每一PIC級，重復執(zhí)行消除同頻小區(qū)信號干擾的操作，直至完成所有級的PIC操作。
本發(fā)明另外提供一種應用于TD-SCDMA系統(tǒng)基于并行干擾抵消(PIC)方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，特點是，本小區(qū)和各個同頻鄰小區(qū)分別單獨采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法，再并行進行干擾消除，其包括以下步驟步驟1、并行完成本PIC級中所有小區(qū)的干擾消除步驟1.1、CEIGU采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的處理方法，并行完成各個小區(qū)干擾信號的重構(gòu)；所述的采用基于聯(lián)合檢測(JD)產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法，具體包括步驟1.1.1、有效路徑分離；
步驟1.1.2、生成信道沖激響應；步驟1.1.3、基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生解調(diào)符號，包括步驟1.1.3.1、由匹配濾波器對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分進行解擾、解擴操作；步驟1.1.3.2、由最大比合并器對解擾、解擴后得到的符號進行最大比合并，得到解調(diào)符號；步驟1.1.3.3、聯(lián)合檢測；步驟1.1.3.4、由符號判決器對解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值；步驟1.1.4、重構(gòu)小區(qū)信號。
步驟1.2、對每個小區(qū)，小區(qū)重構(gòu)信號疊加器將其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號進行疊加；步驟1.3、對每個小區(qū)，小區(qū)干擾信號消除器從接收信號中去除由步驟1.2產(chǎn)生的其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號疊加值，從而消除鄰小區(qū)干擾信號對本小區(qū)接收信號的影響；步驟2、根據(jù)系統(tǒng)事先設置的PIC級數(shù)，以及上一PIC級計算得到的各個小區(qū)干擾消除后的接收信號，重復執(zhí)行步驟1，直至完成所有級的PIC操作。
所述的步驟1.1中，對于當前本小區(qū)和存在的M個同頻鄰小區(qū)，M+1個基于JD的CEIGU，根據(jù)當前接收數(shù)據(jù)IU/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>或者第s-1級干擾消除后的信號，采用基于JD產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)小區(qū)信號的處理方法，并行完成各個小區(qū)，包括M個同頻鄰小區(qū)和本小區(qū)的干擾信號的重構(gòu)，得到每個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號x^js=(x(j,1)s,x(j,2)s,···,x(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，且S表示系統(tǒng)設定的并行干擾抵消的級數(shù)；j＝1，2，…，M，M+1；Z為采樣序列的長度。
所述的步驟1.1中，若s＝1時，即在第一級進行小區(qū)信號重構(gòu)，所述的M+1個基于JD的CEIGU直接采用接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)。
所述的步驟1.1中，若s＝2，3，…，S時，所述的M+1個基于JD的CEIGU采用第s-1級干擾消除后的信號完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)。
步驟1.1中所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法，具體包括步驟1.1.1、有效路徑分離步驟1.1.1.1、針對每個小區(qū)，將輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片數(shù)據(jù)通過匹配濾波器，分別與該小區(qū)的基本中導碼序列進行逐比特循環(huán)異或操作，計算得到每次逐比特異或結(jié)果的功率DP；設當前小區(qū)的基本中導碼序列為BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片的數(shù)據(jù)為r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>則各個路徑上的DP的計算公式為DPk=Σn=1128||rnBM*m(n-k+1)mod128||;]]>步驟1.1.1.2、通過有效路徑檢測器檢測有效路徑將每個路徑上的DP與特定門限Th進行比較；選擇大于等于門限Th的DP所對應的path為有效路徑，否則為無效path；最終有效路徑檢測器檢測到的L條有效路徑為Peff＝(p1，p2，…，pL)；步驟1.1.2、生成信道沖激響應步驟1.1.2.1、通過匹配濾波器和信道估計器計算各個路徑上的信道估計ChE設當前小區(qū)的基本中導碼序列為BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片的數(shù)據(jù)為r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>則各個路徑上的信道估計ChE為ChEk=Σn=1128rnBM*m(n-k+1)mod128;]]>步驟1.1.2.2、根據(jù)步驟1.1.1.2中得到的有效路徑和步驟1.1.2.1中得到的信道估計，由信道沖激響應器生成信道沖激響應H＝(h1，h2，…，hT)，其長度T表示系統(tǒng)支持的最大時延，該信道沖激響應有效路徑位置上的值為該路徑上的信道估計值，非有效路徑位置上的值為零，即
hi=ChEiDPi≥Th0DPi<Th;]]>步驟1.1.3、基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生解調(diào)符號步驟1.1.3.1、由匹配濾波器對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分進行解擾、解擴操作根據(jù)有效路徑的位置P、當前小區(qū)的擾碼ScC和激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子，采用匹配濾波器對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分 進行解擾、解擴操作，解擾、解擴后得到的符號為U=(u^1,u^2,···,u^N);]]>u^n=(u^1n,u^2n,···,u^Ln);]]>u^ln=(u(l,1)n,u(l,2)n,···,u(l,K)n);]]>u(l,k)n=Σi=1SFrpk+(k-1)·SF+i×conj(cin)×conj(ScCi);]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的符號， 表示第n個激活碼道第l條有效路徑上的符號，K表示符號的個數(shù)；步驟1.1.3.2、由最大比合并器對解擾、解擴后得到的符號進行最大比合并，得到解調(diào)符號根據(jù)信道沖激響應，即有效路徑上的信道估計，最大比合并器對不同路徑上的解擾、解擴后的符號進行最大比合并操作，得到每個激活碼道上的解調(diào)符號Y=(y^1,y^2,···,y^N);]]>y^n=(y1n,y2n,···,yKn);]]>ykn=Σl=1Lconj(ChEl)×u(l,k)n;]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號；步驟1.1.3.3、聯(lián)合檢測步驟1.1.3.3.1、系統(tǒng)矩陣生成器根據(jù)當前小區(qū)采用的擾碼、激活的擴頻碼的點乘結(jié)果與信道沖激響應進行卷積，產(chǎn)生系統(tǒng)矩陣(System ResponseMatrix)
根據(jù)由擾碼、擴頻碼生成器生成的當前小區(qū)的擾碼ScC，激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子，以及由步驟1.1.2中得到的信道沖激響應H，由系統(tǒng)矩陣生成器計算得到系統(tǒng)矩陣Abn＝H(ScC.*Cn)；B＝[b1，b2，…，bN]T； 其中，[]T表示矩陣轉(zhuǎn)置，A矩陣中的B矩陣的個數(shù)等于需要聯(lián)合檢測的符號個數(shù)；步驟1.1.3.3.2、聯(lián)合檢測器采用迫零線性塊均衡器算法(Zero-ForcingBlock Linear Equalizer，簡稱ZF-BLE)或者最小均方誤差線性塊均衡器算法(Minimum Mean Square Error Block Linear Equalizer，簡稱MMSE-BLE)進行聯(lián)合檢測操作，得到解調(diào)符號；采用所述的迫零線性塊均衡器算法，得到的解調(diào)符號為d^=(AH·A)-1×AH·r^;]]>其中，A表示系統(tǒng)矩陣， 表示輸入的I/Q路信號， 表示聯(lián)合檢測得到的解調(diào)符號。
采用所述的最小均方誤差線性塊均衡器算法，得到的解調(diào)符號為d^=(AH·A+σ2·I)-1×AH·r^;]]>其中，A表示系統(tǒng)矩陣， 表示輸入的I/Q路信號，σ2表示噪聲方差， 表示聯(lián)合檢測得到的解調(diào)符號。
步驟1.1.3.4、符號判決器對由聯(lián)合檢測器產(chǎn)生的解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值為D=(d^1,d^2,···,d^N);]]>d^n=(d1n,d2n,···,dKn);]]>其中 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號的判決結(jié)果。
步驟1.1.3.4中，所述的符號判決包括硬判決和軟判決所述的硬判決由解調(diào)符號硬判決器進行操作，得到硬判決后的結(jié)果為dkn=sign(ykn)=1ykn≥0-1ykn<0.]]>所述的軟判決由解調(diào)符號軟判決器進行操作，得到軟判決后的結(jié)果為dkn=tanh(m·yknσ2);]]>其中，m表示接收信號幅度的均值，σ2表示接收信號的噪聲方差，tanh表示雙曲正切函數(shù)。
步驟1.1.4、重構(gòu)小區(qū)信號步驟1.1.4.1、由調(diào)制擴頻器對符號判決的結(jié)果進行調(diào)制擴頻操作，得到激活碼道上的碼片序列根據(jù)當前小區(qū)采用的擾碼ScC、激活碼道上的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>由調(diào)制擴頻器對符號判決的結(jié)果進行調(diào)制和擴頻，得到每個激活碼道上碼片級的發(fā)射信號估計值V=(v^1,v^2,···,v^N);]]>v^n=(v1n,v2n,···,vK×SFn);]]>其中 表示第n個激活碼道上的碼片級的發(fā)射信號估計值；步驟1.1.4.2、由若干卷積器對應完成若干激活碼道上接受信號的重構(gòu)由卷積器對步驟1.1.4.1中得到的每個激活碼道上的碼片序列與步驟1.1.2中得到的信道沖激響應完成卷積操作，得到每個激活碼道上的重構(gòu)信號W=(w^1,w^2,···,w^N);]]>w^n=(w1n,w2n,···,wK×SFn);]]>w^n=H⊗v^n;]]>其中， 表示第n個碼道上的重構(gòu)信號；步驟1.1.4.3、由激活碼道信號疊加器對各個激活碼道上的重構(gòu)信號進行疊加，完成激活碼道合并，從而完成小區(qū)信號的重構(gòu)，得到小區(qū)的重構(gòu)信號 x^s=Σn=1Nw^n;]]>步驟1.1.4.4、重構(gòu)信號加權(quán)將該小區(qū)重構(gòu)信號 乘以特定的加權(quán)因子ρs，減少由于符號判決不正確造成的性能損失x^s=x^s×ρs.]]>所述的步驟1.2中，對于每個小區(qū)，即本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，小區(qū)重構(gòu)信號疊加器分別將步驟1.1中計算得到的其他各個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號 進行疊加，得到對應于每個小區(qū)的第s級的干擾信號I^js=(I(j,1)s,I(j,2)s,···,I(j,Z)s).]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
步驟1.2中，所述的對應于每個小區(qū)的第s級的干擾信號包括本小區(qū)的干擾信號I^1s=Σi=2M+1x^is;]]>和M個同頻鄰小區(qū)的干擾信號；I^js=Σi≠j,i∈Ui=1M+1x^is;]]>其中，s＝1，2，…，S，j表示第j個同頻鄰小區(qū)。
步驟1.2中，在疊加不同小區(qū)的重構(gòu)信號時，必須同時考慮各自小區(qū)的延時，即必須在疊加前將不同小區(qū)的延時對齊。
