專利名稱：碼分多址時分多址移動通訊的設備的制作方法
技術領域：
本實現方法涉及第三代(3G)碼分多址(CDMA)移動通信標準的理論基礎，將采用串行干擾抵消器和碼分多址/時分多址(TDMA)的方法改善原頻分雙工寬帶碼分多址(FDD WCDMA)和cdma2000標準僅采用CDMA和可變擴頻因子方式實現多用戶多速率兼容的技術缺陷，屬于移動通信技術領域。
背景技術：
FDD-WCDMA標準和cdma2000標準均采用碼分多址(CDMA)和可變擴頻因子(VSF)的方法在一個載頻上實現多用戶不同數據速率信號的兼容。當用戶要求的數據速率上升時，可采用減小VSF的方法實現，此時該用戶速率和低速用戶數據速率的比值較小，在系統(tǒng)中產生的自干擾增加倍數基本上正比于用戶速率比，導致大量占用系統(tǒng)容量，并使得要求的發(fā)功率上升。而且在碼分多址系統(tǒng)中不易使用高頻譜效率的調制方式，因為這些調制方式的功率利用率較低，將會使自干擾上升，系統(tǒng)容量下降。然而在時分多址系統(tǒng)中卻不存在自干擾，可以使用高頻譜效率的調制方式。此外為了使系統(tǒng)容量上升，發(fā)功率下降常常希望使用多用戶接收機。多用戶接收機的技術可實現性和價格直接正比于系統(tǒng)中的碼分多址信道數量，并與各信道的數據速率比有關。當系統(tǒng)中的信道數下降時，識別干擾信道的難度下降，當信道的數據速率比上升時，高速數據信道產生的干擾信號強度上升，識別難度下降。也可以采取只消除某些高速數據信道較強干擾的做法，以降低多用戶接收機的成本。原方法的技術缺陷是采用碼分多址和VSF方法實現不同用戶數據速率的兼容時，各用戶之間的數據速率比值較小，高速數據用戶產生的自干擾正比于用戶間的數據速率比，使信道容量下降較快，并使要求的發(fā)功率上升，而且信道數量很大，難以使用多用戶接收機。

發(fā)明內容
技術問題本發(fā)明的目的是針對FDD寬帶碼分多址(WCDMA)或cdma2000標準中利用可變擴頻系數(VSF)實現多用戶不同數據速率兼容的技術缺陷，提出一種改進設備，即碼分多址時分多址移動通信的設備。
技術方案本發(fā)明將采用碼分多址/時分多址的方法取代原FDD WCDMA和cdma2000標準中只使用碼分多址和VSF實現多用戶多速率兼容的方法。將使用碼分多址的方法區(qū)分那些語音數據用戶、數據速率近似和語音用戶相等的數據用戶和一條高速數據信道，在高速數據信道中利用時分多址的方法區(qū)分那些高速數據用戶。在語音和低速數據用戶接收機中可以使用最易實現的串行干擾抵消器，只用于消除一條高速數據信道產生的自干擾。這種方法可以增加系統(tǒng)容量，減少發(fā)功率需求，并使用較簡單的串行干擾抵消器，降低系統(tǒng)成本。還可以在高速時分多址信道中使用16QAM等高頻譜利用率的調制器，以提高系統(tǒng)容量，即頻譜利用率。
本發(fā)明的碼分多址時分多址的移動通信設備包括基站發(fā)信設備和用戶端收信設備兩部分，在基站發(fā)信設備中，由多路相同的語音或低速數據用戶的數據電路和一路高速數據用戶電路以及相加器、復擾碼電路、正交移相鍵控電路組成；其中，每一路語音或低速數據用戶的數據電路中的基帶信號處理器的輸出端通過擾碼器接到地址碼電路，地址碼電路的輸出端經增益調整器接至相加器；高速數據用戶電路中的多個高速數據用戶信號經時分多址合路器接至時隙基帶信號處理器，時隙基帶信號處理器的輸出端經擾碼器接至地址碼電路，地址碼電路的輸出端經時隙增益調整器也接至相加器；相加器的兩路輸出端經復擾碼電路接至正交移相鍵控電路，正交移相鍵控的輸出端經射頻處理器接至天線；用戶端收信設備中的射頻處理器的輸出端經正交移相鍵控相干解調器接至串行干擾抵消和用戶數據解調器。
