專利名稱：時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路以及信號接收電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路以及使用此時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路的信號接收電路，特別是涉及一種使用Mueller & Muller算法的時序回 復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路以及使用此時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路的信號接收電路。
背景技術(shù)：
一般而言，信號處理電路當(dāng)中會有一個時序回復(fù)電路修正取樣器的取樣相位以得到正確的信號。圖1示出了現(xiàn)有技術(shù)的信號接收電路100。信號接收電路100包含一取樣器101、 一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器103 (ADC)、 一數(shù)字信號處理器105以及一時序回復(fù)(timing recovery)電3各107。數(shù)字信號處理器105包含一均衡器109以及一量化器111,而時序回復(fù)電路107包含一時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路113、 一回路濾波器115以及一電壓控制振蕩器ll7。取樣器101用以取樣模擬信號AS以產(chǎn)生取樣信號SS、模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器103用以將取樣信號SS轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號DS。數(shù)字信號DS經(jīng)均衡器109處理后形成等化數(shù)字信號EDS,數(shù)字信號DS經(jīng)均衡器109和量化器111處理后形成處理后數(shù)字信號PDS。時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路113便根據(jù)等化數(shù)字信號EDS以及處理后數(shù)字信號PDS產(chǎn)生時序回復(fù)參數(shù)TP,而后回路濾波器115和電壓控制震蕩器(VCO) 117便根據(jù)時序回復(fù)參數(shù)TP調(diào)整取樣時鐘信號SCLK。在此系統(tǒng)中，接收端看到的信號可以;^) = W) + "0)表示，其中，n(t)為白色高斯噪聲，T為周期。若假設(shè)第m個symbol經(jīng)過取樣后假設(shè)取 樣時間點為 t + mT ，則取樣過的信號可以1 f ,, , .t、 ， "(7 +附尸)其中丄f"^力("/r)表示噪聲，時序回復(fù)(timing recovery)電路107便用以使取樣器101取樣在適 當(dāng)?shù)南辔欢沟肧NR比最高。圖2示出了現(xiàn)有技術(shù)的利用脈沖響應(yīng)而找出取樣點的示意圖。脈沖響應(yīng) 以h(t)表示，接收端的脈沖響應(yīng)是發(fā)射端的濾波器、接收端的濾波器和通道(channel)的總和。如圖2所示，符元(symbol) h0為現(xiàn)今信號的脈沖響應(yīng) (impulse response), 與h_則分別上一個周期與下一個周期的信號的脈 沖響應(yīng)。 一般而言，h。、 h,和h—,之間會存在著符碼間干擾(ISI)效應(yīng)，圖2 所示的脈沖響應(yīng)即有著嚴(yán)重的ISI效應(yīng)。然而，ISI效應(yīng)對于時序回復(fù)電路 107而言卻是重要的參考信息。 一般而言，會以時序函數(shù)(timing function) /(r)-》(r + r)-峰-r》=>-;O計算出最佳取樣點，如圖3所示。在圖3
中，交零點(zero-crossing point) x即為現(xiàn)今符元h。的中間點，理論上為 最佳取樣點。時序函數(shù)可由mueller & muller算法計算而得。圖4示出了現(xiàn) 有技術(shù)的mueller & muller算法的電路圖。如圖4所示，時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生 電路113即為使用mueller & muller算法的電路，然后產(chǎn)生的時間調(diào)整參數(shù) TP便供給后續(xù)的處理元件使用。關(guān)于mueller & muller算法的詳細(xì)描述已 揭露在學(xué)術(shù)期刊K. H. Mueller and M. Muller, "Timing Recovery in Digital Synchronous Data Receivers, ，， IEEE Trans. Communications, vol. Com-24, pp. 516-531, May 1976。
