本發(fā)明涉及MIMO領(lǐng)域，具體地，涉及一種利用預(yù)編碼解相關(guān)進(jìn)行開環(huán)空間復(fù)用的方法。

背景技術(shù)：
單頻網(wǎng)絡(luò)(SFN)操作可以用于從多個(gè)小區(qū)使用OFDM傳輸?shù)膹V播/多播通信，在周期性的前綴長度內(nèi)具有定時(shí)誤差。在存在SFN操作時(shí)，廣播SINR對(duì)于較小的小區(qū)配置可以非常高。所期待的是LTE系統(tǒng)將采用某種形式的MIMO技術(shù)用于單播通信。當(dāng)多發(fā)射和接收天線以及多發(fā)射和接收鏈?zhǔn)强捎玫臅r(shí)，對(duì)于E-MBMS也采用MIMO的好處是合乎邏輯的。然而，單播和廣播之間的關(guān)鍵差別在于只有“開環(huán)”MIMO技術(shù)能用于E-MBMS。這包括某種形式的發(fā)射分集或者多個(gè)流的“開環(huán)”空間復(fù)用。但是對(duì)于開環(huán)空間復(fù)用，它對(duì)于相關(guān)信道中的多播具有嚴(yán)格的限制。當(dāng)UE非?？拷粋€(gè)eNB時(shí)，從該基站接收到的功率比從其他基站接收到的功率強(qiáng)得多。另外，該eNB兩個(gè)發(fā)射天線都具有到達(dá)UE接收機(jī)天線的直接路徑，所述信道是典型的Rician或是說視線(LOS)信道。在這種情況下，信道響應(yīng)矢量是強(qiáng)相關(guān)性的。因?yàn)槭情_環(huán)空間復(fù)用，不可以基于反饋信息獲得來自發(fā)射機(jī)的正交補(bǔ)償。結(jié)果是UE不再能對(duì)這兩個(gè)符號(hào)進(jìn)行解復(fù)用。存在幾種可以改善LOS用戶性能的方案。第一種方案并且是最簡單的方案在不同的極化下發(fā)射不同的流。因此，雙極化(crosspolarized)的UE接收天線將能夠容易地分離這兩個(gè)流，并且對(duì)所發(fā)射的數(shù)據(jù)進(jìn)行解碼。另一方面，利用先進(jìn)的接收機(jī)(MMSE-SIC或MLD)也可以改善LOS用戶的性能。但是因?yàn)殡p極化不能提供分集增益，不能將雙極化天線應(yīng)用于單播中的發(fā)射分集，例如STBC或SFBC。當(dāng)其處于單播和MBMS混合載波模式、或者UE同時(shí)接收單播和MBMS業(yè)務(wù)時(shí)，eNB和UE天線配置將是隨時(shí)間頻繁變化的，所述配置導(dǎo)致復(fù)雜度的增加。另一方面，先進(jìn)的接收機(jī)仍在研究之中，其性能和復(fù)雜度也正在檢驗(yàn)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：
本發(fā)明的目的在于提供一種用于開環(huán)空間復(fù)用系統(tǒng)的預(yù)編碼方法，用于減弱信道之間的相關(guān)性，以改善LOS用戶性能。根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例，提出了一種信道預(yù)編碼方法，應(yīng)用于MIMO系統(tǒng)的開環(huán)空間復(fù)用系統(tǒng)，其中H是MIMO系統(tǒng)的信道傳輸矩陣，所述信道預(yù)編碼方法對(duì)輸入信道的信號(hào)進(jìn)行預(yù)編碼，使得所述信道傳輸矩陣的det(H′H)最大，從而允許開環(huán)空間復(fù)用系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)最大容量。優(yōu)選地，所述預(yù)編碼使得MIMO系統(tǒng)的各層信號(hào)強(qiáng)度相等且彼此正交，即使得MIMO的信道傳輸矩陣H是正交對(duì)角矩陣。優(yōu)選地，在預(yù)編碼MIMO中，與特定的預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道可以通過應(yīng)用HE＝HE來重構(gòu)。優(yōu)選地，對(duì)于M*MMIMO系統(tǒng)，使用循環(huán)延遲分集CDD預(yù)編碼方式對(duì)信道傳輸矩陣進(jìn)行預(yù)編碼。優(yōu)選地，對(duì)于秩＝2的MIMO信道傳輸矩陣，與特定的預(yù)編碼矩陣相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道是所述預(yù)編碼矩陣優(yōu)選地，對(duì)于2*2MIMO系統(tǒng)，等效的MIMO信道是所述預(yù)編碼矩陣E＝C，其中φk＝π。優(yōu)選地，M*MMIMO系統(tǒng)，與特定預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道傳輸矩陣是對(duì)角陣。