所述的步驟1.3中，對于每個小區(qū)，即本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，小區(qū)干擾信號消除器分別計算第s級的干擾消除后的接收信號 并采用 進行下一級，即第s+1級的干擾消除r^js=(r(j,1)s,r(j,2)s,···,r(j,Z)s);]]>r^(j,k)s=r^k-I^(j,k)s;]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
本方法中，分別對各個同頻鄰小區(qū)進行信號重構(gòu)時，所需的當前同頻鄰小區(qū)的基本小區(qū)信息，包括基本中導碼序列，擾碼和激活的擴頻碼等是系統(tǒng)已知的，或通過檢測得到的。
與上述方法相對應，本發(fā)明還提供一種應用于TD-SCDMA系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，所述裝置包含依次連接的M+1個基于JD的CEIGU、M+1個小區(qū)重構(gòu)信號疊加器和M+1個小區(qū)干擾信號消除器；所述的M+1個基于JD的CEIGU，根據(jù)當前接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>或者第s-1級干擾消除后的信號，采用基于JD產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)小區(qū)信號的處理方法，并行完成各個小區(qū)，包括M個同頻鄰小區(qū)和本小區(qū)的干擾信號的重構(gòu)，得到每個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號x^js=(x(j,1)s,x(j,2)s,···,x(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，且S表示系統(tǒng)設定的并行干擾抵消的級數(shù)；j＝1，2，…，M，M+1；Z為采樣序列的長度。
若s＝1時，即在第一級進行小區(qū)信號重構(gòu)，所述的M+1個基于JD的CEIGU直接采用接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)；若s＝2，3，…，S時，所述的M+1個基于JD的CEIGU采用第s-1級干擾消除后的信號完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)。
所述的基于JD的CEIGU，包括通過電路連接的有效路徑分離裝置、信道沖激響應裝置、基于聯(lián)合檢測的解調(diào)符號生成裝置和小區(qū)信號重構(gòu)裝置；所述的有效路徑分離裝置包含依次連接的第一匹配濾波器和有效路徑檢測器；該第一匹配濾波器的輸入端接收輸入信號中的中導碼序列的后128個碼片數(shù)據(jù)BM＝(m1，m2，…，m128)，與當前小區(qū)的基本中導碼序列r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM)]]>進行逐比特循環(huán)異或操作，計算得到每次逐比特異或結(jié)果的功率DPk=Σn=1128||rnBM*m(n-k+1)mod128||;]]>該有效路徑檢測器將第一匹配濾波器輸出的每個路徑上的DP值，分別與特定門限Th進行比較；選擇大于等于門限Th的DP所對應的path為有效路徑，否則為無效path；最終有效路徑檢測器檢測到的L條有效路徑為Peff＝(p1，p2，…，pL)。
所述的信道沖激響應裝置包含依次連接的第二匹配濾波器、信道估計器和信道沖激響應器；該第二匹配濾波器的輸入端接收輸入信號中的中導碼序列的后128個碼片數(shù)據(jù)BM＝(m1，m2，…，m128)，結(jié)合當前小區(qū)的基本中導碼序列r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>通過信道估計器計算得到各個路徑上的信道估計ChE為ChEk=Σn=1128rnBM*m(n-k+1)mod128;]]>該信道沖激響應器的輸入端還連接有效路徑檢測器的輸出端；所述的信道沖激響應器根據(jù)有效路徑和信道估計，生成信道沖激響應H＝(h1，h2，…，hT)hi=ChEiDPi≥Th0DPi<Th;]]>其中，信道沖激響應的長度T表示系統(tǒng)支持的最大時延。
所述的基于聯(lián)合檢測的解調(diào)符號生成裝置包含依次連接的第三匹配濾波器、最大比合并器、聯(lián)合檢測裝置和符號判決器；該第三匹配濾波器的輸入端接收輸入信號中的數(shù)據(jù)部分，并與有效路徑檢測器連接，所述的第三匹配濾波器根據(jù)有效路徑的位置P、當前小區(qū)的擾碼ScC和激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子，對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分 進行解擾、解擴操作，解擾、解擴后得到的符號為U=(u^1,u^2,···,u^N);]]>u^n=(u^1n,u^2n,···,u^Ln);]]>u^ln=(u(l,1)n,u(l,2)n,···,u(l,K)n);]]>u(l,k)n=Σi=1SFrpk+(k-1)·SF+i×conj(cin)×conj(ScCi);]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的符號， 表示第n個激活碼道第l條有效路徑上的符號，K表示符號的個數(shù)；該最大比合并器的輸入端還連接信道沖激響應器，其根據(jù)信道沖激響應，即有效路徑上的信道估計，對第三匹配濾波器輸出的不同路徑上的解擾、解擴后的符號進行最大比合并操作，得到每個激活碼道上的解調(diào)符號
Y=(y^1,y^2,···,y^N);]]>y^n=(y1n,y2n,···,yKn);]]>ykn=Σl=1Lconj(ChEl)×u(l,k)n;]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號；該聯(lián)合檢測裝置包含依次連接的擾碼、擴頻碼生成器、系統(tǒng)矩陣生成器和聯(lián)合檢測器；所述的擾碼、擴頻碼生成器生成的當前小區(qū)的擾碼ScC，以及激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子；所述的系統(tǒng)矩陣生成器的輸入端還連接信道沖激響應器的輸出端，其根據(jù)由擾碼、擴頻碼生成器生成的當前小區(qū)的擾碼ScC、激活的擴頻碼ChC，以及由信道沖激響應器生成的信道沖激響應H，計算得到系統(tǒng)矩陣Abn＝H(ScC.*Cn)；B＝[b1，b2，…，bN]T； 其中，[]T表示矩陣轉(zhuǎn)置，A矩陣中的B矩陣的個數(shù)等于需要聯(lián)合檢測的符號個數(shù)；所述的聯(lián)合檢測器的輸入端分別連接系統(tǒng)矩陣生成器和最大比合并器；采用迫零線性塊均衡器算法或者最小均方誤差線性塊均衡器算法進行聯(lián)合檢測操作，得到解調(diào)符號 所述的聯(lián)合檢測器采用迫零線性塊均衡器算法，檢測得到的解調(diào)符號為d^=(AH·A)-1×AH·r^;]]>其中，A表示系統(tǒng)矩陣， 表示輸入的I/Q路信號， 表示聯(lián)合檢測得到的解調(diào)符號。
所述的聯(lián)合檢測器采用最小均方誤差線性塊均衡器算法，檢測得到的解調(diào)符號為
d^=(AH·A+σ2·I)-1×AH·r^;]]>其中，A表示系統(tǒng)矩陣， 表示輸入的I/Q路信號，σ2表示噪聲方差， 表示聯(lián)合檢測得到的解調(diào)符號。
該符號判決器對最大比合并器輸出的解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值D=(d^1,d^2,···,d^N);]]>d^n=(d1n,d2n,···,dKn);]]>其中 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號的判決結(jié)果。
所述的符號判決器是解調(diào)符號硬判決器，采用該解調(diào)符號硬判決器得到的硬判決結(jié)果為dkn=sign(ykn)=1ykn≥0-1ykn<0.]]>所述的符號判決器是解調(diào)符號軟判決器，采用該解調(diào)符號軟判決器得到的軟判決結(jié)果為dkn=tanh(m·yknσ2);]]>其中，m表示接收信號幅度的均值，σ2表示接收信號的噪聲方差，tanh表示雙曲正切函數(shù)。
所述的小區(qū)信號重構(gòu)裝置包含依次連接的調(diào)制擴頻器、N個卷積器和激活碼道信號疊加器；該調(diào)制擴頻器根據(jù)當前小區(qū)采用的擾碼ScC、激活碼道上的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>對符號判決器輸出的判決結(jié)果進行調(diào)制和擴頻，得到每個激活碼道上碼片級的發(fā)射信號估計值V=(v^1,v^2,···,v^N);]]>v^n=(v1n,v2n,···,vK×SFn);]]>其中 表示第n個激活碼道上的碼片級的發(fā)射信號估計值；該N個卷積器輸入端還連接信道沖激相應器，其對由調(diào)制擴頻器輸出的每個激活碼道上的碼片序列與由信道沖激相應器生成的信道沖激響應完成卷積操作，得到每個激活碼道上的重構(gòu)信號W=(w^1,w^2,···,w^N);]]>
w^n=(w1n,w2n,···,wK×SFn);]]>w^n=H⊗v^n;]]>其中， 表示第n個碼道上的重構(gòu)信號；該激活碼道信號疊加器對各個激活碼道上的重構(gòu)信號進行疊加，完成激活碼道合并，從而完成小區(qū)信號的重構(gòu)，得到小區(qū)的重構(gòu)信號 x^s=Σn=1Nw^n.]]>進一步，所述的小區(qū)信號重構(gòu)裝置還包含一加權(quán)乘法器，其輸入端連接激活碼道信號疊加器的輸出端，該加權(quán)乘法器對激活碼道信號疊加器輸出的小區(qū)重構(gòu)信號 乘以特定的加權(quán)因子ρs，減少由于符號判決不正確造成的性能損失x^s=x^s×ρs.]]>所述的M+1個小區(qū)重構(gòu)信號疊加器對于每個小區(qū)，分別相應的將其他各個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號 進行疊加，得到對應于每個小區(qū)的第s級的干擾信號I^js=(I(j,1)s,I(j,2)s,···,I(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
所述的M+1個小區(qū)重構(gòu)信號疊加器在各自疊加其他小區(qū)的重構(gòu)信號時，將各個小區(qū)的延時對齊。
所述的M+1個小區(qū)干擾信號消除器針對每個小區(qū)，即本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，從接收信號中去除其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號疊加值，消除鄰小區(qū)干擾信號對本小區(qū)接收信號的影響，得到第s級的干擾消除后的接收信號 并采用 進行下一級，即第s+1級的干擾消除r^js=(r(j,1)s,r(j,2)s,···,r(j,Z)s);]]>r^(j,k)s=r^k-I^(j,k)s;]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
本裝置根據(jù)系統(tǒng)事先設置的PIC級數(shù)S，以及上一PIC級計算得到的干擾消除后的接收信號 對每一PIC級，重復執(zhí)行消除同頻小區(qū)信號干擾的操作，直至完成所有級的PIC操作。
本發(fā)明提供的一種應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)并行消除同頻干擾的方法和裝置，能夠以較小的實現(xiàn)復雜度，在很大程度上，特別是同頻鄰小區(qū)功率高于本小區(qū)的惡劣條件下，消除同頻小區(qū)信號的影響，提高本小區(qū)信號的接收性能。


圖1為背景技術(shù)中3GPP規(guī)范給出的TD-SCDMA系統(tǒng)幀結(jié)構(gòu)示意圖；圖2為本發(fā)明提供的采用并行干擾抵消方法消除同頻干擾的結(jié)構(gòu)示意圖；圖3為本發(fā)明提供的基于匹配濾波器解調(diào)結(jié)果的CEIGU的結(jié)構(gòu)示意圖；圖4為本發(fā)明提供的基于聯(lián)合檢測解調(diào)結(jié)果的CEIGU的結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實施例方式
以下結(jié)合圖2～圖4，通過優(yōu)化的具體實施例，對本發(fā)明作詳細描述。
以TD-SCDMA一個時隙的并行干擾消除為例，假設該時隙的接收信號為r=(r1,r2,···,r352,r113BM,r114BM,···,r128BM,r1BM,···r128BM,r353,r354,···,r704),]]>其中，r1～r352表示數(shù)據(jù)段DATA1的接收信號，r113BM，r114BM，…，r128BM，r1BM，…r128BM表示接收的中導碼序列信號，r353～r704表示數(shù)據(jù)段DATA2的接收信號。