所述用戶端收信設備中的正交移相鍵控相干解調器由兩部分電路組成，其中的第1運算放大器將輸入的信號S8′分為兩路相同的信號經第2運算放大器放大再濾波后送后面由第1乘法器M1和第2乘法器M2構成的兩路正交移相鍵控解調電路；導頻信號由電阻R7輸入，經第3運算放大器分為兩路并行信號，由第4運算放大器放大、濾波后送入第1逆調制器M3和第2逆調制器M4，與經相位調整后的第1擾碼序列PNIL和第2擾碼序列PNQL乘后，取得相干載波信號送第1乘法器M1和第2乘法器M2。
所述串行干擾抵消和用戶數據解調器中的多徑接收和正交分集電路中，分別用于兩路輸入信號時延的是第1時延電感L1，第1時延電容C2，第2時延電感L2，第2時延電容C3，第5運算放大器用于3路輸入信號的相加；第3時延電感L3，第3時延電容C5，第4時延電感L4，第4時延電容C6，第6運算放大器有類似作用。第7運算放大器用于正交分集。
所述再生重構、低通濾波和多徑合路器、干擾抵消器中的第8運算放大器I1和第9運算放大器I3用于3路再生重構輸入信號的合路，所述第8、第9運算放大器的輸出接低通濾波電路；第5時延電感L3，第5時延電容C5，第6時延電感L4，第6時延電容，分別用于兩路輸入信號S7I′、S7Q′的時延調整，第10運算放大器I2和第11運算放大器I4用于干擾消除。
本發(fā)明給出的基本理論如下檢測的誤比特率BER要求一定時，收信的門限信噪比值 應與發(fā)信速率Rb無關，其中Eb為比特能量，Nt為自干擾和熱噪聲的功率譜密度。假設系統(tǒng)中有N個語音用戶，1個數據用戶，發(fā)信速率分別為Rbv和Rbd，并且Rbd＝KRbv。在上行鏈路中，基站所接收到語音用戶和數據用戶的功率分別為Prv和Prd，那么，對于某個語音用戶，干擾功率譜密度為Ntv=N0+(N-1)Prv+PrdW,]]>其中W為信號擴頻后的帶寬，N0為熱噪聲譜密度；對于數據用戶，Ntd=N0+NPrvW.]]>顯然，Ntd＜Ntv。根據門限信噪比可以導出基站對數據和語音用戶的收信功率要求，有門限信噪比EbNt=Prd/RvdNtd=d,]]>那么Prd=dRbdNtd=dRbd(N0+NPrvW).]]>同理可得Prv=dRbvNtv=dRbv[N0+(N-1)Prv+PrdW].]]>兩者之比為
PrdPrv=K(N0+NPrvW)N0+(N-1)Prv+PrdW---(1)]]>一般，熱噪聲遠小于自干擾，因此可以忽略N0的影響，一般小區(qū)中的語音用戶數N＞＞1，由此簡化式(1)可得PrdPrv=KN+N24-N2---(2)]]>假設小區(qū)中有N個語音用戶，M個數據用戶，那么式(2)變?yōu)镵′=PrdPrv=KNM+[N-K(M-1)2M]2-N-K(M-1)2M---(3)]]>取語音用戶N＝30，數據用戶取M＝1、4、8，K值取6、12、24、48時，可得表1。
表1

由表1可知，在碼分多址條件下，當數據用戶數較多，例如M＝8時，當K=RbdRbv≤6]]>的情況下，BER一定時，用戶數據速率比與語音收信功率比K≈K′，這表明數據用戶的收功率比值正比于它們的數據速率比，會導致占用的容量上升，要求的發(fā)功率增大。
有益效果但當數據用戶與語音用戶的速率比K＝48且只有一個數據用戶時，K/K′＝1.86。此時的數據速率相當于48個語音用戶數據速率的捆綁，所需的發(fā)功率才相當于25.8個語音用戶，約可節(jié)省一半的發(fā)功率，同時使自干擾大幅下降，系統(tǒng)容量上升。這對于提高CDMA系統(tǒng)的下行鏈路容量和基站功率利用率有重大意義。這相當48個語音數據速率的信道容量將使用時分多址的方法分配給多個數據用戶。同時由于系統(tǒng)中只存在一個高速數據信道的強干擾，可以采用簡單的串行干擾抵消器消除。此時，系統(tǒng)可保留原有的語音和低速數據用戶的容量，此外還增加一個時分多址的高速數據信道，其容量可能超過原有的系統(tǒng)容量。