優(yōu)選地，對(duì)于2*2MIMO系統(tǒng)，與特定預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道是優(yōu)選地，其中λ＝0.333。優(yōu)選地，對(duì)于M*MMIMO系統(tǒng)，與特定預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道傳輸矩陣是下三角矩陣。優(yōu)選地，對(duì)于2*2MIMO系統(tǒng)，與特定預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道是優(yōu)選地，所述預(yù)編碼矩陣D具有以下形式：優(yōu)選地，λ＝0.627并且根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施例，提出了一種信道預(yù)編碼裝置，應(yīng)用于MIMO系統(tǒng)的開環(huán)空間復(fù)用系統(tǒng)，其中H是MIMO系統(tǒng)的信道傳輸矩陣，所述信道預(yù)編碼裝置對(duì)輸入信道的信號(hào)進(jìn)行預(yù)編碼，使得所述信道傳輸矩陣的det(H′H)最大，從而允許開環(huán)空間復(fù)用系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)最大容量。優(yōu)選地，所述預(yù)編碼裝置使得MIMO系統(tǒng)的各層信號(hào)強(qiáng)度相等且彼此正交，即使得MIMO的信道傳輸矩陣H是正交對(duì)角矩陣。優(yōu)選地，在預(yù)編碼MIMO系統(tǒng)中，與特定的預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道可以通過應(yīng)用HE＝HE來重構(gòu)。優(yōu)選地，對(duì)于M*MMIMO系統(tǒng)，使用CDD預(yù)編碼方式對(duì)信道傳輸矩陣進(jìn)行預(yù)編碼。優(yōu)選地，對(duì)于秩＝2的MIMO信道傳輸矩陣，與特定的預(yù)編碼矩陣相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道是所述預(yù)編碼矩陣優(yōu)選地，對(duì)于2*2MIMO系統(tǒng)，等效的MIMO信道是所述預(yù)編碼矩陣E＝C，其中φk＝π。優(yōu)選地，對(duì)于M*MMIMO系統(tǒng)，與特定預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道傳輸矩陣是對(duì)角陣。優(yōu)選地，對(duì)于2*2MIMO系統(tǒng)，與特定預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道是優(yōu)選地，其中λ＝0.333。優(yōu)選地，對(duì)于M*MMIMO系統(tǒng)，與特定預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道傳輸矩陣是下三角矩陣。優(yōu)選地，對(duì)于2*2MIMO系統(tǒng)，與特定預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道是優(yōu)選地，其中所述預(yù)編碼矩陣D具有以下形式：優(yōu)選地，λ＝0.627并且根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的技術(shù)方案具有如下有益效果：預(yù)編碼可以最大程度地減弱空間復(fù)用系統(tǒng)中信道相關(guān)性的影響，UE可以非常好地使用解復(fù)用并且檢測(cè)信號(hào)，這大大地改善了E-MBMS服務(wù)傳輸質(zhì)量，另外沒有引入任何附加的復(fù)雜性；適用于MBSFN中的開環(huán)MIMO。附圖說明根據(jù)結(jié)合附圖的以下描述，本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)將變得易于理解，其中：圖1示出了預(yù)編碼MIMO信道；圖2a示出了利用預(yù)編碼矩陣的解相關(guān)效果，即方法1中的ρ，φk＝0；圖2b示出了兩層信號(hào)強(qiáng)度的相應(yīng)比率，即方法1中的p，φk＝0；圖3a示出了利用預(yù)編碼矩陣的解相關(guān)效果，即方法1中的ρ，φk＝π/6；圖3b示出了兩層信號(hào)強(qiáng)度的相應(yīng)比率，即方法1中的p，φk＝π/6；圖4a示出了利用預(yù)編碼矩陣的解相關(guān)效果，即方法2中的ρ，λ＝0.627；圖4b