如上所迷，利用mueller & muller算法可藉由ISI效應(yīng)而求得正確的取 樣點。然而，圖1中所迷的均衡器109卻有消除ISI效應(yīng)的效果，如此反而 會造成取樣點的判斷錯誤。如圖5所示，經(jīng)過均衡器109的處理后，符元h。、 h,和、之間不會有ISI現(xiàn)象。然而，這樣的符元在經(jīng)過時序函數(shù)的處理后， 會如圖6所示，在本來應(yīng)該出現(xiàn)交零點的地方出現(xiàn)一個區(qū)域Y。如此新的取 樣點可能落在區(qū)域Y中的任一點，零和點會漂移，因此可能會造成取樣點的 選擇錯誤，并造成時序回復(fù)電路107的損壞。而且，在此結(jié)構(gòu)中，封閉式的 回路包含了均衡器，均衡器可能會有發(fā)散(diverge)的情況。
除此之外，由于通道的脈沖響應(yīng)是不對稱的，因此若傳輸信號的傳輸線過 長，不對稱的情況會更嚴(yán)重。圖6示出了因為傳輸線路而不對稱的脈沖響應(yīng) 的示意圖。如圖6所示，符元h并不像圖3或圖5所示的h。、 h,和、一般是 完美的波形，而是有一個延長的區(qū)域z，如此亦會干擾到正確取樣點的選擇。 隨著線長的增加，零和點會逐漸右移，也就是取樣點會接近下一個信號。因 為均衡器對于上一個信號的干擾的抗性比下一個信號的干擾的抗性來得高， 因此這樣的情況是極需避免的。
因此，需要一種新穎的發(fā)明來改善上述問題。發(fā)明內(nèi)容因此，本發(fā)明的目的之一為提供一種信號接收電路，其參考未經(jīng)過均衡器 處理的信號計算出正確的取樣點。本發(fā)明的目的之一為提供一種時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，其可修正因為傳輸 線的長度而產(chǎn)生的誤差。本發(fā)明的目的之一為提供一種時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，其可根據(jù)脈沖響應(yīng) 的權(quán)重調(diào)整取樣點。本發(fā)明的實施例揭露了一種信號接收電路，包含 一取樣器，用以接收一 模擬信號并根據(jù)一取樣時鐘取樣該模擬信號以形成一取樣信號； 一模擬/數(shù)字 轉(zhuǎn)換器，耦接至該取樣器，用以將該取樣信號轉(zhuǎn)換成一數(shù)字信號； 一均衡器， 耦接至該模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用以等化該數(shù)字信號以形成一等化數(shù)字信號；一 量化器，耦接至該均衡器，用以量化所述化數(shù)字信號以形成一處理后數(shù)字信 號；以及一時序回復(fù)電路，直接連接至該取樣器的輸出端以及耦接至該量化 器，用以根據(jù)該處理后數(shù)字信號以及該數(shù)字信號來調(diào)整該取樣時鐘的時序。本發(fā)明的實施例亦揭露了 一種時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，用以估測 一取樣時 鐘的時序誤差以產(chǎn)生一目標(biāo)時序回復(fù)參數(shù)，包含 一數(shù)字信號處理電路，用 以接收一數(shù)字信號以產(chǎn)生一處理后數(shù)字信號； 一計算電路，耦接至該數(shù)字信 號處理電^各，4吏用Mueller & Muller算法，用以接收該處理后數(shù)字信號以 及該數(shù)字信號并根據(jù)該處理后數(shù)字信號以及該數(shù)字信號計算出一初步時序回 復(fù)參數(shù)； 一候選值產(chǎn)生電路，用以提供多個候選值；以及一多路復(fù)用器，耦 接于該計算電路以及該候選值產(chǎn)生電路之間，用以根據(jù)一選擇信號選擇該多 個候選值其中之一以作為 一調(diào)整值；其中該計算電路另根據(jù)該調(diào)整值以及該 初步時序回復(fù)參數(shù)以產(chǎn)生該目標(biāo)時序回復(fù)參數(shù)。本發(fā)明的實施例更揭露了 一種時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，用以估測一取樣時 鐘的時序誤差以產(chǎn)生一目標(biāo)時序回復(fù)參數(shù)，包含 一數(shù)字信號處理電路，用 以接收一數(shù)字信號以產(chǎn)生一處理后數(shù)字信號； 一計算電路，其使用Mueller & Muller算法，用以接收該處理后數(shù)字信號以及該數(shù)字信號并根據(jù)該處理后數(shù) 字信號以及該數(shù)字信號計算出一初步時序回復(fù)參數(shù)；以及一調(diào)整值產(chǎn)生電路， 耦接至該計算電路，用以根據(jù)數(shù)字信號的前一信號以及后一信號的一第一權(quán) 重值以及一第二權(quán)重值產(chǎn)生一調(diào)整值；其中，該計算電路根據(jù)該調(diào)整值來調(diào) 整該初步時序回復(fù)參數(shù)以產(chǎn)生該目標(biāo)時序回復(fù)參數(shù)。


圖1示出了現(xiàn)有技術(shù)的信號接收電路。 圖2示出了有ISI現(xiàn)象的脈沖響應(yīng)。
