專利名稱：使用彼此之間具有預定頻移的兩個導頻符號的ofdm同步的制作方法
技術領域：
概括地說，本發(fā)明實施例涉及通信網絡。更具體地，本發(fā)明實施例涉及正交頻分多 路復用同步。
背景技術：
數字寬帶廣播網絡使得終端用戶能夠接收包括視頻、音頻、數據等在內的數字內 容。使用移動終端，用戶可通過無線數字廣播網絡接收數字內容。可以在網絡內的小區(qū)中 傳送數字內容。小區(qū)可以表示可由通信網絡中的發(fā)射機覆蓋的地理區(qū)域。網絡可以具有多 個小區(qū)，并且小區(qū)可以鄰近于其它小區(qū)。諸如移動終端的接收機設備可以在數據流或傳輸流中接收節(jié)目或服務。傳輸流攜 帶節(jié)目或服務的各個元素，例如節(jié)目或服務的音頻、視頻和數據成分。典型地，通過在數據 流中嵌入的節(jié)目特定信息(PSI)或服務信息(Si)，接收機設備定位數據流中的特定節(jié)目或 服務的不同成分。然而，在諸如數字視頻廣播-手持(DVB-H)系統(tǒng)這樣的某些無線通信系 統(tǒng)中，PSI或SI信令可能不夠。在這些系統(tǒng)中使用PSI或SI信令可導致次優(yōu)的終端用戶 體驗，因為在PSI和SI信息中攜帶的PSI和SI表格可能具有長的重復周期。此外，PSI或 SI信令需要大量帶寬，這樣的成本很高，并且還降低了系統(tǒng)的效率。

發(fā)明內容
以下提供了簡要內容，以便提供對本發(fā)明某些方面的基本理解。發(fā)明內容并非對 本發(fā)明的詳盡概括。這并不旨在標識本發(fā)明的關鍵或主要元素，也并非描述本發(fā)明的范圍。 以下發(fā)明內容僅以簡單形式提供本發(fā)明的某些概念，作為下面具體實施方式
的前序。實施例涉及第一和第二 OFDM導頻符號。第一和第二導頻符號可以分別具有關于 被允許的、被禁止的和活動的載波頻率的第一和第二集合?？赏ㄟ^將相應的第一集合進行 預定頻率(例如在相鄰載波之間的頻率差)的頻移來形成載波頻率的第二集合。實施例涉 及在第一方向上，將第一接收的導頻符號的一部分進行一個載波間隔的頻率平移，在與所 述第一方向相反的第二方向上，將第二接收的導頻符號的一部分進行一個載波間隔的頻率 平移，以及通過以下操作來形成相關將第一和第二導頻符號的頻率平移部分與所述導頻 符號中并未進行頻率平移的部分的復共扼相乘，以及將乘法結果進行求和。


考慮附圖，通過以下說明，可獲得本發(fā)明及其優(yōu)點的更完整理解，其中相同的標號 指示相同的特征，并且其中圖1示出了可在其中實現本發(fā)明的一個或多個示例性實施例的適當的數字寬帶 廣播系統(tǒng)；圖2示出了根據本發(fā)明一方面的移動設備的示例；圖3示意性示出了分別可由根據本發(fā)明一方面的不同發(fā)射機覆蓋的小區(qū)的示例；
圖4示出了根據本發(fā)明一方面的用于信道搜索和服務發(fā)現的符號、同步符號的幀 和超幀；圖5示出了信號中心頻率可如何與信道中心頻率一致，或者可如何相對于后者偏 移；圖6是示出了由根據至少一個實施例的接收機所實現的步驟的流程圖；圖7根據本發(fā)明的一方面示出了與信號帶寬和信道柵格帶寬相比的導頻信號帶 寬的大小的示例；圖8根據本發(fā)明的一方面示出了用于導頻符號的導頻序列的稀疏導頻分隔；圖9是示出了接收機所執(zhí)行的步驟的流程圖，用于在頻域中實現相關以便檢測正 被使用的粗糙偏移；圖10是示出了根據用于在時域中實現服務發(fā)現相關的實施例的步驟的流程圖；圖11根據本發(fā)明的一方面示出了導頻/信令符號序列的示例；圖12是示出了由根據本發(fā)明至少一方面的發(fā)射機所實現的方法的步驟的流程 圖；圖13和圖14示出了根據本發(fā)明一方面的在P1、P2和DATA符號之間的關系；圖15根據本發(fā)明的一方面示出了包括OFDM符號和信元的示例性幀和時隙結構；圖16示出了在一個導頻符號內的相干帶寬和差分調制；圖17根據本發(fā)明的一方面示出了在兩個Pl符號之間的差分調制；圖18示出了根據實施例具有1/1保護間隔的兩個Ik符號以及符號之間的差分調 制；圖19根據一個或多個實施例示出了根據一個或多個導頻符號計算所接收到的能 量的總和；圖20示出了根據一個或多個實施例的發(fā)射機；圖21示出了根據一個或多個實施例的接收機；圖22是示出了可由根據一個或多個實施例的接收機實現的步驟的流程圖；圖23是根據一個或多個實施例在導頻序列及其頻率偏移版本之間的自/互相關 的示圖；圖24是圖23的示圖的放大版本，其示出了頻率偏移的低互相關范圍；圖25是示出了根據至少一個實施例的第一導頻符號信號的包絡幅度的示圖；圖26是圖25的示圖的放大版本；圖27示出了根據實施例的2k符號(Pl)符號的示例；圖28根據實施例示出了具有兩個連續(xù)OFDM符號(Pla和Plb)的同步符號P1，其 中這兩個連續(xù)OFDM符號(Pla和Plb)具有相同的FFT大??；圖29示出了根據實施例的Pl的示例，其中將脈沖Pla和Plb分別細分成兩個部 分；圖30是根據實施例的接收機的相關器部分的示意圖；圖31是根據實施例的接收機的相關器部分的示意圖；以及圖32示出了根據實施例的檢測序列的步驟。
具體實施例方式在各個實施例的以下描述中參照了附圖，這些附圖形成各個實施例的一部分，并 通過可實現本發(fā)明的各個圖示實施例來示出。可以理解，可利用其它實施例，并且可在不背 離本發(fā)明的范圍和精神的情況下進行結構上和功能上的修改。本發(fā)明實施例涉及數字廣播網絡中的服務發(fā)現和信道搜索。從用戶的角度來看， 相對快速的服務發(fā)現是期望的。自然地，使用第一時間接收機設備，實現盲服務發(fā)現/信道 搜索。此外，當終端被關閉并移動到不同位置時，同樣實現新的盲搜索。通常，移動TV應用 也不時地運行背景信道搜索，以便檢測可能的新服務。盲服務發(fā)現應當僅占用幾秒，從而不 使得終端用戶感到不適，并且能夠實現頻率重新掃描。與常規(guī)數字視頻廣播服務發(fā)現有關的挑戰(zhàn)包括以下內容。對于信號帶寬、FFT大 小、保護間隔、內部調制等，DVB-H標準提供了多種靈活性。對于DVB-H信號，操作者可以使 用偏移，即，信號不處于信道的額定中心頻率處，而是偏移一定量。不同的國家使用不同的 信道柵格和信號帶寬。在該標準中包括TPS(發(fā)射機參數信令)，以幫助接收機同步和信道 搜索。不幸地是，接收機在其能夠解碼TPS信息之前需要知道若干參數。在能夠解碼TPS 之前，需要知道信號帶寬、頻率偏移、FFT大小和保護間隔。UHF頻帶中的大部分信道不含 DVB-H服務。利用試湊法(trial-and-errormethod)(嘗試實現在所有模式情況下的鎖定) 來檢測非DVB-H信道，并且這樣消耗大量時間。檢測非DVB-H服務的時間實際上主要設定 了用于信道搜索的可實現速度，因為通常大部分信道是空的，或者含有非DVB-H服務。用于盲服務發(fā)現的示例性計算如下UHF中信道的數目35(信道21-55， 470-750MHZ)；頻率偏移的數目 7 (-3/6, -2/6, -1/6,0, +1/6, +2/6, +3/6MHz)；信號帶寬的數 目3 (6MHz，7MHz，8MHz。5MHz是僅用于USA接收機的個別情況)；FFT大小的數目3 (2K，4K， 8K)；保護間隔的數目4 (1/32，1/16，1/8和1/4)；以及對于一個模式來說解碼TPS的平均時 間 120ms(2K 50ms,4K 100ms,8K 200ms)。所述數目是示例性的。在該例中，對于盲服務發(fā)現所得到的時間將是35*7*3*3*4*120ms = 1058. 4秒= 17. 64分鐘。根據實施例，可使用各種方法來降低實現信道搜索/服務發(fā)現所采用的時間。各 個方法的基本思想是引入信號的一部分(例如，初始化/同步符號(一個或多個))，其具 有已知的特征并在不同數字視頻廣播操作模式的情況下保持相同。因此，可以解碼信號的 已知部分，而不必采用試湊法。信號的已知部分含有用于信號的其余部分的參數；因此，在 解碼了已知部分之后，可解碼信號的其余部分，而不必采用試湊法。信號的已知部分包括可 用子載波及其調制的子集。選擇預定子載波(子載波號)及其調制的組合，從而使得該組合 對于每個偏移FFT大小對來說是唯一的(或者僅對于不同的FFT大小是唯一的)，并且該組 合可用于將信號標識為數字視頻廣播的期望信號。此外，可以使用信號的已知部分來高效 地檢測含有數字視頻廣播服務的信道。如果從所檢查的信號中沒有找到固定的已知部分， 那么可將該信號看作是非數字視頻廣播信號或空信道，并且接收機可以迅速繼續(xù)下一信道 /頻率。這樣，檢測非數字視頻廣播和空信道變得相對快速。圖1示出了可在其中實現一個或多個示例性實施例的適當的數字寬帶廣播系統(tǒng) 102。如這里所示的系統(tǒng)這樣的系統(tǒng)可以利用數字寬帶廣播技術，例如，數字視頻廣播-手 持(DVB-H)或下一代DVB-H網絡。數字寬帶廣播系統(tǒng)102可利用的其它數字廣播標準的示例包括數字視頻廣播-地面(DVB-T)、綜合服務數字廣播-地面(ISDB-T)、高級電視 系統(tǒng)委員會(ATSC)數字廣播標準、數字多媒體廣播-地面(DMB-T)、地面數字多媒體廣播 (T-DMB)、衛(wèi)星數字多媒體廣播(S-DMB)、僅前向鏈路(FLO)、數字音頻廣播(DAB)和數字無 線電調幅聯(lián)盟(DRM)。還可以使用現在已知的或未來開發(fā)的其它數字廣播標準和技術。本 發(fā)明的各方面也可應用于其它多載波數字廣播系統(tǒng)(例如像T-DAB、T/S-DMB、ISDB-T和 ATSC)、專用系統(tǒng)(例如高通MediaFLO/FLO)，以及非常規(guī)系統(tǒng)(例如3GPP MBMS (多媒體廣 播/多播服務)和3GPP2BCMCS (廣播/多播服務))。數字內容可由數字內容源104來創(chuàng)建和/或提供，并且可包括視頻信號、音頻信 號、數據等。數字內容源104可向數字廣播發(fā)射機103提供數字分組(例如因特網協(xié)議(IP) 分組)形式的內容。有時候，將共享某個唯一 IP地址或其它源標識符的一組相關IP分組 描述為IP流。為了傳輸，數字廣播發(fā)射機103可從多個數字內容源104接收、處理和轉發(fā) 多個數字內容數據流。在各個實施例中，數字內容數據流可以是IP流。然后，將經處理的 數字內容傳遞至數字廣播塔105 (或其它物理傳輸組件)用于無線傳輸。最后，移動終端或 設備112可選地能夠接收和消費源自數字內容源104的數字內容。