示出了兩層信號(hào)強(qiáng)度的相應(yīng)比率，即方法2中的p，λ＝0.627；圖5a示出了利用預(yù)編碼矩陣的解相關(guān)效果，即方法2中的ρ，λ＝0.333；圖5b示出了兩層信號(hào)強(qiáng)度的相應(yīng)比率，即方法2中的p，λ＝0.333；圖6a示出了利用預(yù)編碼矩陣的解相關(guān)效果，即方法3中的ρ，λ＝0.627；圖6b示出了兩層信號(hào)強(qiáng)度的相應(yīng)比率，即方法3中的p，λ＝0.627；圖7a示出了利用預(yù)編碼矩陣的解相關(guān)效果，即方法3中的ρ，g1＝1.414；圖7b示出了兩層信號(hào)強(qiáng)度的相應(yīng)比率，即方法3中的p，g1＝1.414；圖8示出了在鏈路級(jí)仿真時(shí)方法2的性能，其中λ＝0.333；圖9示出了UE接收的BLER曲線；圖10示出了相關(guān)性的相應(yīng)CDF；圖11示出了UE接收的BLER曲線，其中圖11a示出了UE在小區(qū)內(nèi)300m半徑區(qū)域內(nèi)移動(dòng)的結(jié)果，而圖11b使出了UE在小區(qū)內(nèi)100m半徑區(qū)域內(nèi)移動(dòng)的結(jié)果；圖12再次示出了相關(guān)性的相應(yīng)CDF具體實(shí)施方式現(xiàn)在對(duì)本發(fā)明的實(shí)施例提供詳細(xì)參考。為解釋本發(fā)明將參考附圖描述下述實(shí)施例。公知的是E-MBMS性能通常由小區(qū)邊緣用戶的“中斷(outage)”概率要求來確定的。然而，小區(qū)邊緣用戶可以從多個(gè)小區(qū)接收E-MBMS信號(hào)。單頻網(wǎng)絡(luò)(SFN)操作時(shí)，對(duì)于小區(qū)邊緣用戶的SINR可能相對(duì)較高，例如對(duì)于大多數(shù)常用小區(qū)規(guī)模10.0dB或以上。對(duì)于小區(qū)邊緣用戶這些較高的SINR可以通過MIMO空間復(fù)用轉(zhuǎn)換為對(duì)于E-MBMS的較高數(shù)據(jù)率和容量。注意：如果沒有空間復(fù)用，多播/廣播容量將隨著高SINR區(qū)域中的SINR對(duì)數(shù)性地增加。已經(jīng)指出了開環(huán)發(fā)射分集對(duì)于利用SFN操作的廣播幾乎沒有分集增益。但是對(duì)于開環(huán)空間復(fù)用，對(duì)于相干信道的多播也具有嚴(yán)格的限制，例如LOS。在本發(fā)明的實(shí)施例中，提出了一種開環(huán)預(yù)編碼方法，用于當(dāng)UE在用于廣播空間復(fù)用的eNB附近時(shí)抵抗信道相關(guān)性。下面以2*2傳輸信道矩陣為例概括地說明根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的預(yù)編碼方法。對(duì)于由信道矩陣定義的兩個(gè)發(fā)射機(jī)、兩個(gè)接收機(jī)的[2Tx，2Rx]系統(tǒng)，有允許開環(huán)空間復(fù)用系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)其最大容量的這種類型的信道矩陣是使det(H′H)最大化的信道矩陣。如果給出所接收到的信號(hào)強(qiáng)度是常數(shù)，即|h11|2+|h12|2+|h21|2+|h22|2＝c，該條件可以轉(zhuǎn)化為以下關(guān)系：|h11|2+|h21|2＝|h12|2+|h22|2(1)等式(1)表示這兩層具有相等的信號(hào)強(qiáng)度，等式(2)表示這兩層的信道矢量彼此正交。在測(cè)量所述信道的魯棒性時(shí)，需要利用某些性質(zhì)對(duì)其進(jìn)行歸一化。在本發(fā)明的研究期間，使用來表示兩層的信號(hào)強(qiáng)度的比率，并且使用來表示兩層的信道系數(shù)的相關(guān)性。應(yīng)該理解的是，2*2MIMO傳輸信道是最簡單的MIMO系統(tǒng)。為了簡單起見，本發(fā)明的以下部分只以2*2MIMO傳輸系統(tǒng)為例進(jìn)行描述。但是本領(lǐng)域普通技術(shù)人員應(yīng)該理解，本發(fā)明以下實(shí)施例所述的方法也可應(yīng)用于多于2個(gè)單元的MIMO系統(tǒng)，只需要根據(jù)本發(fā)明的原理應(yīng)用于所述MIMO系統(tǒng)的單元個(gè)數(shù)相對(duì)應(yīng)的預(yù)編碼矩陣。根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的方法1如圖1所示，在預(yù)編碼MIMO中，輸入符號(hào)是由E唯一變換得到的。