如圖3所示，為本發(fā)明提供的基于匹配濾波器解調(diào)結(jié)果的CEIGU的結(jié)構(gòu)示意圖，該CEIGU的核心是由匹配濾波器解調(diào)結(jié)果得到小區(qū)各個激活碼道上的碼片級數(shù)據(jù)，然后通過與信道沖激響應卷積完成各個碼道接收信號的重構(gòu)，具體的操作步驟如下步驟1、有效路徑分離步驟1.1、針對每個小區(qū)，將輸入信號中的Midamble碼部分的后128個碼片數(shù)據(jù)通過匹配濾波器410_1，分別與該小區(qū)的Basic Midamble碼進行逐比特循環(huán)異或操作，計算DP；設當前小區(qū)的基本中導碼序列為BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片的數(shù)據(jù)為r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>則各個路徑上的DP的計算公式為
DPk=Σn=1128||rnBM*m(n-k+1)mod128||;]]>步驟1.2、通過與匹配濾波器410_1連接的有效路徑檢測器490檢測有效路徑將每個path上的DP與特定門限Th進行比較；選擇大于等于門限Th的DP所對應的path為有效路徑，否則為無效path；最終有效路徑檢測器檢測到的L條有效路徑為Peff＝(p1，p2，…，pL)；步驟2、生成信道沖激響應步驟2.1、通過依次連接的匹配濾波器410_2和信道估計器480計算各個路徑上的ChE設當前小區(qū)的基本中導碼序列為BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片的數(shù)據(jù)為r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>則各個路徑上的信道估計ChE為ChEk=Σn=1128rnBM*m(n-k+1)mod128;]]>步驟2.2、由信道沖激響應器470生成信道沖激響應H＝(h1，h2，…，hT)信道沖激響應器470分別連接有效路徑檢測器490和信道估計器480的輸出端，根據(jù)分別輸出的有效路徑和信道估計，生成信道沖激響應H＝(h1，h2，…，hT)，其長度T表示系統(tǒng)支持的最大時延，該信道沖激響應有效路徑位置上的值為該路徑上的信道估計值，非有效路徑位置上的值為零，即hi=ChEiDPi≥Th0DPi<Th;]]>步驟3、基于匹配濾波器產(chǎn)生解調(diào)符號；步驟3.1、由匹配濾波器410_3對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分進行解擾、解擴操作該匹配濾波器410_3的輸入端還連接有效路徑檢測器490，根據(jù)其輸出的有效路徑的位置P、當前小區(qū)的擾碼ScC和激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子，匹配濾波器410_3對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分 進行解擾、解擴操作，解擾、解擴后得到的符號為
U=(u^1,u^2,···,u^N);]]>u^n=(u^1n,u^2n,···,u^Ln);]]>u^ln=(u(l,1)n,u(l,2)n,···,u(l,K)n);]]>u(l,k)n=Σi=1SFrpk+(k-1)·SF+i×conj(cin)×conj(ScCi);]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的符號， 表示第n個激活碼道第l條有效路徑上的符號，K表示符號的個數(shù)；步驟3.2、由最大比合并器420對解擾、解擴后得到的符號進行最大比合并，得到解調(diào)符號該最大比合并器420的輸入端分別連接匹配濾波器410_3和信道沖激響應器470，根據(jù)信道沖激響應，即有效路徑上的信道估計，最大比合并器420對不同路徑上的解擾、解擴后的符號進行最大比合并操作，得到每個激活碼道上的解調(diào)符號Y=(y^1,y^2,···,y^N);]]>y^n=(y1n,y2n,···,yKn);]]>ykn=Σl=1Lconj(ChEl)×u(l,k)n;]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號；步驟3.3、由連接最大比合并器420輸出端的符號判決器430對解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值D=(d^1,d^2,···,d^N);]]>d^n=(d1n,d2n,···,dKn);]]>其中 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號的判決結(jié)果。
步驟3.3中，所述的符號判決包括硬判決和軟判決，所述的符號判決器430可以是解調(diào)符號硬判決器，也可以是解調(diào)符號軟判決器；所述的硬判決由解調(diào)符號硬判決器進行操作，得到硬判決后的結(jié)果為dkn=sign(ykn)=1ykn≥0-1ykn<0;]]>所述的軟判決由解調(diào)符號軟判決器進行操作，得到軟判決后的結(jié)果為
dkn=tanh(m·yknσ2);]]>其中，m表示接收信號幅度的均值，σ2表示接收信號的噪聲方差，tanh表示雙曲正切函數(shù)。
步驟4、重構(gòu)小區(qū)信號步驟4.1、由調(diào)制擴頻器440對符號判決的結(jié)果進行調(diào)制擴頻操作，得到激活碼道上的碼片序列該調(diào)制擴頻器440的輸入端連接符號判決器430，其根據(jù)當前小區(qū)采用的擾碼ScC、激活碼道上的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>對符號判決器430輸出的判決結(jié)果進行調(diào)制和擴頻，得到每個激活碼道上碼片級的發(fā)射信號估計值V=(v^1,v^2,···,v^N);]]>v^n=(v1n,v2n,···,vK×SFn);]]>其中 表示第n個激活碼道上的碼片級的發(fā)射信號估計值；步驟4.2、由N個卷積器460對應完成若干激活碼道上接受信號的重構(gòu)該N個卷積器460的輸入端分別連接調(diào)制擴頻器440和信道沖激響應器470，對輸出的每個激活碼道上的碼片序列與信道沖激響應完成卷積操作，得到每個激活碼道上的重構(gòu)信號W=(w^1,w^2,···,w^N);]]>w^n=(w1n,w2n,···,wK×SFn);]]>w^n=H⊗v^n;]]>其中， 表示第n個碼道上的重構(gòu)信號；步驟4.3、由與N個卷積器460連接的激活碼道信號疊加器450對各個激活碼道上的重構(gòu)信號進行疊加，完成激活碼道合并，從而完成小區(qū)信號的重構(gòu)，得到小區(qū)的重構(gòu)信號 x^s=Σn=1Nw^n;]]>步驟4.4、重構(gòu)信號加權(quán)將該小區(qū)重構(gòu)信號 乘以特定的加權(quán)因子ρs，減少由于符號判決不正確造成的性能損失x^s=x^s×ρs.]]>
如圖4所示，為本發(fā)明提供的基于聯(lián)合檢測解調(diào)結(jié)果的CEIGU的結(jié)構(gòu)示意圖，具體的操作步驟如下步驟1、有效路徑分離步驟1.1、針對每個小區(qū)，將輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片數(shù)據(jù)通過匹配濾波器410_1，分別與該小區(qū)的基本中導碼序列進行逐比特循環(huán)異或操作，計算DP；當前小區(qū)的基本中導碼序列為BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片的數(shù)據(jù)為r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>則各個路徑上的DP的計算公式為DPk=Σn=1128||rnBM*m(n-k+1)mod128||;]]>步驟1.2、通過與匹配濾波器410_2連接的有效路徑檢測器490檢測有效路徑將每個path上的DP與特定門限Th進行比較；選擇大于等于門限Th的DP所對應的path為有效路徑，否則為無效path；最終有效路徑檢測器檢測到的L條有效路徑為Peff＝(p1，p2，…，pL)；步驟2、生成信道沖激響應步驟2.1、通過依次連接的匹配濾波器410_2和信道估計器480計算各個路徑上的ChE設當前小區(qū)的基本中導碼序列為BM＝(m1，m2，…，m128)，接收的輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片的數(shù)據(jù)為r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>則各個路徑上的信道估計ChE為ChEk=Σn=1128rnBM*m(n-k+1)mod128;]]>步驟2.2、由信道沖激響應器470生成信道沖激響應信道沖激響應器470分別連接有效路徑檢測器490和信道估計器480的輸出端，根據(jù)分別輸出的有效路徑和信道估計，生成信道沖激響應H＝(h1，h2，…，hT)，其長度T表示系統(tǒng)支持的最大時延，該信道沖激響應有效路徑位置上的值為該路徑上的信道估計值，非有效路徑位置上的值為零，即
hi=ChEiDPi≥Th0DPi<Th;]]>步驟3、基于匹配濾波器產(chǎn)生解調(diào)符號；步驟3.1、由匹配濾波器410_3對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分進行解擾、解擴操作該匹配濾波器410_3的輸入端還連接有效路徑檢測器490，根據(jù)其輸出的有效路徑的位置P、當前小區(qū)的擾碼ScC和激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子，匹配濾波器410_3對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分 進行解擾、解擴操作，解擾、解擴后得到的符號為U=(u^1,u^2,···,u^N);]]>u^n=(u^1n,u^2n,···,u^Ln);]]>u^ln=(u(l,1)n,u(l,2)n,···,u(l,K)n);]]>u(l,k)n=Σi=1SFrpk+(k-1)·SF+i×conj(cin)×conj(ScCi);]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的符號， 表示第n個激活碼道第l條有效路徑上的符號，K表示符號的個數(shù)；步驟3.2、由最大比合并器420對解擾、解擴后得到的符號進行最大比合并，得到解調(diào)符號該最大比合并器420的輸入端分別連接匹配濾波器410_3和信道沖激響應器470，根據(jù)信道沖激響應，即有效路徑上的信道估計，最大比合并器420對不同路徑上的解擾、解擴后的符號進行最大比合并操作，得到每個激活碼道上的解調(diào)符號Y=(y^1,y^2,···,y^N);]]>y^n=(y1n,y2n,···,yKn);]]>ykn=Σl=1Lconj(ChEl)×u(l,k)n;]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號；步驟3.3、聯(lián)合檢測步驟3.3.1、系統(tǒng)矩陣生成器590根據(jù)當前小區(qū)采用的擾碼、激活的擴頻碼的點乘結(jié)果與信道沖激響應進行卷積，產(chǎn)生系統(tǒng)矩陣該系統(tǒng)矩陣生成器590的輸入端分別連接擾碼、擴頻碼生成器580和信道沖激響應器470，根據(jù)由擾碼、擴頻碼生成器580生成的當前小區(qū)的擾碼ScC，激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子，以及由信道沖激響應器470生成的信道沖激響應H，計算得到系統(tǒng)矩陣Abn＝H(ScC.*Cn)；B＝[b1，b2，…，bN]T； 其中，[]T表示矩陣轉(zhuǎn)置，A矩陣中的B矩陣的個數(shù)等于需要聯(lián)合檢測的符號個數(shù)；步驟3.3.2、聯(lián)合檢測器530采用迫零線性塊均衡器算法或者最小均方誤差線性塊均衡器算法進行聯(lián)合檢測操作，得到解調(diào)符號；該聯(lián)合檢測器530的輸入端分別連接系統(tǒng)矩陣生成器590和最大比合并器420；聯(lián)合檢測器530采用所述的迫零線性塊均衡器算法，得到的解調(diào)符號為d^=(AH·A)-1×AH·r^;]]>其中，A表示系統(tǒng)矩陣， 表示輸入的I/Q路信號， 表示聯(lián)合檢測得到的解調(diào)符號。
聯(lián)合檢測器530采用所述的最小均方誤差線性塊均衡器算法，得到的解調(diào)符號為d^=(AH·A+σ2·I)-1×AH·r^;]]>其中，A表示系統(tǒng)矩陣， 表示輸入的I/Q路信號，σ2表示噪聲方差， 表示聯(lián)合檢測得到的解調(diào)符號。
步驟3.4、符號判決器430對由聯(lián)合檢測器530產(chǎn)生的解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值為D=(d^1,d^2,···,d^N);]]>
d^n=(d1n,d2n,···,dKn);]]>其中 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號的判決結(jié)果。