圖1為本發(fā)明基站端發(fā)信電路框圖。其中有基帶信號處理器1，擾碼器2，地址碼電路3，增益調整器4，相加器5，復擾碼電路6，正交移相鍵控電路7，射頻處理器8，時分多址合路器9，時隙基帶信號處理器10，擾碼器11，地址碼電路12，時隙增益調整器13。
圖2為用戶端收信電路框圖。其中包括射頻處理器14，正交移相鍵控相干解調器15，串行干擾抵消和用戶數據解調器16。
圖3為圖2中正交移相鍵控相干解調器15的電路原理框圖。
圖4為圖2中串行干擾抵消和用戶數據解調器16的電路原理框圖。
圖5為圖3中多徑接收和正交分集電路19的電路原理圖。
圖6為圖3中再生重構、低通濾波器和多徑合路器20、干擾抵消器23的電路原理圖。
以上的圖中還包括第一復擾碼、擾碼、地址碼譯碼和多徑分離17、第二復擾碼、擾碼、地址碼譯碼和多徑分離18、第三復擾碼、擾碼、地址碼譯碼和多徑分離24、第四復擾碼、擾碼、地址碼譯碼和多徑分離25、第一RAKE接收和正交分集19、多徑合路器20、時分多址分路21、基帶信號處理22、干擾抵消器23、第二RAKE接收和正交分集26、基帶信號處理27。
具體實施例方式
本發(fā)明可用于增大現存FDD CDMA移動通信系統(tǒng)的下行鏈路容量，可在cdma2000 1x系統(tǒng)原語音或低速數據用戶容量的基礎上增加一條下行碼元速率可達1.2288Msps的高速數據信道。假定取糾錯編碼率Rc＝1/2時，則高速數據信道的比特速率可達614.4kbps。
本實施例可使用圖1中的基站端發(fā)電路框圖。主要由基站信號處理器1，擾碼器2，地址碼電路3，增益調整器4，相加器5，復擾碼電路6，正交移相鍵控電路7，射頻處理器8，時分多址合路器9，時隙基帶信號處理器10，擾碼器11，地址碼電路12和時隙增益調整器13。圖中的S11、S12、……、S1N為N個語音或低速數據用戶的數據，也可是信令信道的數據。經基帶信號處理器(1)完成糾錯編碼等過程，擾碼器(2)將輸入數據溜S21與242-1位長的偽隨機序列PN7相加，有加密作用，PN7、PN8、……、PN6+N和PN0的序列結構相同，但具有不同的時延。地址碼電路3將S31信號與輸入的信道地址碼W2相乘，完成地址碼編碼、擴頻過程，輸入沃爾什(Walsh)地址碼的碼片速率取1.2288Mcps，碼字長度為64個碼片。增益調制器4將根據移動臺的收信誤幀率要求調整該路信道的發(fā)功率。N路輸入信號經上述類似處理后送入相加器5.
各路高速數據用戶的信號D11、D12、……、D1N進入時分多址合路器9，形成一條數據速率達614.4kbps的高速數據信道，假定有12個高速數據用戶時，則每一用戶的數據速率可達614.4/12＝153.6kbps，合路后的信號S1D分為12個時隙，每一個時隙對應一個高速數據用戶。時隙基帶信號處理器10主要用于信號S1D分時隙(用戶)實現糾錯編碼率Rc＝1/2的糾錯編碼和加密，取64位長的Walsh碼字之一WD作為信號S2D的地址碼，WD不應該是任一個已經在語音或低速數據用戶信道中使用的地址碼。擾碼器11用于改善高速數據信道的功率譜均勻度，時隙增益調整器13用于高速數據信道各用戶的發(fā)功率調整。高速數據信道的信號S5D也送至相加器5。
相加器5輸出經復擾碼電路6處理后形成兩路信息內容相同的信號S7I和S7Q，PNI和PNQ分別為I、Q兩路不同的短擾碼序列。正交移相鍵控電路7用于形成2路正交分集的二相相移鍵控信號，送入射頻處理器8，最后形成用于天線發(fā)送的射頻信號。
圖2中下行鏈路用戶端的收信電路框圖中包括射頻處理器14用于將無線接收的射頻信號變換為與發(fā)端信號S8對應的中頻信號S8′，送正交移相鍵控相干解調器15，它的兩路輸出信號S7I′和S7Q′送串行干擾抵消和用戶數據解調器16，由該電路輸出高速數據用戶K的信號D1K′，也可以送出語音或低速數據用戶K的信號S1K′。