與特定的預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道可以通過應(yīng)用HE＝HE來重構(gòu)。每一個(gè)UE知道所述預(yù)編碼方法，并且基于HE來解調(diào)制預(yù)編碼的流。通常，對(duì)于秩＝2，2*2SU-MIMO中預(yù)編碼的代碼簿是[3GPP36.211]。不失一般性，首先使用E0進(jìn)行分析。通過使用具有由發(fā)射和接收參數(shù)ρt和ρr參數(shù)化的相關(guān)性的KroneckerMIMO模型，可以簡化分析。所述信道矩陣由以下等式給出：其中在假設(shè)矩陣RR和RT分別與發(fā)射和接收元件無關(guān)、保持不變的條件下，RR是接收相關(guān)性矩陣，RT是發(fā)射相關(guān)性矩陣。對(duì)于[2Tx，2Rx]系統(tǒng)，RR、RT矩陣具有以下形式：Hw為空間白矩陣。Hw的元素可以模擬為零均值圓對(duì)稱復(fù)高斯隨機(jī)變量。也就是說，Hw與天線的相關(guān)性無關(guān)。為了簡化分析，在本發(fā)明中所應(yīng)用的信道模型是來自給定節(jié)點(diǎn)B的兩個(gè)發(fā)射天線是完全相關(guān)的，并且UE在兩個(gè)不相關(guān)的接收天線上接收(如在SCM中典型的)。那么，信道矩陣是與特定的預(yù)編碼矩陣相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道是令ρ＝ρt是預(yù)編碼之前兩層的信道系數(shù)，并且在預(yù)編碼之后可以推導(dǎo)出信道系數(shù)和這兩層的信號(hào)強(qiáng)度比率的相關(guān)性如下：ρpre-coded＝0，因?yàn)楸M管這兩層的信道矢量彼此正交，這兩層具有完全不同的信號(hào)強(qiáng)度，因此結(jié)果并不太好。例如，如果ρ＝0.86，ppre-coded＝11dB，這表示兩層的不平衡最高可達(dá)11dB。因此，可以嘗試其他預(yù)編碼方案，循環(huán)延遲分集(CDD：CyclicDelayDiversity)預(yù)編碼。假設(shè)采用的是頻域CDD。在這種情況下，復(fù)合預(yù)編碼器是組合了基于傅立葉預(yù)編碼和基于相移的CDD延遲，如下所述。等效的MIMO信道是那么，可以推導(dǎo)出信道系數(shù)與這兩層的信號(hào)強(qiáng)度比率的相關(guān)性如下：可以發(fā)現(xiàn)：代碼簿預(yù)編碼是CDD預(yù)編碼中φk＝0或φk＝π/2的特定情況。Ppre-coded＝P(8)ρpre-coded和ppre-coded進(jìn)行了折衷，并且理想的φk允許系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)其最大解復(fù)用性能。下面參考附圖描述根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的方法1的數(shù)值仿真結(jié)果。圖2a示出了利用預(yù)編碼矩陣的解相關(guān)效果，即方法1中的ρ，φk＝0。圖2b示出了兩層信號(hào)強(qiáng)度的相應(yīng)比率，即方法1中的p，φk＝0。盡管在這種情況下的解相關(guān)效果非常明顯，這兩層的信號(hào)強(qiáng)度差也非常大。圖3a示出了利用預(yù)編碼矩陣的解相關(guān)效果，即方法1中的ρ，φk＝π/6。圖3b示出了兩層信號(hào)強(qiáng)度的相應(yīng)比率，即方法1中的p，φk＝π/6。增加CDD預(yù)編碼的φk可以降低兩層的信號(hào)強(qiáng)度差，但是因此將減弱解相關(guān)效果。由于MBSFN環(huán)境中非常高的SNR，15dB的不均衡是可接受的。應(yīng)該理解的是，對(duì)于M*MMIMO系統(tǒng)，可以使用CDD預(yù)編碼方式對(duì)信道傳輸矩陣進(jìn)行預(yù)編碼。根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的方法2可以嘗試另一種預(yù)編碼方法。為了實(shí)現(xiàn)正交信道矩陣的直接方法是：與特定預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道是因此，預(yù)編碼矩陣E具有以下形式：g是歸一化系數(shù)。例如，當(dāng)ρ＝0.99時(shí)λ＝0.867；ρ＝0.9時(shí)λ＝0.627；以及ρ＝0.8時(shí)λ＝0.5。在該方法中，如下設(shè)置預(yù)編碼矩陣：等效的MIMO信道是那么可以推導(dǎo)出信道系數(shù)與這兩層的信號(hào)強(qiáng)度比率的相關(guān)性如下：ppre-coded＝P(10)圖4a示出了利用預(yù)編碼矩陣的解相關(guān)效果，即方法2中的ρ，λ＝0.627。