步驟3.4中，所述的符號判決包括硬判決和軟判決，所述的符號判決器430可以是解調(diào)符號硬判決器，也可以是解調(diào)符號軟判決器；所述的硬判決由解調(diào)符號硬判決器進行操作，得到硬判決后的結(jié)果為dkn=sign(ykn)=1ykn≥0-1ykn<0.]]>所述的軟判決由解調(diào)符號軟判決器進行操作，得到軟判決后的結(jié)果為dkn=tanh(m·yknσ2);]]>其中，m表示接收信號幅度的均值，σ2表示接收信號的噪聲方差，tanh表示雙曲正切函數(shù)。
步驟4、重構(gòu)小區(qū)信號步驟4.1、由調(diào)制擴頻器440對符號判決的結(jié)果進行調(diào)制擴頻操作，得到激活碼道上的碼片序列該調(diào)制擴頻器440的輸入端連接符號判決器430，其根據(jù)當前小區(qū)采用的擾碼ScC、激活碼道上的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>對符號判決器430輸出的判決結(jié)果進行調(diào)制和擴頻，得到每個激活碼道上碼片級的發(fā)射信號估計值V=(v^1,v^2,···,v^N);]]>v^n=(v1n,v2n,···,vK×SFn);]]>其中 表示第n個激活碼道上的碼片級的發(fā)射信號估計值；步驟4.2、由N個卷積器460對應完成若干激活碼道上接受信號的重構(gòu)該N個卷積器460的輸入端分別連接調(diào)制擴頻器440和信道沖激響應器470，對輸出的每個激活碼道上的碼片序列與信道沖激響應完成卷積操作，得到每個激活碼道上的重構(gòu)信號W=(w^1,w^2,···,w^N);]]>w^n=(w1n,w2n,···,wK×SFn);]]>w^n=H⊗v^n;]]>其中， 表示第n個碼道上的重構(gòu)信號；
步驟4.3、由與N個卷積器460連接的激活碼道信號疊加器450對各個激活碼道上的重構(gòu)信號進行疊加，完成激活碼道合并，從而完成小區(qū)信號的重構(gòu)，得到小區(qū)的重構(gòu)信號 x^s=Σn=1Nw^n;]]>步驟4.4、與激活碼道信號疊加器450的輸出端相連的加權(quán)乘法器對小區(qū)重構(gòu)信號加權(quán)將該小區(qū)重構(gòu)信號 乘以特定的加權(quán)因子ρs，減少由于符號判決不正確造成的性能損失x^s=x^s×ρs.]]>如圖2所示，為采用并行干擾抵消方法消除同頻干擾的結(jié)構(gòu)示意圖，其核心思想是同時重構(gòu)各個同頻小區(qū)的信號，并在此基礎上完成干擾信號消除，具體步驟如下對于當前本小區(qū)，設存在M個同頻鄰小區(qū)；當前接收數(shù)據(jù)I/Q路采樣輸入為r^=(r1,r2,···,rZ),]]>其中，Z為采樣序列的長度；系統(tǒng)設定的并行干擾抵消的級數(shù)為S；步驟1、并行完成本PIC級中所有小區(qū)的干擾消除步驟1.1、M+1個CEIGU根據(jù)第s-1級干擾消除后的信號，并行完成各個小區(qū)，包括M個同頻鄰小區(qū)和本小區(qū)的干擾信號的重構(gòu)，得到每個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號x^js=(x(j,1)s,x(j,2)s,···,x(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
所述的M+1個CEIGU可以是基于MF的CEIGU，根據(jù)如圖4所述的基于MF產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)小區(qū)信號的處理方法，完成各小區(qū)干擾信號的重構(gòu)。
所述的M+1個CEIGU可以是基于JD的CEIGU，根據(jù)如圖5所述的基于JD產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)小區(qū)信號的處理方法，完成各小區(qū)干擾信號的重構(gòu)。
所述的M+1個CEIGU還可以根據(jù)基于其他解調(diào)算法得到的解調(diào)符號重構(gòu)小區(qū)信號的處理方法，完成各小區(qū)干擾信號的重構(gòu)。
所述的步驟1.1中，若s＝1時，即在第一級進行小區(qū)信號重構(gòu)，則直接采用接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入 步驟1.2、對每個小區(qū)，即本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，相應的M+1個小區(qū)重構(gòu)信號疊加器將步驟1.1中計算得到的其他各個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號 進行疊加，得到對應于每個小區(qū)的第s級的干擾信號I^js=(I(j,1)s,I(j,2)s,···,I(j,Z)s).]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
步驟1.2中，所述的對應于每個小區(qū)的第s級的干擾信號包括本小區(qū)的干擾信號I^1s=Σi=2M+1x^is;]]>和M個同頻鄰小區(qū)的干擾信號；I^js=Σi≠j,i∈Ui=1M+1x^is;]]>其中，s＝1，2，…，S，j表示第j個同頻鄰小區(qū)。
步驟1.2中，在疊加不同小區(qū)的重構(gòu)信號時，必須同時考慮各自小區(qū)的延時，即必須在疊加前將不同小區(qū)的延時對齊。
步驟1.3、對每個小區(qū)，即本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，相應的M+1個小區(qū)干擾信號消除器從接收信號中去除由步驟1.2產(chǎn)生的其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號疊加值，從而消除鄰小區(qū)干擾信號對本小區(qū)接收信號的影響；即小區(qū)干擾信號消除器分別計算第s級的干擾消除后的接收信號 并采用 進行下一級，即第s+1級的干擾消除r^js=(r(j,1)s,r(j,2)s,···,r(j,Z)s);]]>r^(j,k)s=r^k-I^(j,k)s;]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
步驟2、根據(jù)系統(tǒng)事先設置的PIC級數(shù)S，以及上一PIC級計算得到的干擾消除后的接收信號，重復執(zhí)行步驟1，直至完成所有級的PIC操作。
本方法中，分別對各個同頻鄰小區(qū)進行信號重構(gòu)時，所需的當前同頻鄰小區(qū)的基本小區(qū)信息，包括基本中導碼序列，擾碼和激活的擴頻碼等是系統(tǒng)已知的，或通過檢測得到的。
本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員顯然清楚并且理解，本發(fā)明所舉的最佳實施例僅用以說明本發(fā)明，而并不用于限制本發(fā)明，本發(fā)明所舉各實施例中的技術(shù)特征，可以任意組合，而并不脫離本發(fā)明的思想。根據(jù)本發(fā)明公開的一種應用于TD-SCDMA移動通信系統(tǒng)中的消除同頻干擾的方法和設備，可以有許多方式修改所公開的發(fā)明，并且除了上述的具體給出的優(yōu)選方式外，本發(fā)明還可以有其它許多實施例。因此，凡屬依據(jù)本發(fā)明構(gòu)思所能得到的方法或改進，均應包含在本發(fā)明的權(quán)利范圍之內(nèi)。本發(fā)明的權(quán)利范圍由所附的權(quán)利要求限定。
權(quán)利要求
1.一種應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，本小區(qū)和各個同頻鄰小區(qū)分別單獨采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法，再并行進行干擾消除，包含以下步驟步驟1、并行完成本并行干擾抵消級中所有小區(qū)的干擾消除步驟1.1、信道估計及干擾重構(gòu)單元(400)采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法，并行完成各個小區(qū)干擾信號的重構(gòu)；所述的采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法，包括步驟1.1.1、有效路徑分離；步驟1.1.2、生成信道沖激響應；步驟1.1.3、基于匹配濾波器產(chǎn)生解調(diào)符號，包括步驟1.1.3.1、由匹配濾波器(410_3)對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分進行解擾、解擴操作；步驟1.1.3.2、由最大比合并器(420)對解擾、解擴后得到的符號進行最大比合并，得到解調(diào)符號；步驟1.1.3.3、由符號判決器(430)對解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值；步驟1.1.4、重構(gòu)小區(qū)信號；步驟1.2、對每個小區(qū)，小區(qū)重構(gòu)信號疊加器(230)將其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號進行疊加；步驟1.3、對每個小區(qū)，小區(qū)干擾信號消除器(240)從接收信號中去除由步驟1.2產(chǎn)生的其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號疊加值，從而消除鄰小區(qū)干擾信號對本小區(qū)接收信號的影響；步驟2、根據(jù)系統(tǒng)設置的并行干擾抵消級數(shù)，以及上一并行干擾抵消級計算得到的各個小區(qū)干擾消除后的接收信號，重復執(zhí)行步驟1，直至完成所有級的并行干擾抵消操作。
2.如權(quán)利要求1所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，所述的步驟1.1中，對于當前本小區(qū)和存在的M個同頻鄰小區(qū)，M+1個基于匹配濾波器的信道估計及干擾重構(gòu)單元(400)，根據(jù)當前接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>或者第s-1級干擾消除后的信號，采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)小區(qū)信號的方法，并行完成各個小區(qū)的干擾信號的重構(gòu)，得到每個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號x^js=(x(j,1)s,x(j,2)s,···,x(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，且S表示系統(tǒng)設定的并行干擾抵消的級數(shù)；j＝1，2，…，M，M+1；Z為采樣序列的長度。
3.如權(quán)利要求2所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，所述的步驟1.1中，當s＝1時，即在第一級進行小區(qū)信號重構(gòu)，所述的M+1個基于匹配濾波器的信道估計及干擾重構(gòu)單元(400)直接采用接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)。
4.如權(quán)利要求2所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，所述的步驟1.1中，當s＝2，3，…，S時，所述的M+1個基于匹配濾波器的信道估計及干擾重構(gòu)單元(400)采用第s-1級干擾消除后的信號完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)。
5.如權(quán)利要求1所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.1包含以下子步驟步驟1.1.1.1、針對每個小區(qū)，將輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片數(shù)據(jù)r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM)]]>通過匹配濾波器(4101)，分別與該小區(qū)的基本中導碼序列BM＝(m1，m2，…，m128)進行逐比特循環(huán)異或操作，計算得到各個路徑上的每次逐比特異或結(jié)果的功率DPDPk=Σn=1128||rnBM*m(n-k+1)mod128||;]]>步驟1.1.1.2、通過有效路徑檢測器(490)檢測有效路徑將每個路徑上的DP與特定門限Th進行比較；選擇大于等于門限Th的DP所對應的路徑為有效路徑，否則為無效路徑；最終有效路徑檢測器(490)檢測到的L條有效路徑為Peff＝(p1，p2，…，pL)。
6.如權(quán)利要求1所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.2包含以下子步驟步驟1.1.2.1、通過匹配濾波器(410_2)和信道估計器(480)計算各個路徑上的信道估計ChE根據(jù)當前小區(qū)的基本中導碼序列為BM＝(m1，m2，…，m128)，以及接收的輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片的數(shù)據(jù)為r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>計算各個路徑上的信道估計ChE為ChEk=Σn=1128rnBM*m(n-k+1)mod128;]]>步驟1.1.2.2、根據(jù)步驟1.1.1.2中得到的有效路徑和步驟1.1.2.1中得到的信道估計，由信道沖激響應器(470)生成信道沖激響應H＝(h1，h2，…，hT)，其長度T表示系統(tǒng)支持的最大時延，該信道沖激響應有效路徑位置上的值為該路徑上的信道估計值，非有效路徑位置上的值為零，即hi=ChEiDPi≥Th0DPi<Th.]]>