如圖2所示，移動設備112可包括處理器128，其連接至用戶接口 130、存儲器134 和/或其它存儲設備，以及顯示器136(其可用于向移動設備用戶顯示視頻內容、服務指南 信息等)。移動設備112還可以包括電池150、揚聲器152和天線154。用戶接口 130可以 進一步包括鍵板、觸摸屏、語音接口、一個或多個箭頭鍵、操縱桿、數據手套、鼠標、滾動球、 觸摸屏等。由移動設備112內的處理器128和其它組件使用的計算機可執(zhí)行指令和數據可以 存儲在計算機可讀存儲器134中?？赏ㄟ^只讀存儲器模塊或隨機訪問存儲器模塊(視情況 包括易失性和非易失性存儲器這二者)的任意組合來實現存儲器。軟件140可存儲在存儲 器134和/或存儲設備內，以便向處理器128提供使得移動設備112能夠實現各種功能的 指令?？蛇x地，某些或所有移動設備112計算機可執(zhí)行指令可嵌入在硬件或固件(未示出) 中。移動設備112可被配置以便通過特定的DVB接收機141來接收、解碼和處理基于 例如數字視頻廣播(DVB)標準(例如DVB-H或DVB-T)的數字寬帶廣播傳輸。移動設備還 可配備有用于數字寬帶廣播傳輸的其它類型的接收機。附加地，接收機設備112還可被配 置以便通過FM/AM無線電接收機142、WLAN收發(fā)信機143和電信收發(fā)信機144來接收、解碼 和處理傳輸。在本發(fā)明的一方面，移動設備112可以接收無線電數據流(RDS)消息。在DVB標準的示例中，一個DVB 10Mbit/s傳輸可具有200個50kbit/s音頻節(jié)目 信道，或者50個200kbit/s視頻(TV)節(jié)目信道。移動設備112可被配置以便接收、解碼 和處理基于數字視頻廣播_手持(DVB-H)標準或其它DVB標準(例如DVB-MHP、DVB-衛(wèi)星 (DVB-S)或DVB-地面(DVB-T))的傳輸。類似地，可選地可以使用其它數字傳輸格式來遞送 關于補充服務的可用性的信息和內容，例如ATSC(高級電視系統(tǒng)委員會)、NTSC(國家電視 系統(tǒng)委員會)、ISDB-T (綜合服務數字廣播-地面)、DAB (數字音頻廣播)、DMB (數字多媒 體廣播)、FLO (僅前向鏈路)或DIRECTV。此外，例如在DVB-H技術中，數字傳輸可以是時 間分片的。時間分片可降低移動終端的平均功耗，并且能夠實現平滑和無縫的切換。相比 于使用常規(guī)流式傳輸機制來傳輸數據所需的比特率，時間分片需要使用更高的瞬時比特率在突發(fā)(burst)中發(fā)送數據。在這種情況下，移動設備112可以具有一個或多個緩沖存儲 器，用于在呈現之前存儲經解碼的時間分片的傳輸。此外，電子服務指南(ESG)可用于提供與節(jié)目或服務有關的信息。通常，電子服務 指南(ESG)使得終端能夠傳達什么服務對于終端用戶可用以及可如何訪問服務。ESG包括 獨立存在的多個ESG片段。常規(guī)地，ESG片段包括XML和/或二進制文檔，但是最近它們含 有大量項目陣列，例如像SDP(會話描述協(xié)議)描述、文本文件或圖像。ESG片段描述了當 前可用(或未來的)服務或廣播節(jié)目的一個或幾個方面。這些方面可以包括例如自由文 本描述、日程表、地理可用性、價格、購買方法、類別和補充信息(如預覽圖像或剪輯)?？?根據許多不同協(xié)議通過各種類型的網絡來傳送包括ESG片段的音頻、視頻和其它類型的數 據。例如，可通過通常稱為“因特網”的網絡集合，使用因特網協(xié)議集中的協(xié)議(例如因特網 協(xié)議(IP)和用戶數據報協(xié)議(UDP))來傳送數據。通常，通過尋址到單個用戶的因特網來 傳送數據。然而，其可尋址到一組用戶，通常稱為多播。在數據尋址到全部用戶的情況下， 這被稱為廣播。廣播數據的一種方式是使用IP數據廣播(IPDC)網絡。IPDC是數字廣播和因特網 協(xié)議的組合。通過這種基于IP的廣播網絡，一個或多個服務提供商可以提供不同類型的IP 服務，包括在線報紙、無線電和電視。以音頻、視頻和/或其它類型數據的形式將這些IP服 務組織到一個或多個媒體流中。為了確定何時和何地出現這些流，用戶參照電子服務指南 (ESG)。一種類型的DVB是數字視頻廣播-手持(DVB-H)。DVB-H被設計成向電池供電的終 端設備遞送IOMbps的數據。DVB傳輸流經由第三方遞送網絡來向用戶遞送壓縮的音頻、視頻和數據。運動圖像 專家組(MPEG)是一種將單個節(jié)目內的編碼視頻、音頻和數據與其它節(jié)目多路復用成傳輸 流(TS)的技術。TS是被分組化的數據流，其具有固定長度分組，包括報頭。節(jié)目、音頻和視 頻的各個元素分別被攜帶在具有唯一分組標識(PID)的分組內。為了使得接收機設備能夠 定位TS內特定節(jié)目的不同元素，提供了被嵌入到TS中的節(jié)目特定信息(PSI)。此外，附加 服務信息(Si)(即，依附于MPEG私有部分語法的一組表格)被結合到TS中。這使得接收 機設備能夠正確處理TS內所含的數據。如上所述，ESG片段可在網絡(例如DVB-Η)上由IPDC傳輸至目的地設備。DVB-H 可以包括例如分離的音頻、視頻和數據流。然后，目的地設備必須再次確定ESG片段的順 序，并將它們裝配成有用信息。在典型通信系統(tǒng)中，小區(qū)可以限定可由發(fā)射機覆蓋的地理區(qū)域。小區(qū)可以具有任 意大小，并且可具有相鄰小區(qū)。圖3示意性示出了分別可由不同發(fā)射機覆蓋的小區(qū)的示例。 在該例中，小區(qū)1表示由用于通信網絡的發(fā)射機覆蓋的地理區(qū)域。小區(qū)2緊鄰小區(qū)1，并表 示可由不同發(fā)射機覆蓋的第二地理區(qū)域。小區(qū)2例如可以是處在與小區(qū)1相同的網絡中的 不同小區(qū)。可選地，小區(qū)2可以處在與小區(qū)1不同的網絡中。在該例中，小區(qū)1、3、4和5是 小區(qū)2的相鄰小區(qū)。根據一個或多個實施例，至少在攜帶多媒體和用于服務的其它數據的數據幀的開 始，使用符號來用信號通知在信道搜索和服務發(fā)現中所使用的數據。在其它實施例中，還可 以將這些符號中的一個或多個符號插入到數據幀內。此外，可以在包括兩個或更多個數據 幀的超幀的開始處和/或其中插入這些符號中的一個或多個符號。
在一個實施例中，所述符號包括第一符號，其可用于標識該信號具有期望的類型。 此外，可使用第一符號來檢測相對于無線電信道中心頻率的偏移。所述符號可以包括第二 符號，其可以攜帶與后續(xù)數據符號中所使用的調制參數有關的數據。在另一實施例中，所述 符號包括可用于信道估計的第三符號。圖4示出了根據本發(fā)明一方面的用于信道搜索和業(yè)務發(fā)現的符號、同步符號 S1-S3以及數據D的幀和超幀。在各個數字廣播網絡中，可相對于信道柵格來安置多載波信號，從而使得信號中 心頻率(SCF)與信道中心頻率(CCF) —致，或者信號中心頻率(SCF)可以相對于信道中心 頻率有所偏移。信號中心頻率可能由于頻譜使用原因(例如，來自相鄰信道的干擾)而有 所偏移。對于第一符號，并非使用所有的可用子載波。在各個實施例中，為第一符號選擇的 子載波可以被平均分隔開來，并且可以相對于信道中心頻率或偏移的信號頻率而被對稱地 安排位置。圖5示出了信號中心頻率可如何與信道中心頻率(CCF) —致，或者可如何相對于 信道中心頻率(CCF)而所有偏移。在圖5中，SCF A與其對應的CSF—致，SCF B和SCF C 相對于對應的CSF是偏移的。圖5中的矩形示出了從可用子載波中為第一符號選擇的子載 波。對于SCF A、SCFB和SCF C來說，所選子載波以相應的SCF為中心。然而，對于SCF D 的所選子載波卻以CCF為中心，這與SCF形成對比。對于用于信道搜索和服務發(fā)現的第一符號，可以這樣選擇子載波，S卩，使得它們可 在不考慮偏移的情況下被找到。在第一符號中，可使用固定快速傅立葉變換(FFT)?？梢?從可用的FFT大小(其在目前的數字視頻廣播系統(tǒng)中包括2K、4K、8K，但是還可包括最低端 的IK和最高端的16Κ)中選擇固定FFT。在一個實施例中，使用最低可用的FFT。此外，第 一符號可以使用固定保護間隔(GI)，所述固定保護間隔(GI)可從用于攜帶數據的符號的 那些GI中進行選擇。在一個實施例中，第一符號可以不具有保護間隔。用于第一符號的子載波的數目可以小于可用子載波的一半。當第一符號用于信道偏移信令時，可使用二進制相移鍵控(BPSK)或四相相移鍵 控(QPSK)來調制載波。在一個實施例中，對于不同的信道偏移值，所選導頻模式可以不同， 并且可以選擇導頻模式和子載波調制，從而使得不同的導頻模式彼此正交且彼此最大限度 地不同，以便允許在檢測中的穩(wěn)健性。在一個實施例中，不同的導頻模式可以僅用信號通知 FFT大小，并且通過檢測相對于額定中心頻率的移位來發(fā)現頻率偏移。對于第二(以及第三，如果存在的話)符號，可以使用全信號帶寬(基本上所有的 可用載波)。在實施例中，第二(和第三)符號可以與第一符號使用相同的FFT大小和保護 間隔。在某些實施例中，并非所有的可用子載波都用于第二(和第三)符號。在一個實施 例中，第二和第三符號可以具有與導頻子載波相同的子載波，并且在其它實施例中具有附 加子載波用作導頻。在一個實施例中，第二符號還攜帶信令數據，并且還可攜帶用于信令數 據的前向糾錯數據(FEC)。根據實施例，引入了信號的一部分(例如，初始化/同步符號(一個或多個))，其 具有已知特征，并且在不同數字視頻廣播操作模式下保持相同。信號的已知部分含有用于 信號的其余部分的參數；因此，在解碼了已知部分之后，可以解碼信號的其余部分，而不必 采用試湊法。此外，可以使用信號的已知部分來高效地檢測含有數字視頻廣播服務的信道。