正交移相鍵控相干解調器15的電路見圖3，其中的第1運算放大器U1將輸入的信號S8′分為兩路相同的信號經第2運算放大器U2放大再濾波后送后面由M1和M2構成的兩路正交移相鍵控解調電路。導頻信號由R7輸入，經第3運算放大器U3分為兩路并行信號，由第4運算放大器U4放大、濾波后送入逆調制器M3和M4，與經相位調整后的PNIL和PNQL相乘后，取得相干載波信號送M1和M2。
圖2中的串行干擾抵消和用戶數據解調器15電路見圖4。圖4中的復擾碼、擾碼、地址碼譯碼和多徑分離17用于從S7I′信號中取出高速數據信道的信號，設多徑傳播信道數為3時，則它輸出3條路徑信號。復擾碼、擾碼、地址碼譯碼和多徑分離18、24、25的作用類似。RAKE接收和正交分集26用于兩路輸入的三路傳播路徑信號的時延調整，將每一組三路傳播路徑信號合為一路，再將兩路正交分集信號合并，可用于克服多徑傳播衰落的影響。RAKE接收和正交分集26電路的作用與RAKE接收和正交分集19的作用類似，不過它是用于語音或低速數據用戶信號的接收。時分多址分路與用于從高速數據信道中取出某一高速數據用戶K的信號再經基帶信號處理22解密和糾錯后恢復用戶K的數據信號D1K′，它對應與基站發(fā)端的高速數據用戶K的發(fā)信號D1K。
圖4中的再生重構、低通濾波和多徑合路器20用于將第一復擾碼、擾碼、地址碼譯碼和多徑分離17輸出的三路傳播路徑的信號合路，經低通濾波后恢復成S7I′中的高速信道信號S7II′，對第一復擾碼、擾碼、地址碼譯碼和多徑分離18輸出的信號進行類似處理，恢復成S7Q′中的高速信道信號S7QI′。干擾抵消器23含有S7I′和S7Q′的延遲調整電路和減法電路，將S7I′延遲，使其中的高速信道信號和S7II′對齊，再從S7I′中減去S7II′信號，可消除S7I′中的高速信道信號干擾；干擾抵消器23對S7Q′有類似的作用。使用于語音和低速數據用戶K信號解調的第三復擾碼、擾碼、地址碼譯碼和多徑分離24、第四復擾碼、擾碼、地址碼譯碼和多徑分離25輸入信號中的高速數據信道干擾大為下降，使要求的收信號功率下降，系統(tǒng)容量上升，RAKE接收和正交分集26與19有類似的作用，基帶信號處理27主要用于糾錯譯碼。
圖5中給出多徑接收和正交分集框圖中的具體電路，其中L1，C2，L2，C3分別用于兩路輸入信號的時延，第5運算放大器A1用于3路輸入信號的相加。L3，C5，L4，C6，A2有類似作用。第7運算放大器A3用于正交分集。
1.圖6給出圖4中再生重構、低通濾波和多徑合路器20、干擾抵消器23的電路圖。其中第8運算放大器I1和第9運算放大器I3用于3路輸入信號的合路，所述第8運算放大器I1和第9運算放大器I3的輸出接低通濾波電路。第5時延電感(L3)，第5時延電容(C5)，第6時延電感(L4)，第6時延電容(C6)，分別用于兩路輸入信號(S7I′、S7Q′)的時延調整，第10運算放大器(I2)和第11運算放大器(I4)用于干擾消除。
從上述實施例可以看出，由于基站端發(fā)信和用戶收信設備的簡單性和易實施性，使串行干擾抵消器得以應用，使發(fā)明的CDMA/TDMA系統(tǒng)能克服現存單純采用碼分多址和可變擴頻因子多用戶多速率兼容系統(tǒng)自干擾大、容量受限、頻譜利用率低、上下行容量基本對稱的嚴重缺陷，使高速數據用戶的用戶數和數據速率在原有語音和低速數據容量的基礎上大幅上升，并可滿足多用戶下行高速率的移動因特網要求。
除上述實施例外，本發(fā)明還可以有其它實施方式。凡采用等同替換成等效變換形成的技術方案，均落在本發(fā)明專利要求的保護范圍。
權利要求