7.如權(quán)利要求1所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.3.1具體包括根據(jù)有效路徑的位置P、當前小區(qū)的擾碼ScC和激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子，采用匹配濾波器(410_3)對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分 進行解擾、解擴操作，解擾、解擴后得到的符號為U=(u^1,u^2,···,u^N);]]>u^n=(u^1n,u^2n,···,u^Ln);]]>u^ln=(u(l,1)n,u(l,2)n,···,u(l,K)n);]]>u(l,k)n=Σi=1SFrpk+(k-1)·SF+i×conj(cin)×conj(ScCi);]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的符號， 表示第n個激活碼道第l條有效路徑上的符號，K表示符號的個數(shù)。
8.如權(quán)利要求1所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.3.2具體包括根據(jù)信道沖激響應，即有效路徑上的信道估計，最大比合并器(420)對不同路徑上的解擾、解擴后的符號進行最大比合并操作，得到每個激活碼道上的解調(diào)符號Y=(y^1,y^2,···,y^N);]]>y^n=(y1n,y2n,···,yKn);]]>ykn=Σl=1Lconj(ChEl)×u(l,k)n;]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號。
9.如權(quán)利要求1所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.3.3具體包括由符號判決器(430)對解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值D=(d^1,d^2,···,d^N);]]>d^n=(d1n,d2n,···,dKn);]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號的判決結(jié)果。
10.如權(quán)利要求9所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，步驟1.1.3.3中，所述的符號判決為硬判決，由解調(diào)符號硬判決器對解調(diào)符號進行符號判決，得到的硬判決結(jié)果為dkn=sign(ykn)=1ykn≥0-1ykn<0.]]>
11.如權(quán)利要求9所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，步驟1.1.3.3中，所述的符號判決為軟判決，由解調(diào)符號軟判決器對解調(diào)符號進行符號判決，得到的軟判決結(jié)果為dkn=tanh(m·yknσ2);]]>其中，m表示接收信號幅度的均值，σ2表示接收信號的噪聲方差，tanh表示雙曲正切函數(shù)。
12.如權(quán)利要求1所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.4包含以下子步驟步驟1.1.4.1、由調(diào)制擴頻器(440)對符號判決的結(jié)果進行調(diào)制擴頻操作，得到激活碼道上的碼片序列根據(jù)當前小區(qū)采用的擾碼ScC、激活碼道上的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>由調(diào)制擴頻器(440)對符號判決的結(jié)果進行調(diào)制和擴頻，得到每個激活碼道上碼片級的發(fā)射信號估計值V=(v^1,v^2,···,v^N);]]>v^n=(v1n,v2n,···,vK×SFn);]]>其中 表示第n個激活碼道上的碼片級的發(fā)射信號估計值；步驟1.1.4.2、由若干卷積器(460)對應完成若干激活碼道上接受信號的重構(gòu)由卷積器(460)對步驟1.1.4.1中得到的每個激活碼道上的碼片序列與步驟1.1.2中得到的信道沖激響應完成卷積操作，得到每個激活碼道上的重構(gòu)信號W=(w^1,w^2,···,w^N);]]>w^n=(w1n,w2n,···,wK×SFn);]]>w^n=H⊗v^n;]]>其中， 表示第n個碼道上的重構(gòu)信號；步驟1.1.4.3、由激活碼道信號疊加器(450)對各個激活碼道上的重構(gòu)信號進行疊加，完成激活碼道合并，從而完成小區(qū)信號的重構(gòu)，得到小區(qū)的重構(gòu)信號 x^s=Σn=1Nw^n.]]>
13.如權(quán)利要求12所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.4還包含步驟1.1.4.4，對小區(qū)重構(gòu)信號 乘以特定的加權(quán)因子ρs，進行加權(quán)操作x^s=x^s×ρs.]]>
14.如權(quán)利要求1所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，所述的步驟1.2中，對于本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，小區(qū)重構(gòu)信號疊加器(230)分別將步驟1.1中計算得到的其他各個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號 進行疊加，得到對應于每個小區(qū)的第s級的干擾信號I^js=(I(j,1)s,I(j,2)s,···,I(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
15.如權(quán)利要求14所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.2中，所述的對于本小區(qū)的第s級的干擾信號為I^1s=Σi=2M+1x^is;]]>其中，s＝1，2，…，S。
16.如權(quán)利要求14所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.2中，所述的對于M個同頻鄰小區(qū)的第s級的干擾信號為I^js=Σi=1i≠j,i∈UM+1x^is;]]>其中，s＝1，2，…，S，j表示第j個同頻鄰小區(qū)。
17.如權(quán)利要求14所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，所述的步驟1.2中，在疊加不同小區(qū)的重構(gòu)信號時，必須先對齊各不同小區(qū)的延時。
18.如權(quán)利要求1所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，所述的步驟1.3中，對于本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，小區(qū)干擾信號消除器(240)分別計算第s級的干擾消除后的接收信號 并采用 進行下一級，即第s+1級的干擾消除r^js=(r(j,1)s,r(j,2)s,···,r(j,Z)s);]]>r^(j,k)s=r^k-I^(j,k)s;]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
19.一種應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，對于本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，該裝置包括依次連接的M+1個基于匹配濾波器的信道估計及干擾重構(gòu)單元(400)、M+1個小區(qū)重構(gòu)信號疊加器(230)和M+1個小區(qū)干擾信號消除器(240)；所述的基于匹配濾波器的信道估計及干擾重構(gòu)單元(400)包含通過電路連接的有效路徑分離裝置、信道沖激響應裝置、基于匹配濾波器的解調(diào)符號生成裝置和小區(qū)信號重構(gòu)裝置；所述的基于匹配濾波器的解調(diào)符號生成裝置包含依次連接的第三匹配濾波器(410_3)、最大比合并器(420)和符號判決器(430)。
20.如權(quán)利要求19所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的M+1個基于匹配濾波器的信道估計及干擾重構(gòu)單元(400)，根據(jù)當前接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>或者第s-1級干擾消除后的信號，采用基于匹配濾波器產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)小區(qū)信號的方法，并行完成各個小區(qū)的干擾信號的重構(gòu)，得到每個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號x^js=(x(j,1)s,x(j,2)s,···,x(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，且S表示系統(tǒng)設定的并行干擾抵消的級數(shù)；j＝1，2，…，M，M+1；Z為采樣序列的長度。
21.如權(quán)利要求20所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，當s＝1時，即在第一級進行小區(qū)信號重構(gòu)，所述的M+1個基于匹配濾波器的信道估計及干擾重構(gòu)單元(400)直接采用接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)。
22.如權(quán)利要求20所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，當s＝2，3，…，S時，所述的M+1個基于匹配濾波器的信道估計及干擾重構(gòu)單元(400)采用第s-1級干擾消除后的信號完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)。
23.如權(quán)利要求19所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的有效路徑分離裝置包含依次連接的第一匹配濾波器(410_1)和有效路徑檢測器(490)；所述的第一匹配濾波器(410_1)的輸入端接收輸入信號中的中導碼序列的后128個碼片數(shù)據(jù)BM＝(m1，m2，…，m128)，與當前小區(qū)的基本中導碼序列r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM)]]>進行逐比特循環(huán)異或操作，計算得到每次逐比特異或結(jié)果的功率DPDPk=Σn=1128||rnBM*m(n-k+1)mod128||;]]>所述的有效路徑檢測器(490)將第一匹配濾波器(410_1)輸出的每個路徑上的DP值，分別與特定門限Th進行比較；選擇大于等于門限Th的DP所對應的路徑為有效路徑，否則為無效路徑；最終有效路徑檢測器(490)檢測到的L條有效路徑為Peff＝(p1，p2，…，pL)。
24.如權(quán)利要求19所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的信道沖激響應裝置包含依次連接的第二匹配濾波器(410_2)、信道估計器(480)和信道沖激響應器(470)；所述的第二匹配濾波器(410_2)的輸入端接收輸入信號中的中導碼序列的后128個碼片數(shù)據(jù)BM＝(m1，m2，…，m128)，結(jié)合當前小區(qū)的基本中導碼序列r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>通過信道估計器(480)計算得到各個路徑上的信道估計ChE為ChEk=Σn=1128rnBM*m(n-k+1)mod128;]]>所述的信道沖激響應器(470)的輸入端還連接有效路徑檢測器(490)的輸出端；該信道沖激響應器(470)根據(jù)有效路徑和信道估計，生成信道沖激響應H＝(h1，h2，…，hT)hi=ChEiDPi≥Th0DPi<Th;]]>其中，信道沖激響應的長度T表示系統(tǒng)支持的最大時延。
25.如權(quán)利要求19所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的第三匹配濾波器(410_3)的輸入端接收輸入信號中的數(shù)據(jù)部分，并與有效路徑檢測器(490)連接；該第三匹配濾波器(410_3)根據(jù)有效路徑的位置P、當前小區(qū)的擾碼ScC和激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子，對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分 進行解擾、解擴操作，解擾、解擴后得到的符號為U=(u^1,u^2,···,u^N);]]>u^n=(u^1n,u^2n,···,u^Ln);]]>u^ln=(u(l,1)n,u(l,2)n,···,u(l,K)n);]]>u(l,k)n=Σi=1SFrpk+(k-1)·SF+i×conj(cin)×conj(ScCi);]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的符號， 表示第n個激活碼道第l條有效路徑上的符號，K表示符號的個數(shù)。