10如果從所檢查的信號中沒有找到固定的已知部分，那么可將該信號看作是非數字視頻廣播 信號或空信道，并且接收機可快速繼續(xù)下一信道/頻率。圖6是示出了根據至少一個實施例由接收機實現的步驟的流程圖。如在602所 示，為了在信道上接收信號，根據信道柵格，將接收機中的頻率合成器編制到信道的額定中 心頻率。如在604所示，嘗試通過將接收信號與所存儲的已知信號集合進行比較來確定接 收信號是否為期望類型，以及是否使用了偏移。如果發(fā)現匹配，則確定該信號是期望類型， 并且可以確定用于該信號的偏移和FFT大小。如在606所示，針對是否檢測到匹配來進行 確定。如果未檢測到匹配，那么遵循來自606的“否”分支，如在608所示，認為該信道含有 非數字視頻廣播信號，或者接收信號不是期望類型，并且處理繼續(xù)下一信道。否則，如果檢測到匹配，那么遵循來自606的“是”分支，如在610所示，使用所確 定的頻率偏移來重新編制頻率合成器。如在612所示，對下一同步符號進行解調，以便檢測 用于數據符號的調制參數。最后，如在614所示，隨后實現信道估計和校正以及數據解調。在頻率合成器的重新編制采用相對長時間的情況下，接收機可以等待初始化/同 步符號的下一集合，并對來自該集合的調制參數進行解調。圖7根據本發(fā)明一方面示出了與信號帶寬和信道柵格帶寬相比的導頻信號帶寬 的大小的示例。在實施例中，第一符號是用于粗糙的頻率和定時同步的導頻符號。該導頻符 號的帶寬小于實際的數據符號，例如，在8MHz數據符號的情況下，該導頻符號可以是7MHz 寬。導頻符號中心頻率可與用于數據符號的頻率相同，例如，在對于數據符號使用偏移的情 況下，也可以對導頻符號使用偏移。在導頻符號具有較小帶寬的情況下，在初始同步階段期 間，接收機的RF部分可以被編制到額定信道中心頻率，并且仍然可以被設置成接收導頻符 號的整個帶寬。在導頻符號不具有較小帶寬的情況下，接收機的RF信道選擇濾波器將過濾 出一部分導頻符號。在實施例中，導頻符號可以使用已知(固定)的FFT和保護間隔選擇。此外，所使 用的導頻的數目可以不同于數據符號，即，可以無效(extinguish) —部分導頻，例如可使 用256個導頻。可以利用已知序列來調制導頻。圖8根據本發(fā)明的一方面示出了用于導頻符號的導頻序列的稀疏導頻分隔。用于 導頻模式的調制序列“指紋(finger print) ”可能是接收機已知的。除了調制之外，導頻符 號中的子載波還可具有不同的提升水平(boosting level)，如圖8所示。圖9是示出了接收機所執(zhí)行的步驟的流程圖，用于在頻域中實現相關以便檢測正 被使用的粗糙偏移。如在902所示，可以將接收機(頻率合成器)的射頻部分編制到信道 的額定中心頻率(根據信道柵格)。如在904所示，使用預定的FFT大小來計算FFT。導頻符號的寬度小于信道帶寬。 因此，即使在由于偏移而對頻率合成器的初始設置錯誤時，FFT也能夠捕獲導頻符號。如在906所示，基于導頻同步符號在頻域中的偏移來檢測頻率偏移。如果發(fā)現頻 域中的非相關性，那么該信號不是數字視頻廣播信號，并且信道搜索可繼續(xù)下一信道。如在908所示，通過重新編制接收機的頻率合成器來補償偏移。如在910所示，對 下一同步符號進行解調，以便檢測用于數據符號的調制參數。如在912所示，實現基于信道 估計符號的信道估計和校正，并且如在914所示，然后解調數據。在實施例中，接收機可以 等待在同步符號的下一集合中的同步符號，從而使得將頻率合成器重新編制到信號中心頻率。可以基于使用中的偏移來使用不同的導頻序列(指紋)。例如，如果7個偏移是可 能的(士3/6MHz，士2/6MHz，士 l/6MHz，0)，則可以引入7個不同的導頻序列?？衫萌舾煞?法來構成導頻序列，這包括但不限于偽隨機序列、每秒換向(inverting every second), 提升中心載波，等等。根據實施例，接收機在時域中實現相關以便檢測所使用的導頻序列， 并且因此檢測所使用的偏移?？梢愿鶕槍崿F時域相關的一個或多個實施例來使用指 紋。但是，對于頻域實施例，可以通過頻域中的滑動相關器來檢測偏移，即，可以使用單個指 紋。此外，舉例來說，如果將不同指紋用于不同的FFT大小，那么對于頻域實施例來說，可以 對像FFT大小這樣的信息進行編碼。然后，可以利用若干指紋來運行頻域相關。在實施例 中，如果在使用若干指紋，則可以將所接收的指紋同時與若干所存儲的指紋進行比較?？梢?在信道帶寬上步進式地在頻域中平移所接收的導頻序列，其中當導頻序列一致時，產生高 相關性信號。圖10是示出了根據實施例的步驟的流程圖，用于在時域中實現服務發(fā)現相關。如 在1002所示，將接收機(頻率合成器)的射頻部分編制到信道的額定中心頻率(根據信道 柵格)。在一個實施例中，如在1004所示，在時域中實現所接收的導頻序列與已知導頻序 列的相關，以便檢測所使用的偏移。例如，如果使用了七個偏移，則定義七個不同的導頻序 列(指紋)。每個粗糙偏移對應于特定的導頻序列指紋?；谠撓嚓P，可以檢測所使用的 指紋(即，所使用的偏移)。導頻序列可以處在信道的額定中心頻率(根據信道柵格)。在 一個實施例中，定義導頻符號的集合，從而使得其中的每個導頻符號對應于一頻率偏移FFT 大小對，其中基于所檢測到的相關性，可以檢測偏移和FFT大小這二者。如在1006所示，基于所標識的導頻序列指紋來檢測頻率偏移。如果所有的導頻序 列均未示出相關性，那么該信號不是期望的數字視頻廣播信號，并且搜索可繼續(xù)下一信道。如在1008所示，通過重新編制接收機的頻率合成器來補償偏移。如在1010所示， 對下一同步符號進行解調，以便檢測用于數據符號的調制參數。如在1012所示，實現基于 信道估計符號的信道估計和校正，并且如在1014所示，隨后解調數據。在一個實施例中，接 收機可以等待同步符號的下一集合，從而重新編制頻率合成器。在發(fā)現了偏移并重新編制了頻率合成器之后，第二符號(即，在導頻符號之后的 符號)可以使用固定的FFT和保護間隔選擇，但是將使用全信號帶寬。然后，第二符號可以 含有與用于后續(xù)數據符號的調制參數有關的特定信息。在另一實施例中，第二符號可以使 用在第一符號中用信號通知的FFT?？梢栽跀祿栔安迦肴芜x的第三符號，以便促進信道估計。圖11示出了根據本發(fā)明一方面的導頻/信令符號序列的示例?？梢栽趥鬏斨凶銐?頻繁地(例如每50ms)重復導頻符號1102以及信令符號1104和1106，以便按所期望的那 么快地實現信號檢測和同步。第一導頻符號1102用于粗糙的頻率和時間同步，并且此外， 其還可以攜帶與用于隨后的符號的FFT大小有關的信息。對于第一符號來說，FFT、保護間 隔和調制是固定的。在一個實施例中，第二符號1104包括與第一符號相同的導頻子載波， 但是可附加地具有被用作導頻子載波的更多子載波。第二信令符號還攜帶包括FFT大小、 保護間隔和調制參數的信令數據。第三信令符號還包括用于信道估計和精密定時的更多導頻。因為所重復的信令符號攜帶了關于所選參數的信息，所以可以頻繁地改變用于數 據符號的調制參數(如星座圖，QPSK與16QAM與64QAM)。圖12是根據本發(fā)明的至少一方面示出了由發(fā)射機實現的方法的步驟的流程圖。 如在1202所示，構成包括導頻符號的符號序列，所述導頻符號被配置以便將粗糙的頻率和 定時同步信息作為第一符號來傳達，在所述第一符號之后是下一信令符號，所述下一信令 符號被配置以便將調制參數作為第二符號來傳達，在所述第二符號之后是多個數據符號。 在一個實施例中，在第二信令符號之后可以是第三信令符號。然后，如在2004所示，在廣播 信道上利用可以比數據信號帶寬更窄的導頻信號帶寬來傳送符號序列，所述數據信號帶寬 可以進一步比廣播信道的信道柵格帶寬更窄。圖13和圖14通過示例示出了 PI、P2和DATA符號(即OFDM符號)之間的關系。 從圖13和圖14可以看出如何針對P2和數據符號的持續(xù)時間來劃分數據。數據分組可緊 鄰地位于最后的P2-n分組之后，并且都被攜帶在“DATA符號”內。圖15示出了根據本發(fā)明至少一個方面的示例性幀和時隙結構。在圖15中，幀 1502可以包括一個或多個時隙1504。例如，幀1502包括時隙11506至時隙41512。每個時 隙1506-1512可包括若干0FDM(正交頻分多路復用)符號，典型地從幾個符號到幾十個符 號。向這些時隙分配服務，從而使得一個或多個時隙用于服務。例如，時隙11506可包括多 個OFDM符號1514至1524。此外，每個OFDM符號可包括多個OFDM信元。例如，OFDM符號 1514 包括 OFDM 信元 1526 至 1534。實施例涉及在數字視頻廣播-地面下一代(DVB-T2)系統(tǒng)中的初始服務發(fā)現。 DVB-T2系統(tǒng)可以包括前導，其用于對可用的T2信號的有效標識。前導不應當消耗太多容 量，但是應當兼容于不同的快速傅立葉變換(FFT)大小(2k，4k，8k，16k和32k)。使開銷最小 化導致針對每個FFT大小使用2k符號(Pl)，并且通過按不同的偽隨機二進制序列(PRBS) 來調制載波，從而用信號通知這個符號內的實際FFT大小。為了找出隨后的符號的FFT大 小，接收機檢測調制PRBS。該PRBS還指示整數頻移(DVB-T2信號相比于額定中心頻率可 具有+/-l/6，+/-2/6，+/-3/6MHz的移位)。概括起見，在初始掃描中使用Pl符號以便(1) 檢測T2信號的存在；(2)估計頻率偏移；以及(3)檢測所使用的FFT大小。在初始掃描之后，因為由Pl攜帶的參數(即FFT大小和頻率偏移)保持恒定，所 以在正常數據接收或切換期間可以不使用Pl符號。對于切換，這些參數在射頻(RF)信道 之間是相同的，或者在切換之前用信號傳送這些參數(例如，在根據ETSI EN 300468數字 視頻廣播(DVB)的節(jié)目特定信息/服務信息(PSI/SI)中；DVB系統(tǒng)中用于服務信息(Si)的 規(guī)范)。然而，在正常數據接收期間，Pl可用于例如檢測幀開始，或者改進同步和信道估計 算法。P2符號(一個或多個)是位于Pl之后的信令和信道估計符號(一個或多個)。對于Pl的檢測(以及因而對DVB-T2信號的檢測)基于保護間隔相關(GIC)。在 GIC中，將保護間隔與符號的尾端進行相關。GIC中的峰值指示潛在的DVB-T2信號，這可以 根據P2符號來進行檢驗。第一問題在于保護間隔應當長，以便提供穩(wěn)健的檢測(即，長保 護間隔提供更高的信噪比)。然而，較長的保護間隔(并且因而較長的Pl)降低了數據容 量。由于Pl是待接收的第一符號，因此通常并沒有關于信道條件的先驗知識。因此，Pl符號應當包括用于克服信道失真的特定手段。實際上，這將意味著使用例如額外的導頻 載波用于信道估計或子載波之間的差分調制。由于較低的FFT大小，Pl符號的載波間隔可能并沒有隨后的數據符號中那樣密集 (例如，2k用于P1，而32k用于數據)。為了 Pl中成功的PRBS檢測，信道的相干帶寬應當 小于2k符號的子載波間隔。然而，網絡可能被設計用于32k模式，并且長單頻網絡(SFN) 延遲可能產生高得多的頻率選擇性。在載波索引k處的復數值的接收信號可被表示為rk = hksk+nk，其中sk是所傳送的 數據符號(例如使用四相相移鍵控(QPSK) )，hk是在載波索引k處的信道響應，并且nk是噪聲項。在相干解調中，首先使用導頻來估計hk，然后例如通過將rk除以所估計的hk來均 衡信道效應。如果我們考慮DVB-T2和Pl符號，則不存在任何導頻來估計hk。因此，通常使用 非相干解調，而不進行信道估計。這可以通過使用差分調制(例如差分二進制相移鍵控 (DBPSK))來實現，其中，將信息編碼成兩個相鄰載波之間的相差。這兩個相鄰載波可被表 示為rk = hksk+nk和rk+1 = hk+lSk+1+nk+1?？梢愿鶕@兩個接收載波之間的相差rk+1-rk = hk+1sk+1-hksk+n來對所傳送的符號進行解碼。圖16示出了在一個導頻(Pl)OFDM符號內的相干帶寬和差分調制。假設信道響應 hk和hk+1的相位近似相同，如圖16的上部分示圖所示。然而，在高度頻率選擇性信道(例 如圖16的下部分示圖)中，在相鄰信道響應之間的相關性相對低。這使得使用載波之間的 差分調制是不可行的。相干帶寬(S卩，在具有高度相關性的信道響應情況下的帶寬)可以通過1Wwh —