1.一種碼分多址時分多址的移動通信設備，其特征在于該設備包括基站發(fā)信設備和用戶端收信設備兩部分，在基站發(fā)信設備中，由多路相同的語音或低速數據用戶的數據電路(A)和一路高速數據用戶電路(B)以及相加器(5)、復擾碼電路(6)、正交移相鍵控電路(7)組成；其中，每一路語音或低速數據用戶的數據電路(A)中的基帶信號處理器(1)的輸出端通過擾碼器(2)接到地址碼電路(3)，地址碼電路(3)的輸出端經增益調整器(4)接至相加器(5)；高速數據用戶電路(B)中的多個高速數據用戶信號(D)經時分多址合路器(9)接至時隙基帶信號處理器(10)，時隙基帶信號處理器(10)的輸出端經擾碼器(11)接至地址碼電路(12)，地址碼電路(12)的輸出端經時隙增益調整器(13)也接至相加器(5)；相加器(5)的兩路輸出端經復擾碼電路(6)接至正交移相鍵控電路(7)，正交移相鍵控(7)的輸出端經射頻處理器(8)接至天線；用戶端收信設備中的射頻處理器(14)的輸出端經正交移相鍵控相干解調器(15)接至串行干擾抵消和用戶數據解調器(16)。
2.根據權利要求1所述的碼分多址時分多址的移動通信設備，其特征在于所述用戶端收信設備中的正交移相鍵控相干解調器(15)由兩部分電路組成，其中的第1運算放大器(U1)將輸入的信號S8′分為兩路相同的信號經第2運算放大器(U2)放大再濾波后送后面由第1乘法器(M1)和第2乘法器(M2)構成的兩路正交移相鍵控解調電路；導頻信號由電阻R7輸入，經第3運算放大器(U3)分為兩路并行信號，由第4運算放大器(U4)放大、濾波后送入第1逆調制器(M3)和第2逆調制器(M4)，與經相位調整后的第1擾碼序列(PNIL)和第2擾碼序列(PNQL)相乘后，取得相干載波信號送第1乘法器(M1)和第2乘法器(M2)。
3.根據權利要求1所述的碼分多址時分多址的移動通信設備，其特征在于所述串行干擾抵消和用戶數據解調器(16)中的多徑接收和正交分集電路(19)中，分別用于兩路輸入信號時延的是第1時延電感(L1)，第1時延電容(C2)，第2時延電感(L2，)第2時延電容(C3)，第5運算放大器(A1)用于3路輸入信號的相加；第3時延電感(L3)，第3時延電容(C5)，第4時延電感(L4)，第4時延電容(C6)，第6運算放大器(A2)有類似作用。第7運算放大器(A3)用于正交分集。
4.根據權利要求1所述使用碼分多址時分多址的移動通信設備，其特征在于所述再生重構、低通濾波和多徑合路器(20)、干擾抵消器(23)中的第8運算放大器(I1)和第9運算放大器(I3)用于3路再生重構輸入信號的合路，所述放大器I1和I3接低通濾波電路；第5時延電感(L3)，第5時延電容(C5)，第6時延電感(L4)，第6時延電容(C6)，分別用于兩路輸入信號(S7I′、S7Q′)的時延調整，第10運算放大器(I2)和第11運算放大器(I4)用于干擾消除。
全文摘要
碼分多址時分多址移動通信的設備涉及一種利用碼分多址和可變擴頻因子實現移動通信方法的改進，針對FDD寬帶碼分多址或cdma2000標準中利用可變擴頻系數(VSF)實現多用戶不同數據速率兼容的技術缺陷，提出一種改進設備，該設備包括基站發(fā)信設備和用戶端收信設備兩部分，在基站發(fā)信設備中，由多路相同的語音或低速數據用戶的數據電路(A)和一路高速數據用戶電路(B)以及相加器(5)、復擾碼電路(6)、正交移相鍵控電路(7)組成；用戶端收信設備中的射頻處理器(14)的輸出端經正交移相鍵控相干解調器(15)接至串行干擾抵消和用戶數據解調器(16)。約可節(jié)省一半的發(fā)功率，同時使自干擾大幅下降，系統(tǒng)容量上升。
文檔編號H04B1/707GK1801658SQ200610037759
公開日2006年7月12日 申請日期2006年1月13日 優(yōu)先權日2006年1月13日
發(fā)明者傅海陽, 凌靈, 金卓琳, 解輝, 黃在朝 申請人:南京郵電大學