26.如權(quán)利要求19所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的最大比合并器(420)的輸入端還連接信道沖激響應器(470)，其根據(jù)信道沖激響應，即有效路徑上的信道估計，對第三匹配濾波器(410_3)輸出的不同路徑上的解擾、解擴后的符號進行最大比合并操作，得到每個激活碼道上的解調(diào)符號Y=(y^1,y^2,···,y^N);]]>y^n=(y1n,y2n,···,yKn);]]>ykn=Σl=1Lconj(ChEl)×u(l,k)n;]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號。
27.如權(quán)利要求19所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的符號判決器(430)對最大比合并器(420)輸出的解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值D=(d^1,d^2,···,d^N);]]>d^n=(d1n,d2n,···,dKn);]]>其中 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號的判決結(jié)果。
28.如權(quán)利要求27所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的符號判決器(430)是解調(diào)符號硬判決器，采用該解調(diào)符號硬判決器得到的硬判決結(jié)果為dkn=sign(ykn)=1ykn≥0-1ykn<0.]]>
29.如權(quán)利要求27所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的符號判決器(430)是解調(diào)符號軟判決器，采用該解調(diào)符號軟判決器得到的軟判決結(jié)果為dkn=tanh(m·yknσ2);]]>其中，m表示接收信號幅度的均值，σ2表示接收信號的噪聲方差，tanh表示雙曲正切函數(shù)。
30.如權(quán)利要求19所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的小區(qū)信號重構(gòu)裝置包含依次連接的調(diào)制擴頻器(440)、若干卷積器(460)和激活碼道信號疊加器(450)。
31.如權(quán)利要求30所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的調(diào)制擴頻器(440)根據(jù)當前小區(qū)采用的擾碼ScC、激活碼道上的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>對符號判決器(430)輸出的判決結(jié)果進行調(diào)制和擴頻，得到每個激活碼道上碼片級的發(fā)射信號估計值V=(v^1,v^2,···,v^N);]]>v^n=(v1n,v2n,···,vK×SFn);]]>其中， 表示第n個激活碼道上的碼片級的發(fā)射信號估計值。
32.如權(quán)利要求30所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的若干卷積器(460)的個數(shù)為N個，對應N個激活碼道；該N個卷積器(460)的輸入端分別還連接信道沖激相應器(470)；所述的N個卷積器(460)對由調(diào)制擴頻器(440)輸出的每個激活碼道上的碼片序列與由信道沖激相應器(470)生成的信道沖激響應完成卷積操作，得到每個激活碼道上的重構(gòu)信號W=(w^1,w^2,···,w^N);]]>w^n=(w1n,w2n,···,wK×SFn);]]>w^n=H⊗v^n;]]>其中， 表示第n個碼道上的重構(gòu)信號。
33.如權(quán)利要求30所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的激活碼道信號疊加器(450)對各個激活碼道上的重構(gòu)信號進行疊加，完成激活碼道合并，和小區(qū)信號的重構(gòu)，得到小區(qū)的重構(gòu)信號 x^s=Σn=1Nw^n.]]>
34.如權(quán)利要求30所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的小區(qū)信號重構(gòu)裝置還包含一加權(quán)乘法器，其輸入端連接激活碼道信號疊加器(450)的輸出端；該加權(quán)乘法器對激活碼道信號疊加器(450)輸出的小區(qū)重構(gòu)信號 乘以特定的加權(quán)因子ρsx^s=x^s×ρs.]]>
35.如權(quán)利要求19所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的M+1個小區(qū)重構(gòu)信號疊加器(230)對于本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，分別相應的將其他各個小區(qū)第s級的重構(gòu)信 號 進行疊加，得到對應于每個小區(qū)的第s級的干擾信號I^js=(I(j,1)s,I(j,2)s,···,I(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
36.如權(quán)利要求35所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的M+1個小區(qū)重構(gòu)信號疊加器(230)在各自疊加其他小區(qū)的重構(gòu)信號時，將各個小區(qū)的延時對齊。
37.如權(quán)利要求19所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的M+1個小區(qū)干擾信號消除器(240)對于本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，從接收信號中去除其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號疊加值，消除鄰小區(qū)干擾信號對本小區(qū)接收信號的影響，得到第s級的干擾消除后的接收信號 并采用 進行下一級，即第s+1級的干擾消除r^js=(r(j,1)s,r(j,2)s,···,r(j,Z)s);]]>r^(j,k)s=r^k-I^(j,k)s;]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
38.如權(quán)利要求19所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的裝置根據(jù)系統(tǒng)設置的并行干擾抵消級數(shù)S，以及上一并行干擾抵消級計算得到的干擾消除后的接收信號 對每一并行干擾抵消級，重復執(zhí)行消除同頻小區(qū)信號干擾的操作，直至完成所有級的并行干擾抵消操作。
39.一種應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，本小區(qū)和各個同頻鄰小區(qū)分別單獨采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法，再并行進行干擾消除，包含以下步驟步驟1、并行完成本并行干擾抵消級中所有小區(qū)的干擾消除步驟1.1、信道估計及干擾重構(gòu)單元(500)采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的處理方法，并行完成各個小區(qū)干擾信號的重構(gòu)；所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法，包括步驟1.1.1、有效路徑分離；步驟1.1.2、生成信道沖激響應；步驟1.1.3、基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生解調(diào)符號，包括步驟1.1.3.1、由匹配濾波器(410_3)對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分進行解擾、解擴操作；步驟1.1.3.2、由最大比合并器(420)對解擾、解擴后得到的符號進行最大比合并，得到解調(diào)符號；步驟1.1.3.3、聯(lián)合檢測；步驟1.1.3.4、由符號判決器(430)對解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值；步驟1.1.4、重構(gòu)小區(qū)信號；步驟1.2、對每個小區(qū)，小區(qū)重構(gòu)信號疊加器(230)將其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號進行疊加；步驟1.3、對每個小區(qū)，小區(qū)干擾信號消除器(240)從接收信號中去除由步驟1.2產(chǎn)生的其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號疊加值，從而消除鄰小區(qū)干擾信號對本小區(qū)接收信號的影響；步驟2、根據(jù)系統(tǒng)設置的并行干擾抵消級數(shù)，以及上一并行干擾抵消級計算得到的各個小區(qū)干擾消除后的接收信號，重復執(zhí)行步驟1，直至完成所有級的并行干擾抵消操作。
40.如權(quán)利要求39所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，所述的步驟1.1中，對于當前本小區(qū)和存在的M個同頻鄰小區(qū)，M+1個基于聯(lián)合檢測的信道估計及干擾重構(gòu)單元(500)，根據(jù)當前接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>或者第s-1級干擾消除后的信號，采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)小區(qū)信號的方法，并行完成各個小區(qū)的干擾信號的重構(gòu)，得到每個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號x^js=(x(j,1)s,x(j,2)s,···,x(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，且S表示系統(tǒng)設定的并行干擾抵消的級數(shù)；j＝1，2，…，M，M+1；Z為采樣序列的長度。
41.如權(quán)利要求40所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，所述的步驟1.1中，當s＝1時，即在第一級進行小區(qū)信號重構(gòu)，所述的M+1個基于聯(lián)合檢測的信道估計及干擾重構(gòu)單元(500)直接采用接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)。
42.如權(quán)利要求40所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，所述的步驟1.1中，當s＝2，3，…，S時，所述的M+1個基于聯(lián)合檢測的信道估計及干擾重構(gòu)單元(500)采用第s-1級干擾消除后的信號完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)。
43.如權(quán)利要求39所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.1包含以下子步驟步驟1.1.1.1、針對每個小區(qū)，將輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片數(shù)據(jù)r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM)]]>通過匹配濾波器(410_1)，分別與該小區(qū)的基本中導碼序列BM＝(m1，m2，…，m128)進行逐比特循環(huán)異或操作，計算得到各個路徑上的每次逐比特異或結(jié)果的功率DPDPk=Σn=1128||rnBM*m(n-k+1)mod128||;]]>步驟1.1.1.2、通過有效路徑檢測器(490)檢測有效路徑將每個路徑上的DP與特定門限Th進行比較；選擇大于等于門限Th的DP所對應的路徑為有效路徑，否則為無效路徑；最終有效路徑檢測器(490)檢測到的L條有效路徑為Peff＝(p1，p2，…，pL)。