來近似，其中Td是信道的延遲擴展。信道的相干帶寬應當低于載波間隔，以便使用載波之 間的DBPSK。Pl的FFT大小是2k，并且8MHz信道中的載波間隔是4. 46kHz。從這些載波中 使用每個第3或第9載波。因此，實際載波間隔甚至可以是40. IkHz0另一方面，在大型SFN 網絡中的延遲擴展可以是448 μ s (具有1/4保護間隔的16k模式)，得到2. 2kHz的相干帶
覓ο根據本發(fā)明的一方面，使用兩個Pl符號，例如在GI = 1/1情況下的Ik符號。在 GIC中分開使用這兩個符號。當GI = 1/1時，可在GIC中利用整個符號持續(xù)時間。根據本發(fā)明的一方面，在兩個Pl符號之間應用差分調制，如圖17所示。因為現在 按逐子載波的方式進行差分調制，所以對相干帶寬沒有要求。(可選地，第一Pi符號可以用 于信道估計，這將允許對第二 Pl符號的相干解調。)兩個Pl符號的時間間隔相對短，從而使得信道從第一符號到第二符號并不改變。 因此，根據一個或多個實施例，可以在具有相同載波號的載波之間在時域中進行差分調制。實施例還支持移動接收。根據實施例，信道的相干時間長于兩個Pl符號的持續(xù)時
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間。這使得rk(l)和之間的相關性高。信道的相干時間可以通過^Oh ^Γ來近似，其 中Fd是信道的多普勒擴展，并且其可通過Fd =!Fe給出，其中V是接收機的速度，C是光速(3*10~8m/s)，而 F。是載波頻率。如果 ν = 120km/h 且 F。= 666MHz，那么 Fd = 74Hz 且 τ coh =13. 5ms，這顯著長于Pl符號的持續(xù)時間(例如280 μ s)。根據一個或多個實施例，可以改進Pl的符號同步。Pl符號可以具有1/1保護間 隔，這將改進符號同步，并且就開銷而言使得保護間隔相關長度最大化。Pi符號可以使用 Ik FFT，相比于兩個2k符號，這將減少開銷。保護間隔相關(GIC)是在正交頻分多路復用(OFDM)符號中用于同步的基本方法。 由于GI是實際OFDM符號的最后部分的循環(huán)副本，因此接收機能夠通過檢測該相關性來找 到OFDM符號的開始。實際上，接收機連續(xù)地對接收信號的兩個塊進行相關，通過N個采樣 來分離這兩個塊(N是FFT大小，也是數據采樣數)。在正確的位置處檢測到相關峰值。圖18示出了具有1/1保護間隔的兩個Ik符號以及符號之間的差分調制?？梢钥?出，1/1保護間隔意味著GI和數據部分具有相同的長度，并且采樣也是相等的。等同地，1/1 符號可被認為具有兩個相等的符號而沒有保護間隔。因為差分調制，連續(xù)的符號(Pl和ΡΓ )是不同的，這意味著正常的GIC應當被應 用于每個Pl符號內。然而，相比于2k 1/4GI符號(1/4*2048 = 512)，相關長度翻倍，并且 可以組合來自這兩個符號的相關，用于進一步的改進。由于保護間隔相關現在不匹配于數 據模式(2k，4k等)，因此Ik 1/1GI符號也是所期望的。另一實施例加速了初始掃描。期望快速檢測非T2信號，從而使得接收機可調諧 至下一頻率。這可以通過經由以下操作檢測Pi符號中的零載波來實現(1)針對屬于子集 ^pr31ri和1^+1的載波，計算接收能量的三個總和(參見圖19，其示出了根據一個或多個實 施例從Pl計算接收能量的總和)，其中r是Pl符號(一個或多個)的第k個載波，并且k =1,2,3...；以及(2)通過比較這三個子集上的接收能量，檢測T2信號的存在；以及(3) 設置能量門限(例如，在最強以下5dB)；以及(4)如果僅一個總和超過門限，則檢測到可能 的T2信號。圖20示出了根據一個或多個實施例的發(fā)射機。根據參考序列對第一 Pl進行BPSK 調制，并且如下調制第二 Pl 如果PRBSk = 0 — bk,2 = bka ；如果PRBSk= 1 — bk,2 =-bu (或 者反之亦然)，其中PRBSk是PRBS的第k個元素，并且bk, m是在第m個Pl符號處在第k個 載波上傳送的符號。接下來，在快速傅立葉反變換(IFFT)和保護間隔插入之前，發(fā)射機對 原始參考序列和經延遲的差分調制序列進行組合。N指的是FFT大小。圖21示出了根據一個或多個實施例的接收機。接收機實現結合圖20在上文所述 的發(fā)射機操作的反向操作。即，接收機從Pi符號(第一和第二導頻符號)中去除保護間隔， 在Pl符號上進行快速傅立葉變換，并且隨后對Pi符號進行差分解調，以獲得所傳送的偽隨 機二進制序列的估計。接收機不必知道參考序列。圖22是根據一個或多個實施例示出了可由接收機實現的步驟的流程圖。在初始 掃描中，接收機可被調諧至信道的額定中心頻率，并且其可以開始尋找Pl符號。然后，可以 在所選信道(和帶寬)處重復以下過程-但不一定都具有頻率偏移，這是因為可以在額定 中心頻率處檢測Pl符號，而與所使用的偏移無關。在帶寬和額定中心頻率選擇之后的第一任務是找到T2信號的存在?？梢酝ㄟ^例 如保護間隔相關來找到Pl符號，這不受頻率偏移的影響。由于2k符號的缺少意味著非T2 信號，因此使用保護間隔相關還有助于T2信號檢測。
保護間隔相關針對的是信道的延遲擴展處在保護間隔內的情形，這可能并不是在 大規(guī)模SFN中具有Pl符號(例如具有32k模式)的情況。在這種情況下，比保護間隔更長 的延遲(特別是作為可用符號持續(xù)時間幾倍的延遲)產生了錯誤相關。然而，應當注意，因為接收機無論如何應當能夠同步于正確路徑，所以在強SFN回 波存在時的符號定時不僅是特定于Pl的問題。不同的地方在于P1相關由于更短的GIC窗 口而具有更大的噪聲級。根據保護間隔相關獲得粗糙的時間和部分頻率同步。這些是用于Pl符號本身的 粗糙估計，并且可以使用隨后的符號來對它們進行改善。假設，這些估計足夠精確以檢測五 個PRBS模式之一，從而找到FFT大小。對于快速初始掃描，應當相對快速地丟棄不含T2信號的信道。根據實施例的前導 結構支持步進式檢測，其中，可相對快速地丟棄非T2信道，并且可通過讀取Ll靜態(tài)信令來 確認對T2信號的檢測。可以通過保護間隔相關來進行第一消除。Pl信號可以在每幀(大約200ms)重復， 并且其在SNR需求方面相當穩(wěn)健，因此，測試兩個連續(xù)的Pl位置可能足夠可靠以檢測T2信 號。這可以每RF信道占用大約500ms。然后，接收機可以判定是否已經找到可能的Pl符 號。如果在39個UHF信道上并且甚至在3個信道帶寬的情況下實現了該操作，則用于該掃 描的總時間大約為58秒。要注意，由于信道柵格不同，因此在相同時間嘗試掃描不同帶寬 實際上并沒有幫助。一旦找到了可能的Pl符號，接收機便可以實現粗糙同步和FFT。接下來，接收機可 以使用稀疏載波柵格在T2信號與其它2k信號之間進行區(qū)分。因而，最有可能從首先接收 的Pl符號中檢測到非T2信號。對頻率偏移的檢測是基于找到移位的導頻模式?？梢酝ㄟ^以下方式來分開對頻率 偏移和FFT大小的檢測首先，使用在所假設的導頻載波處的功率來找到正確的偏移，并且 隨后計算對于五個PRBS的相關性。另一方面，在找到頻率偏移時，可能已經使用了 PRBS。 稀疏載波柵格降低了搜索算法的復雜度。在檢測到頻率偏移之后，可調諧接收機來接收數據符號。另一任務是找出所使用 的保護間隔，以便解碼P2符號。由于Pl符號沒有攜帶GI的任何信令信息，因此，接收機可 通過在該幀期間使用正常的OFDM符號來對此進行檢測。無法解碼在緊鄰所檢測到的Pl之 后的P2符號。但是，由于可以使用整個200ms幀持續(xù)時間，因此存在足夠的時間來檢測在 下一幀之前的GI。這給信號獲取時間增加了另外200ms，但是這很可能在FOUND(找到)T2 信號的情況下發(fā)生，而不是在每個所測試的信道的情況下發(fā)生。由于并行多路復用的最大 數目典型地在7到8的階次，因此給掃描序列增加的總時間小于2s。在幀持續(xù)時間可配置的情況下，可以通過識別下一 Pl符號來獲得幀同步。然后， 確認在P2符號中從Ll靜態(tài)信令檢測到的參數。在一個實施例中，第一 Pl用于信道估計，然后用于均衡第二 Pl。這重用了各個實 施例的基礎思想，但是實現不同。N指的是FFT大小。根據DVB-T2標準，給出Pl和P2符號，作為信令的初始掃描和傳輸的解決方案。根 據實施例，在高度頻率選擇性信道中，兩個Pl符號之間的差分調制可具有優(yōu)勢。如上所述，在初始掃描中使用Pl符號以便⑴檢測T2信號的存在；(2)估計頻率偏移；以及(3)檢測所使用的FFT大小。估計頻率偏移(以及在某種程度上檢測T2信號的 存在)的可能方法是使用頻域“梳子(comb)”，S卩，使用OFDM符號中的可用子載波的子集。 假設存在總共L個可用子載波(=在扣除保護帶情況下的FFT大小)。此外，假設針對這種 導頻/同步使用，每個第三子載波是可用的，因此將存在用于同步信號的廠=L^3J+ Hv 活動子載波。在數學上，可以利用比特序列P(O)，P(I)，K，P(L' -1)來表示所述梳子。這 里，比特P(k)說明，子載波號loWeSt+3*k是否含有二進制相移鍵控(BPSK)信號“0”指示 不含任何功率的子載波，并且“1”指示含有BPSK調制信號的子載波。該思想在于當操作 者使用信道頻率偏移時，相應地移位梳子。因而，在實現了定時同步和部分頻率同步之后， 接收機可執(zhí)行FFT，并且搜索整數頻率偏移。這里，接收機可以使用在假定的導頻載波(即， 所述梳子)處的接收功率，并找到頻率偏移，而無需解調偽隨機二進制序列。然后，通過與 被移位的梳子和所測量的子載波信號功率的相對良好匹配的存在，檢測正確的整數頻率偏 移(=子載波間隔的整數倍)。然后，通過對5個BPSK模式Sm(0)，Sm(l)，K，Sm(L' -1)(其 中m = 1，2，3，4或5)的選擇來指示(例如從5個選項中選擇的)FFT大小。頻率偏移(在對其分數部分進行調整之后)實際上是向下標增加恒定偏移η。然