圖3示出了現(xiàn)有技術(shù)的利用脈沖響應(yīng)而找出取樣點的示意圖。
圖4示出了現(xiàn)有技術(shù)的mueller & muller算法的電路圖。
圖5示出了無ISI現(xiàn)象的脈沖響應(yīng)的示意圖。
圖6示出了利用圖5所示的脈沖響應(yīng)找出取樣點的示意圖。
圖7示出了因為傳輸線路而不對稱的脈沖響應(yīng)的示意圖。
圖8示出了根據(jù)本發(fā)明的實施例的信號接收電路的電路圖。
圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路的電路圖。
圖IO示出了使用在圖9所示的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路的對照表。
第11-13圖示出了不同的取樣點與權(quán)重的關(guān)系的示意圖。
圖14示出了根據(jù)本發(fā)明的第二實施例的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路的電路圖。
附圖符號說明
100、 800信號接收電路
101、 801取樣器
103、 803模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器
105、 805數(shù)字信號處理器
107、 807時序回復(fù)電3各
109、 809均fj"器
111、 811量化器
113、 813時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路
115、 815回路濾波器
117、 817電壓控制振蕩器
901時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路
903計算電路
905候選值產(chǎn)生電路
907多3各復(fù)用器1400時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路 1401計算電路
1403權(quán)重計算電路 1405調(diào)整值產(chǎn)生電路。
具體實施例方式
圖8示出了根據(jù)本發(fā)明的實施例的信號接收電路800的電路圖。如圖8 所示，信號接收電路800與信號接收電路100相同，亦包含一取樣器801、 一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器803 、 一數(shù)字信號處理器805以及一時序回復(fù)電路807。 數(shù)字信號處理器805亦包含一均衡器809以及一量化器811，而時序回復(fù)電 路807亦包含一時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路813、 一回路濾波器815以及一電壓 控制振蕩器817。
信號接收電路800與信號接收電路100的不同之處在于在信號接收電路 800中時序回復(fù)電路807并不直接耦接于均衡器809和811之間，而是直接 耦接于均衡器809之前。因此，時序回復(fù)電路807并不依據(jù)被均衡器809所 處理過的等化數(shù)字信號EDS作為調(diào)整取樣時鐘SCLK的依據(jù)，而是利用未被均 衡器809所處理過的數(shù)字信號DS作為調(diào)整取樣時鐘SCLK的依據(jù)。
藉由此結(jié)構(gòu)，由于時序回復(fù)電路807使用未被均衡器809所處理過的數(shù)字 信號DS作為調(diào)整取樣時鐘SCLK的依據(jù)。因此不會有前述的因為ISI現(xiàn)象而 造成取樣點錯誤的問題，而且封閉式回路不包含均衡器，均衡器不會有發(fā)散 的危險。此外，時序回復(fù)電路807亦不會有損壞的危險。
圖9示出了根據(jù)本發(fā)明的第 一實施例的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路901的電路 圖，其可改善上述的因為傳輸線的長度而造成取樣點選擇錯誤的現(xiàn)象。如圖 9所示，時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路901包含一計算電路903、 一候選值產(chǎn)生電路 905、以及一多路復(fù)用器907。計算電路903在本實施例中亦是使用inueller& ,ller算法，其耦接至圖8所示的均衡器109以及量化器111，用以接收處 理后數(shù)字信號PDS以及數(shù)字信號DS并根據(jù)處理后數(shù)字信號PDS以及數(shù)字信號 DS計算出一初步時序回復(fù)參數(shù)。候選值產(chǎn)生電路905用以提供多個候選值 (此實施例中為候選值1-5)。多路復(fù)用器907耦接于計算電路903以及候選 值產(chǎn)生電路905之間，用以根據(jù)一選擇信號SS選擇多個候選值其中之一以作 為一調(diào)整值A(chǔ)DV，且計算電路903另根據(jù)調(diào)整值A(chǔ)DV來調(diào)整該取樣時鐘的時序。