44.如權(quán)利要求39所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.2包含以下子步驟步驟1.1.2.1、通過匹配濾波器(410_2)和信道估計器(480)計算各個路徑上的信道估計ChE根據(jù)當前小區(qū)的基本中導碼序列為BM＝(m1，m2，…，m128)，以及接收的輸入信號中的中導碼序列部分的后128個碼片的數(shù)據(jù)為r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>計算各個路徑上的信道估計ChE為ChEk=Σn=1128rnBM*m(n-k+1)mod128;]]>步驟1.1.2.2、根據(jù)步驟1.1.1.2中得到的有效路徑和步驟1.1.2.1中得到的信道估計，由信道沖激響應器(470)生成信道沖激響應H＝(h1，h2，…，hT)，其長度T表示系統(tǒng)支持的最大時延，該信道沖激響應有效路徑位置上的值為該路徑上的信道估計值，非有效路徑位置上的值為零，即hi=ChEiDPi≥Th0DPi<Th.]]>
45.如權(quán)利要求39所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.3.1具體包括根據(jù)有效路徑的位置P、當前小區(qū)的擾碼ScC和激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子，采用匹配濾波器(410_3)對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分 進行解擾、解擴操作，解擾、解擴后得到的符號為U=(u^1,u^2,···,u^N);]]>u^n=(u^1n,u^2n,···,u^Ln);]]>u^ln=(u(l,1)n,u(l,2)n,···,u(l,K)n);]]>u(l,k)n=Σi=1SFrpk+(k-1)·SF+i×conj(cin)×conj(ScCi);]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的符號， 表示第n個激活碼道第l條有效路徑上的符號，K表示符號的個數(shù)。
46.如權(quán)利要求39所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.3.2具體包括根據(jù)信道沖激響應，即有效路徑上的信道估計，最大比合并器(420)對不同路徑上的解擾、解擴后的符號進行最大比合并操作，得到每個激活碼道上的解調(diào)符號Y=(y^1,y^2,···,y^N);]]>y^n=(y1n,y2n,···,yKn);]]>ykn=Σl=1Lconj(ChEl)×u(l,k)n;]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號。
47.如權(quán)利要求39所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.3.3包括以下子步驟步驟1.1.3.3.1、系統(tǒng)矩陣生成器(590)根據(jù)當前小區(qū)采用的擾碼、激活的擴頻碼的點乘結(jié)果與信道沖激響應進行卷積，產(chǎn)生系統(tǒng)矩陣根據(jù)由擾碼、擴頻碼生成器(580)生成的當前小區(qū)的擾碼ScC，激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子，以及由步驟1.1.2中得到的信道沖激響應H，由系統(tǒng)矩陣生成器(590)計算得到系統(tǒng)矩陣Abn＝H(ScC.*Cn)；B＝[b1，b2，…，bN]T； 其中，[]T表示矩陣轉(zhuǎn)置，A矩陣中的B矩陣的個數(shù)等于需要聯(lián)合檢測的符號個數(shù)；步驟1.1.3.3.2、聯(lián)合檢測器(530)采用迫零線性塊均衡器算法或者最小均方誤差線性塊均衡器算法進行聯(lián)合檢測操作，得到解調(diào)符號
48.如權(quán)利要求47所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，步驟1.1.3.3.2中，采用所述的迫零線性塊均衡器算法，得到的解調(diào)符號 為d^=(AH·A)-1×AH·r^;]]>其中，A表示系統(tǒng)矩陣， 表示輸入的I/Q路信號， 表示聯(lián)合檢測得到的解調(diào)符號。
49.如權(quán)利要求47所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，步驟1.1.3.3.2中，采用所述的最小均方誤差線性塊均衡器算法，得到的解調(diào)符號 為d^=(AH·A+σ2·I)-1×AH·r^;]]>其中，A表示系統(tǒng)矩陣， 表示輸入的I/Q路信號，σ2表示噪聲方差， 表示聯(lián)合檢測得到的解調(diào)符號。
50.如權(quán)利要求39所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.3.4具體包括由符號判決器(420)對解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值D=(d^1,d^2,···,d^N);]]>d^n=(d1n,d2n,···,dKn);]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號的判決結(jié)果。
51.如權(quán)利要求50所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，步驟1.1.3.4中，所述的符號判決為硬判決，由解調(diào)符號硬判決器對解調(diào)符號進行符號判決，得到的硬判決結(jié)果為dkn=sign(ykn)=1ykn≥0-1ykn<0.]]>
52.如權(quán)利要求50所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，步驟1.1.3.4中，所述的符號判決為軟判決，由解調(diào)符號軟判決器對解調(diào)符號進行符號判決，得到的軟判決結(jié)果為dkn=tanh(m·yknσ2);]]>其中，m表示接收信號幅度的均值，σ2表示接收信號的噪聲方差，tanh表示雙曲正切函數(shù)。
53.如權(quán)利要求39所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.4包含以下子步驟步驟1.1.4.1、由調(diào)制擴頻器(440)對符號判決的結(jié)果進行調(diào)制擴頻操作，得到激活碼道上的碼片序列根據(jù)當前小區(qū)采用的擾碼ScC、激活碼道上的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>由調(diào)制擴頻器(440)對符號判決的結(jié)果進行調(diào)制和擴頻，得到每個激活碼道上碼片級的發(fā)射信號估計值V=(v^1,v^2,···,v^N);]]>v^n=(v1n,v2n,···,vK×SFn);]]>其中 表示第n個激活碼道上的碼片級的發(fā)射信號估計值；步驟1.1.4.2、由若干卷積器(460)對應完成若干激活碼道上接受信號的重構(gòu)由卷積器(460)對步驟1.1.4.1中得到的每個激活碼道上的碼片序列與步驟1.1.2中得到的信道沖激響應完成卷積操作，得到每個激活碼道上的重構(gòu)信號W=(w^1,w^2,···,w^N);]]>w^n=(w1n,w2n,···,wK×SFn);]]>w^n=H⊗v^n;]]>其中， 表示第n個碼道上的重構(gòu)信號；步驟1.1.4.3、由激活碼道信號疊加器(450)對各個激活碼道上的重構(gòu)信號進行疊加，完成激活碼道合并，從而完成小區(qū)信號的重構(gòu)，得到小區(qū)的重構(gòu)信號 x^s=Σn=1Nw^n.]]>
54.如權(quán)利要求39所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.1中所述的采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)各個小區(qū)信號的方法中，所述的步驟1.1.4還包含步驟1.1.4.4，對小區(qū)重構(gòu)信號 乘以特定的加權(quán)因子ρs，進行加權(quán)操作x^s=x^s×ρs.]]>
55.如權(quán)利要求39所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，所述的步驟1.2中，對于本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，小區(qū)重構(gòu)信號疊加器(230)分別將步驟1.1中計算得到的其他各個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號 進行疊加，得到對應于每個小區(qū)的第s級的干擾信號I^js=(I(j,1)s,I(j,2)s,···,I(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
56.如權(quán)利要求55所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.2中，所述的對于本小區(qū)的第s級的干擾信號為I^1s=Σi=2M+1x^is;]]>其中，s＝1，2，…，S。
57.如權(quán)利要求55所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，步驟1.2中，所述的對于M個同頻鄰小區(qū)的第s級的干擾信號為I^js=Σi=1i≠j,i∈UM+1x^is;]]>其中，s＝1，2，…，S，j表示第j個同頻鄰小區(qū)。
58.如權(quán)利要求55所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，所述的步驟1.2中，在疊加不同小區(qū)的重構(gòu)信號時，必須先對齊各不同小區(qū)的延時。
59.如權(quán)利要求39所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的方法，其特征在于，所述的步驟1.3中，對于本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，小區(qū)干擾信號消除器(240)分別計算第s級的干擾消除后的接收信號 并采用 進行下一級，即第s+1級的干擾消除r^js=(r(j,1)s,r(j,2)s,···,r(j,z)s);]]>r^(j,k)s=r^k-I^(j,k)s;]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
60.一種應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，對于本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，該裝置包括依次連接的M+1個基于聯(lián)合檢測的信道估計及干擾重構(gòu)單元(500)、M+1個小區(qū)重構(gòu)信號疊加器(230)和M+1個小區(qū)干擾信號消除器(240)；所述的基于聯(lián)合檢測的信道估計及干擾重構(gòu)單元(500)包含通過電路連接的有效路徑分離裝置、信道沖激響應裝置、基于聯(lián)合檢測的解調(diào)符號生成裝置和小區(qū)信號重構(gòu)裝置；所述的基于聯(lián)合檢測的解調(diào)符號生成裝置包含依次連接的第三匹配濾波器(410_3)、最大比合并器(420)、聯(lián)合檢測裝置和符號判決器(430)。
61.如權(quán)利要求60所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的M+1個基于聯(lián)合檢測的信道估計及干擾重構(gòu)單元(500)，根據(jù)當前接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>或者第s-1級干擾消除后的信號，采用基于聯(lián)合檢測產(chǎn)生的解調(diào)符號重構(gòu)小區(qū)信號的方法，并行完成各個小區(qū)的干擾信號的重構(gòu)，得到每個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號x^js=(x(j,1)s,x(j,2)s,···,x(j,Z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，且S表示系統(tǒng)設定的并行干擾抵消的級數(shù)；j＝1，2，…，M，M+1；Z為采樣序列的長度。
62.如權(quán)利要求61所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，當s＝1時，即在第一級進行小區(qū)信號重構(gòu)，所述的M+1個基于聯(lián)合檢測的信道估計及干擾重構(gòu)單元(500)直接采用接收數(shù)據(jù)I/Q路的采樣輸入r^=(r1,r2,···,rZ)]]>完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)。
63.如權(quán)利要求61所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，當s＝2，3，…，S時，所述的M+1個基于聯(lián)合檢測的信道估計及干擾重構(gòu)單元(500)采用第s-1級干擾消除后的信號完成各個小區(qū)的信號重構(gòu)。