后，求和5(…=+ 計算了在梳子及其移位版本之間的沖突數，并且S(O)=
A=O
N等于梳子中的子載波的數目N。為了起到作用的整數頻率偏移的檢測，相比于正確的匹配 N，沖突計數S(η)，η興0應當要小。理想地，Pl信號的結構應當是這樣的，即其同樣支持其它檢測方法，從而向硬件設 計者提供選項自由度。針對與檢測Pi信號的存在有關的問題的另一方法是基于時域相關。
為了同樣支持該備選方法，實際信號j[f + (η + 3Α:)Δ/]0應當具有
k=Q
良好的互相關特性-不僅對于m個不同值，而且對于(m，η)對的不同值，即，對于(FFT大 小，頻率偏移)組合的不同值。信號集合所需的其它特性是合理的時域自相關特性和合理的峰值平均功率比 (PAPR)特性。理想地，還應當可能在不借助于大查詢表的情況下快速和高效地重新生成梳 子和BPSK序列。實施例針對的是1)限于每個第三子載波的梳子；以及2)這樣的梳子，即該梳子 含有大約一半的其余子載波，從而使得活動子載波的數目N應當大約是L/6。在這些適當的 假設下，長度為Γ = |_丄/3」+ 1的較短梳子模式/序列是感興趣的。根據實施例，可以使用適當長度的二進制m序列來生成梳子，并使用相同m序列的 所選循環(huán)移位(現在被解譯為與0/1形成對比的+1/-1)來生成5個BPSK模式。指定了六個比特模式，每個比特模式包括!·個比特，并非全為零，隨后其稱為種 子。然后，通過應用由級數為r的本原多項式所確定的遞推公式，將這些種子擴展成長度 為Z-I的序列。要注意，應用相同的遞推公式來形成6個序列中的每個序列。挑選序列之 一來確定梳子，并且其它5個通過將“0”重新解譯成+1以及將“1”重新解譯成-1來確定 BPSK模式。理想地，那么L' =2〔1。還可以使用不同的應用情況以及用于構成梳子的備 選方法。
在DVB-T2的具體使用情況下，L =1531個子載波，因此L' = 511 = 29_l，r = 9，并 且可以使用本原反饋多項式l+x4+x9。這些種子的示例性集合包括用于梳子的100000000， 以及用于 5 個 BPSK 模式的 000110101，110001100，101111101，101101111，111100111 (全 被解譯為+/-Is)。通過重復應用遞推公式P (k) = P(k-4)+P(k-9) (mod 2)以及Sm(k)= Sm(k-4)*Sm(k-9)(其中 k = 9，10，...，510)，將這些擴展成序列 P 和 Sm，其中 m= 1,2,3,4 和5。在選擇種子時的設計準則在于當所得到的序列是彼此的循環(huán)移位時，所采用的 從一個序列到另一個序列的移位量應當要相對大。類似地，可以這樣設計種子，即，其中一 個種子不能夠按照短(例如小于45個位置)的循環(huán)移位根據梳子序列和另一序列的逐比 特XOR(異或)來產生。如果可用載波L’的數目不具有2〔1的形式，但是仍然相對地接近于這樣的數，那 么可以通過從m序列的尾端截斷小的區(qū)段來縮短梳子和序列，或者，可以通過在相對短的 時間循環(huán)地重復模式來擴展該模式。在以上示例中，可以通過循環(huán)地將梳子模式以及BPSK 序列移位一個位置，將子載波的數目從1531減少到1507。為此，可以通過應用一次遞推關 系，將9比特種子擴展成10比特。此后，可省去第一比特，從而產生9比特種子。因而，代 替以上建議，可以使用用于梳子的種子000000001，以及用于BPSK序列的種子001101010， 100011000，011111010，011011110，111001111。然后，梳子將開始于8個零，即24個空子載 波，并且將Pl信號縮窄到1507個連續(xù)載波。觀察到可用帶寬所扮演的角色并不十分重要， 因為在較窄的頻帶(例如5MHz)應用中，子載波之間的間隔也較窄，并且仍然存在空間用于 大致上相同數目的子載波。生成頻域梳子的備選方法是使用本領域已知的二次剩余序列(=QR序列)。所 得到的梳子共享在移位版本與基于m序列的梳子之間的沖突統(tǒng)計。該備選方法具有以下優(yōu) 點QR序列的長度是以4為模結果等于3的質數ρ。因而，當使用QR序列時，可用長度的集 合更加靈活。這里，還可使用相同序列的循環(huán)移位版本來構成BPSK序列。然而，在運行中 生成相對長的QR序列在計算上更加費力，并且在實踐中可能必須使用相對大的查詢表。根據至少一個實施例，所提議的5個Pl信號是
示頻率偏移的整數部分。將其計數為子載波間隔的倍數，從而在所提議的使用情況下，η = 士37，士75，士 112對應于士 1/6，士 1/3，士 1/2ΜΗζ的頻率偏移(要注意，較早地處理子載波 間隔的分數，而不管它們是這里的舍入誤差的結果還是接收機與發(fā)射機之間的時鐘差的結 果)。但是實際上，所提供的構造允許η的任意整數值，直到134。這里，P和Sm (其中m = 1，2，3，4和5)是上述長度為511的序列。這些信號占用了在1531個連續(xù)子載波范圍內的 256個子載波。對于同樣起作用的種子，存在各種其它的選項。例如，在不改變相關特性的情況 下，可以循環(huán)地將6個m序列中的每個m序列移位相同的量。當頻率偏移的整數部分η小 于3*45 = 135時，種子的示例值工作良好。在該范圍內，在序列的偏移版本之間保持低的 互相關性。計算機搜索揭示了具有同樣良好性能的其它種子集合。并未完全排除低相關性 的甚至略微更寬范圍的可能性，但是已知的是，如果η可以像3*51 = 153這樣大，則利用該方法將無法獲得低相關性范圍，而不管如何仔細地選擇種子。按照3的倍數的間隔允許相對快速地檢測頻率偏移的整數部分，因為在真實的梳 子和所測試的版本之間不存在沖突，除非所測試的和實際的整數偏移之間的差是3的倍 數。如果滿足該條件，那么沖突的數目是256，此時我們具有正確的偏移，并且沖突的數目在 范圍119... 128內，否則，即接近于128的最優(yōu)偽隨機中間點。對于具有類似結構(=限于 每個第三子載波)和密度(=總體來看，平均而言6個子載波中有一個是“活動的”)的隨 機生成的梳子，沖突的數目的期望范圍(相對于期望值具有+/_2標準偏離)從104到144， 所以，對m序列的使用通過在更窄范圍內帶來變化而對此有所改進。m序列的基礎代數結構幫助確保以該方式產生的幾乎所有序列都具有合理良好的 PAI^R特性(例外的情況是對于序列之一以及梳子使用了相同的種子)和合理良好的時域 自相關性。對種子的仔細挑選進一步幫助確保在各個序列的偏移版本之間良好的互相關特 性。事實上，非平凡(non-trivial)相關非常接近于零，這與達到32的+/-2SD級別的隨機 波動形成對比。圖23是根據一個或多個實施例在導頻序列及其頻率偏移版本之間的自/互相關 的示圖。圖24是圖23的示圖的放大版本，其示出了頻率偏移的低互相關范圍。圖25是根據至少一個實施例示出了第一 Pl信號的包絡幅度的示圖(在666MHz 的中心頻率以及4464Hz的載波間隔情況下計算的單個符號，在25MHz采樣以產生這些圖)。 選擇使得均方幅度等于一的標度。圖26是圖25的示圖的放大版本。圖25和圖26—起示出了該集合的合理PAPR 特性。在隨后的BPSK和Pl序列的討論中，F = GF(512)將指示具有512個元素的有限 域，并且g將是滿足等式l+g5+g9 = OWF的本原元素，因此，當指數i取得值i = 0，1，...， 510時，冪f經過F的非零元素。我們還注意到，那么g—1將是早先的反饋等式l+x4+x9 = 0 的根。令tr:F —GF(2)是跡函數。得到先前0/1值的m序列以及所有其循環(huán)移位為序列 ma(i) = tHagH)，其中 i = 1，2，K，511 并且 α 乒 0。我們寫成 e(x) = (_l)tr(x)和 ω = e2”/511。因而，我們可以選擇元素a e F和β J e F，j = 1，2，3，4，5，從而得到零和一的梳 子為 P ⑴=tr(agH) = (1-e (a gH))/2，并且得到 BPSK 序列為 Sj ⑴=e ( β ^-1)。因 而，由公式= (l-ehgDe^jgH)/^ 給出 Pl 序列。我們具有恒等式e(x 士 y) = e (χ) · e (y)以及求和
下稱為等式(1)或求和式(1))(其中，無論何時Y都為非零)，以及所謂的高斯求和
(以下稱為等式(2)或求和式(2))，其在Y和k都為非零時具有復 /=0
數絕對值Λ/^ ，并且在Y和k中有一個為零但不是都為零時小于該值。在此，我們記錄所提議的梳子對應于選項a = 1。讓我們考慮在模式P(k) = (11(0#))/2及其移位版本？&+11)之間的沖突的數 目，其中η指示移位量(至多Ll 12/3」=37)。如果我們在511的周期下循環(huán)地繼續(xù)該梳子 的模式，那么可以計算沖突的數目。標記變量X = gk，并采用通常的約定廣是域F中的非零元素的集合。然后，“沖突以511為?！钡臄的渴?因此，k+n通過以511為模來計算) 這里，第一總和為511。因為t<511，所以系數α，dgn，α (l+gn)是非零的，并且 等式(1)告訴我們其余的總和都等于-1(針對求和式中缺少e(o) = 1項的事實而調整)。 總之，我們得到被移位的梳子具有512/4= 128個沖突(在循環(huán)擴展梳子的情況下)。當我 們考慮由于求和k+n溢出> 511而導致的尾端效應時，我們看到關于沖突數目的預期下降。 在η = 1，2，3，4，6，7，8處，存在128個沖突，并且該數目隨著η的增加而近似線性地下降。 當η達到最大值37時，沖突數目為125。在偏移η = 36的情況下，達到最小值119個沖突。 因此，在該梳子的情況下，兩個偏移梳子之間的沖突數目將接近于128的理想中間點。我們可以計算兩個Pl序列的互相關為(在f域中，根據Parseval定理，不管是在