在此實施例中，計算電路903耦接至圖8的模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器803而接收 由模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器803所產(chǎn)生的數(shù)字信號DS，選擇信號SS可為調(diào)整信號接 收電路800的增益的自動增益控制信號(auto gain control signal)，候選 值1-5則是對應(yīng)不同的傳輸線長度的數(shù)值。易而言之，但這些參數(shù)并非用以 限定本發(fā)明，此電路的結(jié)構(gòu)亦可視需求而代入不同的參數(shù)，其亦在本發(fā)明的 范圍之內(nèi)。計算電路903雖然以mueller & muller算法為基礎(chǔ)，但亦可以用 其它算法算出初步時序回復(fù)參數(shù)。除此之外，在此實施例中計算電路903將初步時序回復(fù)參數(shù)減去調(diào)整值 ADV而產(chǎn)生時序回復(fù)參數(shù)TP,但并非用以限定本發(fā)明。易而言之，時序回復(fù) 參數(shù)TP原本是由/(r)=》(r + r)-H ;O計算出來，在時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路901則變成了 /("=丄(/^ + 7)-7》=丄(/^-、)-尺c"We。如上所2 2述時序回復(fù)參數(shù)TP若減去一正值，有將取樣點往左移的效果。圖IO示出了使用在圖9所示的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路的對照表。如圖10所示，當(dāng)傳輸線長度為0公尺時，選擇候選值l,當(dāng)傳輸線長度為50公尺時，選擇候選值2......以此類推。而不同的候選值則對應(yīng)到不同的K,e值。因此，時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路901利用選擇信號SS選擇出對應(yīng)不同傳輸線長度的Labe值，而后再將初步時序回復(fù)參數(shù)減去K^e值而產(chǎn)生時序回復(fù)參數(shù)TP。須注意的是，若K。裁值為正，有使取樣點左移的效果，可避免信號受下一信號 的影響。若L疏值為負(fù)，則有使取樣點右移的效果，可避免信號受前一信號的影響。然而，如上所述，均衡器對于前一個信號的干擾的抗性比下一個信號的干擾的抗性來得高，因此本實施例皆以正值的Labe值做例子，但并不表示時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路901僅適用于正的k值。第11-13圖示出了不同的取樣點與權(quán)重的關(guān)系的示意圖。圖14示出了根 據(jù)本發(fā)明的第二實施例的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路1400的電路圖，時序回復(fù)參 數(shù)產(chǎn)生電路1400利用信號的權(quán)重調(diào)整取樣點。請先參照第11-13圖，如第 11-13圖所示，權(quán)重會反應(yīng)出取樣點的偏移現(xiàn)象。例如在圖ll中，當(dāng)取樣點 往左偏時，4艮明顯的右邊的權(quán)重Q會比左邊的權(quán)重P來得小。而在圖12中， 取樣點并無偏移的情況，因此權(quán)重M和權(quán)重N的大d、一樣。同樣的，在圖13 中取樣點往右偏，因此X點的權(quán)重會比Y點的權(quán)重來得小。如上所述，只要得知前一信號以及后一信號的權(quán)重，便可得知取樣點該往
左或往右移動。時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路1400便利用此概念調(diào)整取樣點。如圖 14所示，時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路1400包含一計算電路1401、 一權(quán)重計算電 路1403以及一調(diào)整值產(chǎn)生電路1405。計算電路1401使用Mueller & Muller 算法，用以接收一數(shù)字信號以及一處理后數(shù)字信號PDS并根據(jù)處理后數(shù)字信 號PDS以及數(shù)字信號DS計算出一初步時序回復(fù)參數(shù)。權(quán)重計算電路1403耦 接至計算電路1401，用以根據(jù)數(shù)字信號的前一信號以及后一信號分別計算出 一第一權(quán)重值W,以及一第二權(quán)重值W2。調(diào)整值產(chǎn)生電路1405耦接至計算電路 1401，用以根據(jù)第一權(quán)重值W,以及第二權(quán)重值W;產(chǎn)生一調(diào)整值A(chǔ)DV。計算電 路1401則根據(jù)調(diào)整值A(chǔ)DV來調(diào)整初步時序回復(fù)參數(shù)以產(chǎn)生時序回復(fù)參數(shù)TP。 須注意的是，圖14中雖以權(quán)重計算電路1403計算出權(quán)重，但并非用以限定 本發(fā)明，熟知此項技藝者當(dāng)可利用其它方法而得到所須的權(quán)重值，其亦在本 發(fā)明的范圍之內(nèi)。