64.如權(quán)利要求60所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的有效路徑分離裝置包含依次連接的第一匹配濾波器(410_1)和有效路徑檢測器(490)；所述的第一匹配濾波器(410_1)的輸入端接收輸入信號中的中導碼序列的后128個碼片數(shù)據(jù)BM＝(m1，m2，…，m128)，與當前小區(qū)的基本中導碼序列r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM)]]>進行逐比特循環(huán)異或操作，計算得到每次逐比特異或結(jié)果的功率DPDPk=Σn=1128||rnBM*m(n-k+1)mod128||;]]>所述的有效路徑檢測器(490)將第一匹配濾波器(410_1)輸出的每個路徑上的DP值，分別與特定門限Th進行比較；選擇大于等于門限Th的DP所對應的路徑為有效路徑，否則為無效路徑；最終有效路徑檢測器(490)檢測到的L條有效路徑為Peff＝(p1，p2，…，pL)。
65.如權(quán)利要求60所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的信道沖激響應裝置包含依次連接的第二匹配濾波器(410_2)、信道估計器(480)和信道沖激響應器(470)；所述的第二匹配濾波器(410_2)的輸入端接收輸入信號中的中導碼序列的后128個碼片數(shù)據(jù)BM＝(m1，m2，…，m128)，結(jié)合當前小區(qū)的基本中導碼序列r^BM=(r1BM,r2BM,···,r128BM),]]>通過信道估計器(480)計算得到各個路徑上的信道估計ChE為ChEk=Σn=1128rnBM*m(n-k+1)mod128;]]>所述的信道沖激響應器(470)的輸入端還連接有效路徑檢測器(490)的輸出端；該信道沖激響應器(470)根據(jù)有效路徑和信道估計，生成信道沖激響應H＝(h1，h2，…，hT)hi=ChEiDPi≥Th0DPi<Th;]]>其中，信道沖激響應的長度T表示系統(tǒng)支持的最大時延。
66.如權(quán)利要求60所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的第三匹配濾波器(410_3)的輸入端接收輸入信號中的數(shù)據(jù)部分，并與有效路徑檢測器(490)連接；該第三匹配濾波器(410_3)根據(jù)有效路徑的位置P、當前小區(qū)的擾碼ScC和激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子，對輸入信號中的數(shù)據(jù)部分 進行解擾、解擴操作，解擾、解擴后得到的符號為U=(u^1,u^2,···,u^N);]]>u^n=(u^1n,u^2n,···,u^Ln);]]>u^ln=(u(l,1)n,u(l,2)n,···,u(l,K)n);]]>u(l,k)n=Σi=1SFrpk+(k-1)·SF+i×conj(cin)×conj(ScCi);]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的符號， 表示第n個激活碼道第l條有效路徑上的符號，K表示符號的個數(shù)。
67.如權(quán)利要求60所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的最大比合并器(420)的輸入端還連接信道沖激響應器(470)，其根據(jù)信道沖激響應，即有效路徑上的信道估計，對第三匹配濾波器(410_3)輸出的不同路徑上的解擾、解擴后的符號進行最大比合并操作，得到每個激活碼道上的解調(diào)符號Y=(y^1,y^2,···,y^N);]]>y^n=(y1n,y2n,···,yKn);]]>ykn=Σl=1Lconj(ChEl)×u(l,k)n;]]>其中， 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號。
68.如權(quán)利要求60所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的聯(lián)合檢測裝置包含依次連接的擾碼、擴頻碼生成器(580)、系統(tǒng)矩陣生成器(590)和聯(lián)合檢測器(530)。
69.如權(quán)利要求68所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的擾碼、擴頻碼生成器(580)生成的當前小區(qū)的擾碼ScC，以及激活的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>其中N表示激活碼道的個數(shù)，SF表示擴頻因子。
70.如權(quán)利要求68所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的系統(tǒng)矩陣生成器(590)的輸入端還連接信道沖激響應器(470)的輸出端，其根據(jù)由擾碼、擴頻碼生成器(580)生成的當前小區(qū)的擾碼ScC、激活的擴頻碼ChC，以及由信道沖激響應器(470)生成的信道沖激響應H，計算得到系統(tǒng)矩陣Abn＝H(ScC.*Cn)；B＝[b1，b2，…，bN]T； 其中，[]T表示矩陣轉(zhuǎn)置，A矩陣中的B矩陣的個數(shù)等于需要聯(lián)合檢測的符號個數(shù)。
71.如權(quán)利要求68所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的聯(lián)合檢測器(530)的輸入端分別連接系統(tǒng)矩陣生成器(590)和最大比合并器(420)；采用迫零線性塊均衡器算法或者最小均方誤差線性塊均衡器算法進行聯(lián)合檢測操作，得到解調(diào)符號
72.如權(quán)利要求71所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的聯(lián)合檢測器(530)采用迫零線性塊均衡器算法，檢測得到的解調(diào)符號為d^=(AH·A)-1×AH·r^;]]>其中，A表示系統(tǒng)矩陣， 表示輸入的I/Q路信號， 表示聯(lián)合檢測得到的解調(diào)符號。
73.如權(quán)利要求71所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的聯(lián)合檢測器(530)采用最小均方誤差線性塊均衡器算法，檢測得到的解調(diào)符號為d^=(AH·A+σ2·I)-1×AH·r^;]]>其中，A表示系統(tǒng)矩陣， 表示輸入的I/Q路信號，σ2表示噪聲方差， 表示聯(lián)合檢測得到的解調(diào)符號。
74.如權(quán)利要求60所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的符號判決器(430)對最大比合并器(420)輸出的解調(diào)符號進行符號判決，得到發(fā)送符號的估計值D=(d^1,d^2,···,d^N);]]>d^n=(d1n,d2n,···,dKn);]]>其中 表示第n個激活碼道所對應的解調(diào)符號的判決結(jié)果。
75.如權(quán)利要求74所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的符號判決器(430)是解調(diào)符號硬判決器，采用該解調(diào)符號硬判決器得到的硬判決結(jié)果為dkn=sign(ykn)=1ykn≥0-1ykn<0.]]>
76.如權(quán)利要求74所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的符號判決器(430)是解調(diào)符號軟判決器，采用該解調(diào)符號軟判決器得到的軟判決結(jié)果為dkn=tanh(m·yknσ2);]]>其中，m表示接收信號幅度的均值，σ2表示接收信號的噪聲方差，tanh表示雙曲正切函數(shù)。
77.如權(quán)利要求60所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的小區(qū)信號重構(gòu)裝置包含依次連接的調(diào)制擴頻器(440)、若干卷積器(460)和激活碼道信號疊加器(450)。
78.如權(quán)利要求77所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的調(diào)制擴頻器(440)根據(jù)當前小區(qū)采用的擾碼ScC、激活碼道上的擴頻碼ChC＝(C1，C2，…，CN)，Cn=(c1n,c2n,···,cSFn),]]>對符號判決器(430)輸出的判決結(jié)果進行調(diào)制和擴頻，得到每個激活碼道上碼片級的發(fā)射信號估計值V=(v^1,v^2,···,v^N);]]>v^n=(v1n,v2n,···,vK×SFn);]]>其中 表示第n個激活碼道上的碼片級的發(fā)射信號估計值。
79.如權(quán)利要求77所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的若干卷積器(460)的個數(shù)為N個，對應N個激活碼道；該N個卷積器(460)的輸入端分別還連接信道沖激相應器(470)；所述的N個卷積器(460)對由調(diào)制擴頻器(440)輸出的每個激活碼道上的碼片序列與由信道沖激相應器(470)生成的信道沖激響應完成卷積操作，得到每個激活碼道上的重構(gòu)信號W=(w^1,w^2,···,w^N);]]>w^n=(w1n,w2n,···,wK×SFn);]]>w^n=H⊗v^n;]]>其中， 表示第n個碼道上的重構(gòu)信號。
80.如權(quán)利要求77所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的激活碼道信號疊加器(450)對各個激活碼道上的重構(gòu)信號進行疊加，完成激活碼道合并，和小區(qū)信號的重構(gòu)，得到小區(qū)的重構(gòu)信號 x^s=Σn=1Nw^n.]]>
81.如權(quán)利要求77所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的小區(qū)信號重構(gòu)裝置還包含一加權(quán)乘法器，其輸入端連接激活碼道信號疊加器(450)的輸出端；該加權(quán)乘法器對激活碼道信號疊加器(450)輸出的小區(qū)重構(gòu)信號 乘以特定的加權(quán)因子ρsx^s=x^s×ρs.]]>
82.如權(quán)利要求60所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的M+1個小區(qū)重構(gòu)信號疊加器(230)對于本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，分別相應的將其他各個小區(qū)第s級的重構(gòu)信號 進行疊加，得到對應于每個小區(qū)的第s級的干擾信號I^js=(I(j,1)s,I(j,2)s,···,I(j,z)s);]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1。
83.如權(quán)利要求82所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的M+1個小區(qū)重構(gòu)信號疊加器在各自疊加其他小區(qū)的重構(gòu)信號時，將各個小區(qū)的延時對齊。
84.如權(quán)利要求60所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的M+1個小區(qū)干擾信號消除器(240)對于本小區(qū)和M個同頻鄰小區(qū)，從接收信號中去除其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號疊加值，消除鄰小區(qū)干擾信號對本小區(qū)接收信號的影響，得到第s級的干擾消除后的接收信號 并采用 進行下一級，即第s+1級的干擾消除r^js=(r(j,1)s,r(j,2)s,···,r(j,z)s);]]>r^(j,k)s=r^k-I^(j,k)s;]]>其中，s＝1，2，…，S，j＝1，2，…，M，M+1，1≤k≤Z。
85.如權(quán)利要求60所述的應用于時分同步碼分多址系統(tǒng)基于并行干擾抵消方法的消除同頻小區(qū)信號干擾的裝置，其特征在于，所述的裝置根據(jù)系統(tǒng)設置的并行干擾抵消級數(shù)S，以及上一并行干擾抵消級計算得到的干擾消除后的接收信號 對每一并行干擾抵消級，重復執(zhí)行消除同頻小區(qū)信號干擾的操作，直至完成所有級的并行干擾抵消操作。
全文摘要
本發(fā)明提供一種用于時分同步碼分多址系統(tǒng)中并行消除同頻干擾的方法和裝置，對于每個小區(qū)，其通過基于匹配濾波器，或者基于聯(lián)合檢測生成的解調(diào)符號重構(gòu)小區(qū)干擾信號；再將其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號進行疊加；然后從接收信號中去除其他干擾小區(qū)重構(gòu)后的信號疊加值，消除鄰小區(qū)干擾信號對本小區(qū)接收信號的影響；并根據(jù)并行級數(shù)，反復執(zhí)行上述步驟。本發(fā)明提供的方法和裝置，能夠以較小的實現(xiàn)復雜度，在很大程度上，特別是同頻鄰小區(qū)功率高于本小區(qū)的惡劣條件下，消除同頻小區(qū)信號的影響，提高本小區(qū)信號的接收性能。
文檔編號H04B1/10GK1874189SQ200610028308
公開日2006年12月6日 申請日期2006年6月29日 優(yōu)先權(quán)日2006年6月29日
發(fā)明者單鳴 申請人:凱明信息科技股份有限公司