頻域中還是在時域中進行都沒有關系) 假設β Γ β j,為非零(換句話說，兩個序列不同)并且α + β」-β」，為非零(換句 話說，兩個序列并非逐比特互補)，那么求和式(1)告訴我們該互相關等于零。對此的實際 測試為對于要正交的該類型的兩個序列，它們的初始區(qū)段互不相同，并且它們的初始區(qū)段 的逐比特XOR與梳子P的初始區(qū)段不同。如在對于沖突數目的計算中，我們首先在f域中循環(huán)地擴展序列，計算在這樣的 信號擴展對之間的互相關性，并且或多或少地忽略短“尾”(其是少數偽隨機項的總和，并且 不會有太大作用)。因此，在Pi信號與另一Pi信號(相對于前者偏移t個位置)之間的 (f域)互相關為 (以下稱為等式⑶)。觀察到，這里索引j和j’可以相等，即，我們還對在序列及其偏移版本之間的相關 性感興趣。根據等式(1)，我們看到該主項為零，除非在方括號中的系數之一為零。當η在 零附近的范圍內取值時，我們剩下的目標是按照以下方式選擇系數βρΚ，β5:系數本身的 以g為基數的離散對數，以及求和α+βρΚ，α+β 5的以g為基數的離散對數，彼此間盡可 能的遠(循環(huán)地以511為模)。由于這里總共存在10個域元素，因此，在離散對數間的最小 分隔不能夠大于|_511/10」=51。在采樣結構的選項α =l = g°的情況下，小啟發(fā)式搜索給 出了上述討論中使用的集合= ^1 = g33，α+β1 = g181，β 2 = g135，α+β2 = g499，β 3 = g245， α + β 3 = g398，β 4 = g349，α+β4 = g85，β 5 = g445，α+β5 = g296。這里，離散對數形成列表 {33，135，245，349，445，181，499，398，85，296}_ 最初五個離散對數指定了元素 β 1； K，β 5， 而最后五個列出了元素α+β K，α+β5的離散對數。這里，45的最小循環(huán)分隔在499和33之間，如33-499+511 = 45。也具有45的最小循環(huán)分隔的離散對數的另一序列是{33， 135，233，339，447，181，499，388，286，80}。未知的是是否存在導致甚至更大循環(huán)分隔的選 項。由于3*45 = 135 (子載波分隔)大于112，因此這滿足了我們的目的。這些數目說明了圖23中的間隙。在任一方向上直到44的偏移并不存在匹配，所 以圖28中近零區(qū)域的寬度為2*44+1 = 89個載波。我們注意到，分隔45對應于在等式(3) 中具有減號的項。與具有加號的項相對應的最小循環(huán)分隔為96，并且這發(fā)生在(445，349) 對和(181，85)對之間。這說明了最靠近的旁瓣為何都是負的，而且還說明了在χ軸上方的 2*96+1 = 193個載波的較寬間隙。
510這里，我們示出了邊界S(Arj) = Ze(W)6^如何意味著所提議的信號的自相關
i=Q
性至少對于特定的離散集合時間位移來說保持在低水平。所提議的Pi信號的時域版本為
piy(0 = K^Ph(k)e2"(f+kAf)t，其中為了方便，我們可以將頻率偏移包括到f中，并且 k
令Δ f成為Pl信號的兩個可能載波之間的間隔(=2k OFDM符號的子載波間隔的3倍)。 假設我們具有小于保護間隔的時間誤差At。那么時域相關器看出
{Pljit^Pljit + At)) = K2 J Σ Σ ph (k)ph (k')e2K
period 眾 (以下稱為等式⑷)。這里，系數K和K’用于歸一化，并且含有功率提升以及來自DFT和積分的常數。該 項的絕對值因而僅取決于求和(在于標度)。假設At具有這樣的量級對于某些整數n， 乘積AfAt = η/511。也就是說，時間誤差是子載波的公共周期的1/511的整數倍。因此 我們可以寫成e2 Uf ‘μ) = ω14?？紤]到Plj(k+1) = (l_e( Cigk))/2僅取決于梳子的模 式(并且根本不取決于BPSK調制)的事實，我們看到，在時間誤差的這些值處，互相關等于 然后，等式(1)和(2)中的求和告訴我們(忘記乘數K”-其絕對值獨立于η)該 求和在n = 0時(即，在不存在任何定時誤差時)具有值256，并且在其它情況下具有絕對 值λ/^ΤΙ 22.6?？偟膩碚f利用我們的信號，存在著時間誤差的相對密集的離散集合，這 將導致自相關值大約在同步值以下10dB。雖然這并非決定性的，但是這高度地說明了我們 所提議的信號的自相關特性是相對好的。同樣，求和式⑴和⑵是我們估計的中心。當我們比較兩個不同的Pl信號Plj 和Plj,時，此時通往以上等式(4)和(5)的計算將得到 回想到我們有這樣的假設β」-β」，Φ α。如果這里η = 0，那么該求和通過等 式(1)評估為0，否則我們在這里具有兩個高斯求和，因此通過三角不等式，我們可以估計
。換句話說，在時間誤差的該離散集合處，互
相關性至少是在256*Κ”的完美匹配以下7db。同樣，求和式(2)允許我們在采樣時刻At = n/(511 Δ f)(對于所有而言η = 0， 1，. . .，510)給出包絡功率的相對精確的估計。我們得到 由于α Φ β」，因此我們在η = 0處得到零，并且通過關于高斯求和的等式⑵的 結果，按照絕對值符號的求和的上界為2VJII。因而，總的來說采樣的包絡功率最多為1。 這里，總信號能量為256，所以平均功率為·7256/2048 = l/V8。因而，以這樣的(Nyquist) 采樣速率，最大值與平均包絡功率比最多為。存在一般的界限，其告訴我們在最壞的情 況下，連續(xù)峰值平均包絡功率比最多會是(21η(511) +1.132+ 4/51(實際上很有可 能好得相當多)。如上所述，根據各個實施例，可以通過使用特定的同步信號或特別設計的符號來 實現OFDM信號的相對快速的識別和同步。例如，在使用相對稀疏分配的載波(例如，每個第 三位置被允許，如上所述)的特定結構的情況下，Pl符號可以被定義為預定的例如2k OFDM符號。該方法的潛在問題在于在特定的多徑條件下，同步符號的能量可以被顯著降低， 特別是在所選擇的活動載波上。例如，如果存在具有OdB強度的兩徑信道，并且在OFDM符 號長度(無保護間隔情況下的有用部分)的1/3的延遲的情況下，那么每個第三載波會被 顯著地刪除。在特有的不合宜的相移情況下，這些刪除可能發(fā)生在所選擇的活動載波位置 上。刪除將是部分的，但是仍然會是潛在有害的。另一潛在的問題是連續(xù)波干擾。同樣，這對上述方法來說也將是難以處理的。過去已經使用了用于同步符號的其它方法，例如，具有已知波形(如正弦曲線)的 較長序列或偽隨機碼。這樣的方法的主要缺點在于它們通常使用相當長的時間周期，因此 相對低效。數據容量被降低。此外，在移動信道中，短訓練/同步周期是有益的。那么，在 同步符號期間，信道可以保持大致恒定，這增加了同步檢測性能。實施例使用在頻域中定義良好的相當短的符號(如在DVB情況下的2k或Ik符 號)，包括了在偽隨機位置中稀疏分布的載波，且具有相對穩(wěn)健的調制(如二進制相移鍵控 (BPSK)或四相相移鍵控(QPSK))。此外，實施例可以使用兩個連續(xù)的短OFDM符號，它們都 攜帶稀疏的活動(“導頻”)載波，且第二符號使得活動載波位置在頻率上移位預定的量。 出于實現的原因，在一個實施例中，該移位可以是OFDM符號的一個載波間隔。實施例采用 了以下事實的優(yōu)點只有從規(guī)則結構(每個第二、每個第三，等等)中取得的載波位置是被 允許的?；顒虞d波被(偽)隨機地分布在那些位置上。這導致了在時域中的規(guī)則結構(已 知的快速傅立葉變換(FFT)采樣特性)如果每個第η載波位置被允許，則這些位置可以具 有或者可以不具有活動載波(其它載波為零)，那么在時域中，OFDM符號將具有η個相同的 連續(xù)部分。圖27示出了根據實施例的2k符號(Pl)符號的示例，其具有長度Tu224 μ s，并且具有長度為Tg的保護間隔(其是有用符號長度Tu的1/4)。圖27中未示出的Ts指的是OFDM 符號長度=Tu+Tg。從每個第三柵格取得載波位置，導致在有用信號部分中具有3的周期 性。圖27中所示的周期性可用于高效地和可靠地檢測信號。接收機可以采用在循環(huán) 一與二之間的相關性，以便檢測信號存在。要注意，在攜帶OFDM符號的正常數據中，這些相 關性會是小的-接近于零?？梢酝ㄟ^取得多個同時的相關性(例如，另外取得在循環(huán)一與 循環(huán)三之間的相關性)來增加檢測穩(wěn)健性。為了附加的可靠性，還可以增加在循環(huán)2與循 環(huán)3之間的相關性。早先的解決方案傾向于依賴保護間隔相關(GIC)，因為在保護間隔(循環(huán)前綴)中 的數據與有用符號的尾端(在以上示例中是循環(huán)3的尾端)的數據相同。但是，根據實施 例，更多的信號能量在相關中是可用的，并且在對干擾和噪聲給出了容限的信號的各個部 分上，可以使用若干個同時的相關。此外，還可以實現在保護間隔與η個部分中的任何一個 部分之間的相關。在另一方面，可以在同步符號中包括對信息的特定攜帶。一種可能是在OFDM符號 中使用已知的BPSK(或QPSK)序列。所述序列可以是含有幾個序列的序列集合中的一個序 列。對于第一和第二脈沖，這些序列可以是相同的或是不同的。在接收機中將這些序列與 已知序列進行相關，以便確定所發(fā)送的是哪一個序列，并且因此可以攜帶若干比特的信息。 例如，如果BPSK可能的序列組合的數目為8，那么可以攜帶3個比特。修改在于可以將符號1中的序列用作參考。所以，在第一導頻符號(Pla)中的序 列對于接收機來說是提前知道的。那么，第二導頻符號可以具有(比如說)m個可能的序列。 將符號Pla中的序列用作對符號Plb的大致信道估計。接收機基于其從第一符號得到的相 位信息來判定在Plb中所發(fā)送的是哪個序列。同樣，傳送ld(m) ( BP, Iog2(m))個比特。進一步的修改在于可以使用差分調制來對序列Plb中的信息進行編碼，從而通 過與Pla中的序列中的對應載波位置上的相位值相比的相位差來給出序列Plb中的編碼 值。典型地，在差分二進制相移鍵控(DBPSK)中，該相位差為O或180度。也可以使用差分 四相相移鍵控(DQPSK)。根據實施例，接收機可以利用從稀疏子采樣得到的周期性。接收機可以在所接收 到的脈沖的若干(例如兩個或更多個)子部分中進行頻率平移，如在下文較為詳細討論的。根據實施例，發(fā)射機可以在發(fā)射信號中包括同步信號。一個有益的實現形式是同 步信號具有使用固定大小的FFT(例如在DVB-T2/H2中為Ik)的確定形式。攜帶了在同步 符號(也可能存在某些其它的同步信號)之后的OFDM符號的數據可以采用不同的形式，其 具有不同的FFT大小、符號長度、保護間隔(GI)、調制等。稍后將描述同步符號的這一優(yōu)選 結構。其次，接收機可以按照各種方式來使用同步符號的特性。還將描述一些新式的接收 機算法。同步符號Pl的穩(wěn)健性可通過將其分成兩個部分Pla和Plb來增加，其中，這兩個 部分是具有相對小的保護間隔(GI)(如1/16)或者甚至沒有任何GI的Ik FFT符號。短的 保護間隔是足夠的，因為在任意情況下，檢測都必須基于Pl的穩(wěn)健性，并且我們無法用足 夠長的GI來避免符號間干擾(ISI)。但是，Pl中的載波提升對此進行了抵消。