在此實施例中，調(diào)整值電路1405將第一權(quán)重W、減去第二權(quán)重W2以產(chǎn)生調(diào) 整值A(chǔ)DV,而計算電路1201將初步時序回復(fù)參數(shù)減去調(diào)整值A(chǔ)DV而產(chǎn)生時序 回復(fù)參數(shù)TP。若以圖13作為例子，將X點的權(quán)重作為第一權(quán)重將Y點 的權(quán)重作為第二權(quán)重t,則調(diào)整值A(chǔ)DV為負(fù)值，如此便得知取樣點該往左偏。 相反的，若以圖ll作為例子，將P點的權(quán)重作為第一權(quán)重W)，將Q點的權(quán)重 作為第二權(quán)重化，則調(diào)整值A(chǔ)DV為正值，如此便得知取樣點該往右偏。
須注意的是，計算電路1401雖然以mueller&muller算法為基礎(chǔ)，但亦 可以用其它算法算出初步時序回復(fù)參數(shù)。而且，時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路1400 在本實施例中雖使用在圖8所示的信號接收電路800上，但相同的結(jié)構(gòu)亦可 使用在其它的電路上，其亦在本發(fā)明的范圍之內(nèi)。
縱上所述，圖8所示的信號接收電路800用于找出正確的取樣點(即取樣 相位)，而圖9和圖12所示的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路900和1400用于輔助信 號接收電路800以找出更精確的取樣點。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例，凡依本發(fā)明申請專利范圍所做的均 等變化與修飾，皆應(yīng)屬本發(fā)明的涵蓋范圍。
權(quán)利要求
1.一種信號接收電路，包含一取樣器，用以接收一模擬信號并根據(jù)一取樣時鐘取樣該模擬信號以形成一取樣信號；一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，耦接至該取樣器，用以將該取樣信號轉(zhuǎn)換成一數(shù)字信號；一均衡器，耦接至該模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用以等化該數(shù)字信號以形成一等化數(shù)字信號；一量化器，耦接至該均衡器，用以量化所述化數(shù)字信號以形成一處理后數(shù)字信號；以及一時序回復(fù)電路，直接連接至該取樣器的輸出端以及耦接至該量化器，用以根據(jù)該處理后數(shù)字信號以及該數(shù)字信號來調(diào)整該取樣時鐘的時序。
2. 如權(quán)利要求1所述的信號接收電路，其中，該時序回復(fù)電路使用 Mueller & Muller算法。
3. 如權(quán)利要求2所述的信號接收電路，其中，該時序回復(fù)電路包含一時 序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路、 一回路濾波器以及一時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，且該時 序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路包含一計算電路，耦接至該均衡器以及該量化器，用以接收該處理后數(shù)字信 號以及該數(shù)字信號并根據(jù)該處理后數(shù)字信號以及該數(shù)字信號計算出一初步時 序回復(fù)參數(shù)；一候選值產(chǎn)生電路，用以提供多個候選值；以及一多路復(fù)用器，耦接于該計算電路以及該候選值產(chǎn)生電路之間，用以根 據(jù)一選擇信號選擇該多個候選值其中之一以作為一調(diào)整值；其中，該計算電路另根據(jù)該調(diào)整值來調(diào)整該取樣時鐘的時序。
4. 如權(quán)利要求3所述的信號接收電路，其中，該多個候選值分別對應(yīng)至 該模擬信號的不同傳導(dǎo)路徑長度。
5. 如權(quán)利要求3所述的信號接收電路，其中，該選擇信號用以控制該信 號接收電路的增益的自動增益控制信號。
6. 如權(quán)利要求2所述的信號接收電路，其中，該時序回復(fù)電路包含一時 序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路、 一回路濾波器以及一時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，該時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路包含一計算電路，耦接至該均衡器以及該量化器，用以接收該處理后數(shù)字信 號以及該數(shù)字信號并根據(jù)該處理后數(shù)字信號以及該數(shù)字信號計算出一初步時 序回復(fù)參數(shù)；一權(quán)重計算電路，耦接至該計算電路，用以根據(jù)該數(shù)字信號之前一信號 以及后一信號分別計算出一第一權(quán)重值以及一第二權(quán)重值；以及一調(diào)整值產(chǎn)生電路，耦接至該計算電路，用以根據(jù)該第一權(quán)重值以及該 第二權(quán)重值產(chǎn)生一調(diào)整值；其中，該計算電路根據(jù)該調(diào)整值來調(diào)整該調(diào)整該取樣時鐘的時序。