提升源自 于以下事實使用了僅相對少數目的活動載波。在一個實施例中，適當的值可以是平均來說，使用每個第6載波。對于Ik FFT，這將意味著在128個偽隨機定位的活動載波的階次 上。可以從允許每個第η載波位置的柵格中取得這些活動載波，其中η是相對小的數(例 如2，3，4，5等)。其余的載波可以具有零值。圖28根據實施例示出了具有兩個連續(xù)OFDM符號(Pla和Plb)的同步符號Ρ1，其 中所述兩個連續(xù)OFDM符號(Pla和Plb)具有相同的FFT大小。在圖28中，活動載波位置 通過寬實線繪出。如圖28所示，相對于Pla中的活動載波位置，將Plb中的活動載波位置 在頻率上進行移位。圖28中的窄實水平線代表FFT符號的被允許的載波位置，并且虛水平 線代表被禁止的載波位置。將第二部分(Plb)的活動載波的位置在頻率上移位特定的量，在一個實施例中， 是相比于第一部分Pla移位一個載波位置。這將給出以下好處當來自Pla(由于多徑傳 播)的溢出信號可能落到Plb中未使用的載波位置時，不會有從Pla到Plb的干擾。在圖 28中標記了載波位置1-5。載波位置1，3，5...被稱為奇數編號的載波位置，并且載波位置 2,4,6...被稱為偶數編號的載波位置?，F在將提供使用DVB-T2/H2的示例的幾個實施例。在第一示例中，出于穩(wěn)健性原 因，Pla的結構可以是1k FFT，GI長度Tg= l/16*Tu(對應于64個采樣)。用于128個載 波的基本柵格為1/2，非均勻偽隨機模式，活動載波將具有偽隨機BPSK編碼平均1/6 (例如 僅使用偶數載波)。Plb可以在別的情況中類似，但是位置被移位1 (即，僅使用奇數載波位 置)。BPSK序列可以與Pla中的相同或者不同。各個不相關的BPSK序列可以用于指示例 如稍后到來的數據符號的FFT大小或某些其它的可用參數。此外，在另一方面，可以選擇Pla和Plb中的BPSK序列，從而使得在第一符號Pla 中的序列將保持相同(并且對于接收機是已知的)?？梢詫㈩~外的信息編碼到對于第二符 號Plb的BPSK序列的選擇中。然后，第一符號中的活動載波充當用于第二符號的導頻值。 由于假設符號長度相對于信道變化來說是短的，因此可以假設信道在第二符號的時間上保 持大致不變。此外，當頻率移位是一個載波間隔(或者某個其它的小數目)時，信道相位可 以從Pla到Plb (在對應位置上)改變相對小的量。所以對于BPSK信號來說，相位信息將 足夠靠近從而進行相當可靠的檢測(因為這是基于在128個載波上的相關)。在第二 DVB-T2/H2示例中，當由于活動載波提升(平均功率可以與在實際的數據 符號中的相同)而使得同步符號Pl穩(wěn)健時，可以省略保護間隔。因此，可以使用以下結構 Pla :1k FFT,0GI, 128個活動載波，偽隨機定位，僅使用偶數載波位置，由隨機序列調制的 BPSK。Plb 與Pla相同，但是，將活動載波位置在頻率上向上或向下移位一個載波頻率間 隔，即，僅使用奇數載波位置(如果Pla使用偶數載波位置的話)?？梢詫祿柕腇FT 大小信息編碼到對于BPSK序列的選擇中。可能存在例如5或6個不同的序列，它們應當彼 此最大地有所不同。可以使用正常編碼推理(最大化序列之間的漢明距離)來實現對這些 序列的定義。在第三DVB-T2/H2示例中，脈沖結構與第二示例中的相同，但是在兩個部分Pla和 Plb中使用短的保護間隔(如1/16)?，F在將討論根據實施例的接收機算法。如上所述，Pl的脈沖結構有助于各個檢測 算法?？梢詮倪@樣的脈沖結構中提取至少以下信息DVB-T2/H2(或任何其它定義的系統(tǒng)) 信號的存在。由于信號具有時域(在η的周期性下)和頻域(由于已知的BPSK序列)中的唯一特征，因此能夠可靠地檢測導頻符號，且具有相對低的錯誤檢測概率?？色@得對信號的粗糙定時。Pl的相關特性給出了用于正確定時的良好候選項。多 個相關和/或在相關中利用大部分信號能量使這變得可靠?？色@得對多徑信道延遲分布情況的估計。時間相關特性還給出了多徑信道的大致 結構。特別對于SFN網絡來說，這可以用于估計在多徑分布情況中延遲極限的差(在定位 FFT窗口位置用于檢測有用數據時是有益的)?？色@得對信號的頻率偏移的估計。這基于第一符號Pla和/或第二符號Plb上的 FFT0舉例來說，將載波上的接收功率與已知的活動載波位置進行相關，可以對偏移進行求解?？梢詡魉捅痪幋a到對BPSK序列的選擇中的少量信息(如上所述的兩個方法)。例 如，可以用信號通知在幀中的有用數據符號的FFT大小。對于檢測，可以使用半符號相關，并且優(yōu)選地，同時用于Pla和Plb?？梢酝ㄟ^在Pla和/或Plb上采用Ik FFT (Plb可用于額外的穩(wěn)健性)來對載波 偏移進行求解。與已知的候選BPSK模式的相關可以對有用數據的FFT大小進行求解。對于SFN，例如，Ik符號長度的1/2的延遲值可以造成對符號Pla的部分消除。然 而，在這種情況下，符號Plb不會受影響(延遲的分量建設性地增加)。從原理上看，對于每 個Ik載波(對于連續(xù)正弦曲線)，1符號長度的延遲值可以造成空值，不過這在延遲的干擾 將落在有用符號周期的外部時會是有害的。所以，結果是延遲值不會造成明顯的問題?，F在將討論示例性接收機算法的各個方面。對于上述第二和第三示例的特定情 況，值得注意的是Plb是Pla的變換版本。因此，如果接收機使得脈沖Plb在頻率上平移已 知的量，那么Pla和Plb會是相同的。這將意味著在Plb的頻率平移版本(甚至包括保護 間隔)和Pla上具有相關性。這可能有益地抵消了某些干擾，如在一個頻率上的CW干擾。 頻率平移將意味著可以實際上將這樣的干擾分成頻率不同的兩個部分。然后，這些信號的 相關性將接近于零，并且能夠在沒有來自干擾的顯著影響下可靠地檢測Pl。示例性的可能的接收機算法的另一方面工作在如上的示例2和示例3的情況下， 其中，Pla和Plb中的BPSK (或QPSK)序列相同。圖29示出了根據實施例的Pl的示例，其中，符號Pla和Plb分別被細分成兩個 部分。假設被允許的載波位置取自每個第二的柵格(例如，對于Pla的偶數載波編號和對 于Plb的奇數編號)，符號的有用部分包括兩個相同的部分(即，Plal和Pla2，并且對應 地，P2al和P2a2)。現在，接收機可以取得Pla和Plb的混合部分的相關性(參見圖30)。 出于相關的目的，橫跨由Pl的總長度所覆蓋的時間間隔的操作可得到以下布置屬于包括 保護間隔GIl和Plal的第一周期的采樣(對于第三示例，這將意味著64+512 = 576個采 樣)將保持它們實際的樣子；屬于第二周期(Pla2)的采樣將被進行頻率平移，即，將每個 采樣與eXp(j2Jil/N)相乘，其中N是FFT大小(在該例中為1024)，并且i是采樣的索引 (576. . . 1087)，這將實現一個載波間隔的期望頻率移位。通過將屬于包括保護間隔GI2和 Plbl的第二脈沖的第一部分的采樣與exp H2 π 1/N)相乘(其中i的游程從0到575)，使 得這些采樣在頻率上平移到相反方向。屬于Plb2的采樣保持它們實際的樣子?，F在，通過將對應于Plb部分的經修改的采樣的復共軛與對應于Pla部分的經修 改的采樣相乘來形成相關。將逐對的相乘結果相加在一起，并且獲得相關結果。當計算周期(在該例中是2174個采樣長)落在所接收的Pl上時，結果將被最大化。圖30是根據實施例的接收機的相關器部分的示意圖。標記為GIl_Plb2的框代表 OFDM信號幀的所接收的Pl符號。將數據饋送到緩沖存儲器中，并且在每個到來的采樣時間 處進行逐對的乘法和加法。圖30中的“*”代表復共軛。表達式“Exp (j ω t) ”和“Exp (_j ω t) ” 分別表示在頻率上向上和向下平移。圖31是根據實施例的接收機的相關器部分的示意圖。該布置導致窄相關峰。逐 對相關部分不同于圖30的實施例中的部分。但是，工作原理和操作大致相同。在圖31的 布置中的相關中不使用保護間隔。同樣，表達式“Exp (j ω t)，，和“Exp (-j ω t)，，分別表示在 頻率上向上和向下平移。在圖31的布置中，在相關中不使用保護間隔，這使得緩沖存儲器略短。顯著地，被 逐對相關的符號部分一方面是Plal與Plb2，另一方面是Pla2與Plbl。可以示出，這將導致 比圖30的布置更窄的相關峰。圖31的實施例的缺點在于沒有使用保護間隔的能量。因 此，有益的是使得GI顯著短于符號長度，或者甚至使用零GI。圖30和圖31的實施例產生以下結果對Pla和Plb的修改(平移)是對稱的(頻 率上移和下移)，這可能有助于在處理中刪除小的相等誤差；修改發(fā)生在(大約)符號長度 間隔的一半處，這有助于“擾亂”可能的連續(xù)波(CW)、多徑，以及相關中的其它干擾；整個脈 沖能量被利用-還有圖30的實施例中的保護間隔；以及相關峰會相當的窄(僅大約一半的 寬度，如果Pla和Plb會按照以下方式相關的話頻率平移僅發(fā)生在Plb (或Pla)中)。圖32示出了根據實施例的檢測序列的步驟。在根據上述第三示例的處理信號的 環(huán)境中提供圖32。如在3202所示，在對應于符號Pla的長度的周期上采取相關。通過以下方式來校 正在延遲為Ts ( = Pla的長度)情況下所取得的采樣將這些采樣與復數系數exp ("j ω t) 相乘，其中ω是OFDM符號載波之間的頻率差(=1/Tu)。如在3204所示，將以上相關結果與近來的相關結果的滑動平均值進行比較。當以上比較結果超過所設置的門限值時，作出關于Pl存在的判定，并且遵循從 3206的“是”分支。否則，如在3216所示，結束對于相關周期的處理。如在3208所示，接收機確定相關性的本地最大位置，并且基于本地最大位置來確 定Pl符號的開始。如在3210所示，接收機在信號的Pla部分上采用Ik FFT0如在3212所示，接收機在頻域中對BPSK序列的各個位置進行相關。相關最大值 給出了在FFT域中的頻率分割(frequency grid)的位置，其可用于解出在接收機載波頻率 和額定頻率之間的差(載波偏移)。使得相關性最大化的序列指示了實際數據符號的FFT 大小。如在3214所示，為了檢測隨后的符號而校正可能的頻率偏移，并且如在3214所 示，然后結束對相關周期的處理。根據實施例，由于Pla和Plb這兩個部分會被同時刪除的可能性不大，因此增加了 相對于多徑衰落的容限。當接收機中的檢測是基于使用Pla和Plb這二者的相關結果時， 至少一個結果將顯著大于僅與噪聲或隨機數據進行相關。此外，由于對載波位置的稀疏使用所導致的Pl的周期性，接收機可以使得其關于Pl信號的存在的判定基于在信號的周期性部分上的相關性。該周期性增加了所使用的信號 功率(因為實際上，在檢測中可以使用整個信號能量)，并且還增加了變化(多樣化)，因為 可以使用時域中的信號的不同部分，給出各種相關結果。這些相關結果在干擾(或不期望 的信號)內容方面有所不同，并且可用于作出更多可靠的判定。本發(fā)明的一個或多個方面可以體現在可由一個或多個計算機或其它設備執(zhí)行的 計算機可執(zhí)行指令中，例如在一個或多個程序模塊中。通常，程序模塊包括例程、程序、對 象、組件、數據結構等，當由計算機或其它設備中的處理器執(zhí)行時，它們執(zhí)行特定的任務或 實現特定的抽象數據類型。計算機可執(zhí)行指令可存儲在計算機可讀介質上，例如硬盤、光 盤、可移動存儲介質、固態(tài)存儲器、RAM等。如本領域技術人員可理解的，在各個實施例中， 程序模塊的功能性可根據期望而被組合或分布。此外，功能性可以整體地或部分地體現在 固件或硬件等同物中，例如集成電路、現場可編程門陣列(FPGA)、專用集成電路(ASIC)等。實施例包括這里明顯公開的任何新穎性特征或特征組合或其任意概括。雖然參照 特定示例(其包括執(zhí)行本發(fā)明的目前優(yōu)選模式)描述了實施例，但是本領域技術人員將理 解存在對上述系統(tǒng)和技術的各種變形和置換。因而，應當按照所附權利要求中所闡述的廣 泛地解釋本發(fā)明的精神和范圍。