7. —種時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，用以估測一取樣時鐘的時序誤差以產(chǎn)生 一目標(biāo)時序回復(fù)參數(shù)，包含一數(shù)字信號處理電路，用以接收一數(shù)字信號以產(chǎn)生一處理后數(shù)字信號； 一計算電路，耦接至該數(shù)字信號處理電路，用以接收一數(shù)字信號以及一處理后數(shù)字信號并根據(jù)該處理后數(shù)字信號以及該數(shù)字信號計算出一初步時序回復(fù)參數(shù)；一候選值產(chǎn)生電路，用以纟是供多個候選值；以及一多路復(fù)用器，耦接于該計算電路以及該候選值產(chǎn)生電路之間，用以根 據(jù) 一選擇信號選擇該多個候選值其中之一 以作為 一調(diào)整值；其中，該計算電路另根據(jù)該調(diào)整值以及該初步時序回復(fù)參數(shù)以產(chǎn)生該目 標(biāo)時序回復(fù)參數(shù)。
8. 如權(quán)利要求7所述的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，其中，該計算電路使用 Mueller & Muller算法。
9. 如權(quán)利要求7所述的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，其中，該數(shù)字信號處理 電路包含一均衡器以及一量化器。
10. 如權(quán)利要求7所述的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，其使用在一信號接收 電路上，該信號接收電路用于接收一輸入信號，且該多個候選值分別對應(yīng)至 該輸入信號的不同傳導(dǎo)路徑長度。
11. 如權(quán)利要求7所述的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，其《吏用在一信號接收 電路上，且該選擇信號是用以控制該信號接收電路的增益的自動增益控制信
12. —種時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，用以估測一取樣時鐘的時序誤差以產(chǎn)生一目標(biāo)時序回復(fù)參數(shù)，包含一數(shù)字信號處理電路，用以接收一數(shù)字信號以產(chǎn)生一處理后數(shù)字信號 一計算電路，耦接至該數(shù)字信號處理電路，用以接收該數(shù)字信號以及該處理后數(shù)字信號并根據(jù)該處理后數(shù)字信號以及該數(shù)字信號計算出一初步時序回復(fù)參數(shù)；以及一調(diào)整值產(chǎn)生電路，耦接至該計算電路，用以根據(jù)該數(shù)字信號的前一信 號以及后 一信號的 一 第 一權(quán)重值以及一 第二權(quán)重值產(chǎn)生 一調(diào)整值；其中，該計算電路根據(jù)該調(diào)整值來調(diào)整該初步時序回復(fù)參數(shù)以產(chǎn)生該目 標(biāo)時序回復(fù)參數(shù)。
13. 如權(quán)利要求12所述的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，其中， 更包含一權(quán)重計算電路，耦接至該計算電路，用以根據(jù)該數(shù)字信號的前一信號以及后 一信號分別計算出該第 一權(quán)重值以及該第二權(quán)重值。
14. 如權(quán)利要求12所述的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路，其中，該計算電路使 用Mueller & Muller算法。
全文摘要
一種信號接收電路，包含一取樣器，用以接收一模擬信號并根據(jù)一取樣時鐘取樣該模擬信號以形成一取樣信號；一模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，耦接至該取樣器，用以將該取樣信號轉(zhuǎn)換成一數(shù)字信號；一均衡器，耦接至該模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器，用以等化該數(shù)字信號以形成一等化數(shù)字信號；一量化器，耦接至該均衡器，用以量化所述化數(shù)字信號以形成一處理后數(shù)字信號；以及一時序回復(fù)電路，直接連接至該取樣器的輸出端以及耦接至該量化器，用以根據(jù)該處理后數(shù)字信號以及該數(shù)字信號來調(diào)整該取樣時鐘的時序。亦揭露了相關(guān)的時序回復(fù)參數(shù)產(chǎn)生電路。
文檔編號H04B1/16GK101320982SQ20071010658
公開日2008年12月10日 申請日期2007年6月6日 優(yōu)先權(quán)日2007年6月6日
發(fā)明者愷 黃 申請人:智原科技股份有限公司