權利要求
一種方法，其包括傳送具有快速傅立葉變換大小和多個載波頻率的第一正交頻分多路復用導頻符號，所述多個載波頻率包括第一多個被允許的載波頻率和第一多個被禁止的載波頻率，其中，所述第一多個被允許的載波頻率包括第一多個活動載波頻率；以及傳送具有所述快速傅立葉變換大小和所述多個載波頻率的第二正交頻分多路復用導頻符號，其中，所述多個載波頻率包括第二多個被允許的載波頻率和第二多個被禁止的載波頻率，其中，所述第二多個被允許的載波頻率包括第二多個活動載波頻率，其中，所述第二多個被允許的載波頻率相對于所述第一多個被允許的載波頻率被移位預定頻率，所述第二多個被禁止的載波頻率相對于所述第一多個被禁止的載波頻率被移位所述預定頻率，并且所述第二多個活動載波頻率相對于所述第一多個活動載波頻率被移位所述預定頻率。
2.根據權利要求1所述的方法，其中，所述預定頻率是相鄰載波頻率之間的頻率差的 倍數。
3.根據權利要求1所述的方法，其中，所述快速傅立葉變換大小是1024個采樣。
4.根據權利要求3所述的方法，其中，所述第一和第二正交頻分多路復用導頻符號具 有保護間隔持續(xù)時間，所述保護間隔持續(xù)時間是有用符號周期的持續(xù)時間的一部分。
5.根據權利要求1所述的方法，其中，所述第一和第二正交頻分多路復用導頻符號不 具有保護間隔。
6.根據權利要求1所述的方法，其中，所述第一多個被允許的載波頻率占用的載波位 置是偶數編號的位置或奇數編號的位置，并且如果所述第一多個被允許的載波頻率占用偶 數編號的位置，那么所述第一多個被禁止的載波頻率占用奇數編號的位置，以及如果所述 第一多個被允許的載波頻率占用奇數編號的位置，那么所述第一多個被禁止的載波頻率占 用偶數編號的位置。
7.根據權利要求6所述的方法，其中，如果所述第一多個被允許的載波頻率占用偶數 編號的位置，那么所述第二多個被允許的載波頻率占用奇數編號的位置，并且如果所述第 一多個被允許的載波頻率占用奇數編號的位置，那么所述第二多個被允許的載波頻率占用 偶數編號的位置。
8.根據權利要求7所述的方法，其中，如果所述第二多個被允許的載波頻率占用偶數 編號的位置，那么所述第二多個被禁止的載波頻率占用奇數編號的位置；以及如果所述第 二多個被允許的載波頻率占用奇數編號的位置，那么所述第二多個被禁止的載波頻率占用 偶數編號的位置。
9.一種裝置，其包括處理器和存儲器，所述存儲器含有可執(zhí)行指令，當由所述處理器執(zhí) 行時實現以下操作傳送具有快速傅立葉變換大小和多個載波頻率的第一正交頻分多路復用導頻符號，所 述多個載波頻率包括第一多個被允許的載波頻率和第一多個被禁止的載波頻率，其中，所 述第一多個被允許的載波頻率包括第一多個活動載波頻率；以及傳送具有所述快速傅立葉變換大小和所述多個載波頻率的第二正交頻分多路復用導 頻符號，其中，所述多個載波頻率包括第二多個被允許的載波頻率和第二多個被禁止的載 波頻率，其中，所述第二多個被允許的載波頻率包括第二多個活動載波頻率，其中，所述第 二多個被允許的載波頻率相對于所述第一多個被允許的載波頻率被移位預定頻率，所述第二多個被禁止的載波頻率相對于所述第一多個被禁止的載波頻率被移位所述預定頻率，并 且所述第二多個活動載波頻率相對于所述第一多個活動載波頻率被移位所述預定頻率。
10.根據權利要求9所述的裝置，其中，所述預定頻率是相鄰載波頻率之間的頻率差的 倍數。
11.根據權利要求9所述的裝置，其中，所述快速傅立葉變換大小是1024個采樣。
12.根據權利要求11所述的裝置，其中，所述第一和第二正交頻分多路復用導頻符號 具有保護間隔持續(xù)時間，所述保護間隔持續(xù)時間是有用符號周期的持續(xù)時間的一部分。
13.根據權利要求9所述的裝置，其中，所述第一多個被允許的載波頻率占用的載波位 置是偶數編號的位置或奇數編號的位置，并且如果所述第一多個被允許的載波頻率占用偶 數編號的位置，那么所述第一多個被禁止的載波頻率占用奇數編號的位置，以及如果所述 第一多個被允許的載波頻率占用奇數編號的位置，那么所述第一多個被禁止的載波頻率占 用偶數編號的位置。
14.根據權利要求13所述的裝置，其中，如果所述第一多個被允許的載波頻率占用偶 數編號的位置，那么所述第二多個被允許的載波頻率占用奇數編號的位置，并且如果所述 第一多個被允許的載波頻率占用奇數編號的位置，那么所述第二多個被允許的載波頻率占 用偶數編號的位置。
15.根據權利要求14所述的裝置，其中，如果所述第二多個被允許的載波頻率占用偶 數編號的位置，那么所述第二多個被禁止的載波頻率占用奇數編號的位置；以及如果所述 第二多個被允許的載波頻率占用奇數編號的位置，那么所述第二多個被禁止的載波頻率占 用偶數編號的位置。
16.一種方法，其包括接收第一正交頻分多路復用導頻符號；接收第二正交頻分多路復用導頻符號；在第一方向上，將所述第一正交頻分多路復用導頻符號的一部分進行一個載波間隔的 頻率平移；在與所述第一方向相反的第二方向上，將所述第二正交頻分多路復用導頻符號的一部 分進行一個載波間隔的頻率平移；以及通過以下方式來形成相關將所述第一正交頻分多路復用導頻符號的頻率平移部分與 所述第二正交頻分多路復用導頻符號中并未進行頻率平移的一部分的復共軛進行相乘，將 所述第二正交頻分多路復用導頻符號的頻率平移部分與所述第一正交頻分多路復用導頻 符號中并未進行頻率平移的一部分的復共軛進行相乘，以及將乘法結果進行求和。
17.根據權利要求16所述的方法，其中，將所述第一正交頻分多路復用導頻符號 的一部分進行頻率平移是通過以下方式實現的使得被平移的所述部分的每個采樣與 θχρΗ2π /Ν)相乘，其中N是所述第一正交頻分多路復用導頻符號的快速傅立葉變換大 小，并且i是所述采樣的索引。
18.根據權利要求17所述的方法，其中，將所述第一正交頻分多路復用導頻符號的一 部分進行頻率平移是通過以下方式實現的使得所述第一正交頻分多路復用導頻符號的保 護間隔的每個采樣與exp(-j2 π i/N)相乘。
19.根據權利要求16所述的方法，其中，將所述第二正交頻分多路復用導頻符號的一部分進行頻率平移是通過以下方式實現的使得被平移的所述部分的每個采樣與 θχΡα2π /Ν)相乘，其中N是所述第二正交頻分多路復用導頻符號的快速傅立葉變換大 小，并且i是所述采樣的索引。
20.根據權利要求19所述的方法，其中，將所述第二正交頻分多路復用導頻符號的一 部分進行頻率平移是通過以下方式實現的使得所述第二正交頻分多路復用導頻符號的保 護間隔的每個采樣與exp(j2 π i/N)相乘。
21.一種裝置，其包括處理器和存儲器，所述存儲器含有可執(zhí)行指令，當由所述處理器 執(zhí)行時實現以下操作接收第一正交頻分多路復用導頻符號；接收第二正交頻分多路復用導頻符號；在第一方向上，將所述第一正交頻分多路復用導頻符號的一部分進行一個載波間隔的 頻率平移；在與所述第一方向相反的第二方向上，將所述第二正交頻分多路復用導頻符號的一部 分進行一個載波間隔的頻率平移；以及通過以下方式來形成相關將所述第一正交頻分多路復用導頻符號的頻率平移部分與 所述第二正交頻分多路復用導頻符號中并未進行頻率平移的一部分的復共軛進行相乘，將 所述第二正交頻分多路復用導頻符號的頻率平移部分與所述第一正交頻分多路復用導頻 符號中并未進行頻率平移的一部分的復共軛進行相乘，以及將乘法結果進行求和。
22.根據權利要求21所述的裝置，其中，將所述第一正交頻分多路復用導頻符號 的一部分進行頻率平移是通過以下方式實現的使得被平移的所述部分的每個采樣與 θχρΗ2π /Ν)相乘，其中N是所述第一正交頻分多路復用導頻符號的快速傅立葉變換大 小，并且i是所述采樣的索引。
23.根據權利要求22所述的裝置，其中，將所述第一正交頻分多路復用導頻符號的一 部分進行頻率平移是通過以下方式實現的使得所述第一正交頻分多路復用導頻符號的保 護間隔的每個采樣與exp(_j2 π i/N)相乘。
24.根據權利要求21所述的裝置，其中，將所述第二正交頻分多路復用導頻符號 的一部分進行頻率平移是通過以下方式實現的使得被平移的所述部分的每個采樣與 θχΡα2π /Ν)相乘，其中N是所述第二正交頻分多路復用導頻符號的快速傅立葉變換大 小，并且i是所述采樣的索引。
25.根據權利要求24所述的裝置，其中，將所述第二正交頻分多路復用導頻符號的一 部分進行頻率平移是通過以下方式實現的使得所述第二正交頻分多路復用導頻符號的保 護間隔的每個采樣與exp(j2 π i/N)相乘。
全文摘要
實施例涉及第一和第二OFDM導頻符號。第一和第二導頻符號分別具有被允許的、被禁止的和活動的載波頻率的第一和第二集合。通過將相應的第一集合進行預定頻率的頻移來形成載波頻率的第二集合。一種接收方法，其在第一方向上，將第一接收的導頻符號的一部分進行一個載波間隔的頻率平移，在與所述第一方向相反的第二方向上，將第二接收的導頻符號的一部分進行一個載波間隔的頻率平移，以及通過以下方式來形成相關將第一和第二導頻符號的頻率平移部分與所述導頻符號中并未進行頻率平移的部分的復共軛進行相乘，以及將乘法結果進行求和。
文檔編號H04L5/00GK101884202SQ200880118823
公開日2010年11月10日 申請日期2008年10月17日 優(yōu)先權日2007年11月2日
發(fā)明者J·A·亨里克松, J·韋斯瑪, M·圖帕拉 申請人:諾基亞公司