圖4b示出了兩層信號(hào)強(qiáng)度的相應(yīng)比率，即方法2中的p，λ＝0.627。盡管在這種情況下的解相關(guān)效果非常明顯，當(dāng)處于NLOS環(huán)境中時(shí)，也可以破壞這兩層的解相關(guān)。在前一個(gè)部分中，當(dāng)λ＝0.627時(shí)，那么預(yù)編碼后這兩層的相關(guān)性如下表所示：ρ0.10.20.30.40.50.60.70.80.9ρpre-coded0.880.850.820.780.730.650.540.360.001當(dāng)λ＝0.333時(shí)，那么預(yù)編碼后這兩層的相關(guān)性如下表所示：ρ0.10.20.30.40.50.60.70.80.9ρpre-coded0.530.450.370.260.140.00060.170.380.65圖5a示出了利用預(yù)編碼矩陣的解相關(guān)效果，即方法2中的ρ，λ＝0.333。圖5b示出了兩層信號(hào)強(qiáng)度的相應(yīng)比率，即方法2中的p，λ＝0.333。降低預(yù)編碼矩陣的λ可以使得NLOS和LOS環(huán)境中預(yù)編碼之后的兩層的相關(guān)性平衡?；谇笆龇治龊蛨D5中的數(shù)值仿真，λ＝0.333是合適的。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員應(yīng)該理解，對(duì)于M*MMIMO系統(tǒng)，與特定預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道傳輸矩陣是對(duì)角陣。根據(jù)本發(fā)明第三實(shí)施例的方法3可以嘗試第三種預(yù)編碼方法。為了實(shí)現(xiàn)正交信道矩陣的直接方法是：與特定預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道是因此，預(yù)編碼矩陣具有以下形式：g是歸一化系數(shù)。例如，當(dāng)ρ＝0.997時(shí)λ＝0.86；ρ＝0.9時(shí)λ＝0.627；以及ρ＝0.8時(shí)λ＝0.5。在該方法中，如下設(shè)置預(yù)編碼矩陣：等效MIMO信道是那么可以推導(dǎo)出信道系數(shù)以及兩層的信號(hào)強(qiáng)度比率的相關(guān)性如下：方法3的數(shù)值仿真如下所述。圖6a示出了利用預(yù)編碼矩陣的解相關(guān)效果，即方法3中的ρ，λ＝0.627。圖6b示出了兩層信號(hào)強(qiáng)度的相應(yīng)比率，即方法3中的p，λ＝0.627。盡管在這種情況下的解相關(guān)效果是足夠的，相反地，當(dāng)其處于NLOS環(huán)境中時(shí)，兩層的信號(hào)強(qiáng)度差變得非常大。在4.2.3部分中，如果λ＝0.627，那么如圖6b所示，當(dāng)ρ→0時(shí)，預(yù)編碼之后的兩層信號(hào)強(qiáng)度的比率推導(dǎo)出為7dB?？梢韵虻谝粚犹砑宇~外的增益以使NLOS和LOS環(huán)境中預(yù)編碼之后的兩層信號(hào)強(qiáng)度平衡。圖7a示出了利用預(yù)編碼矩陣的解相關(guān)效果，即方法3中的ρ，g1＝1.414。圖7b示出了兩層信號(hào)強(qiáng)度的相應(yīng)比率，即方法3中的p，g1＝1.414。圖中示出了預(yù)編碼之后偏移了3dB的曲線。本領(lǐng)域普通技術(shù)人員應(yīng)該理解，對(duì)于M*MMIMO系統(tǒng)，與特定預(yù)編碼矩陣E相對(duì)應(yīng)的等效MIMO信道傳輸矩陣是下三角矩陣。通過預(yù)編碼方法在開環(huán)SM中的LOS環(huán)境進(jìn)行信號(hào)解相關(guān)必須在其他方面做出犧牲。例如，方法1和方法3中兩層信號(hào)強(qiáng)度的均衡、以及方法2中NLOS環(huán)境中兩層的相關(guān)?；谒龇治龊蛿?shù)值仿真，這些預(yù)編碼是SF中開環(huán)SM的可行解決方案。方法1：φk＝π；(13)方法2：λ＝0.333；(14)方法3：λ＝0.627，并且這里認(rèn)為SFN操作中的SNR高得足以抵抗兩層信號(hào)強(qiáng)度之間的差(最高10dB)。還應(yīng)該理解的是，本發(fā)明以上實(shí)施例所述的步驟也可以提供一種信道預(yù)編碼裝置來實(shí)現(xiàn)，所述信道預(yù)編碼裝置執(zhí)行如上所述的信道預(yù)編碼方法。這里對(duì)方法1所推薦的CDD預(yù)編碼和方法2所推薦的對(duì)角線預(yù)編碼進(jìn)行仿真以觀察性能。下面示出了系統(tǒng)的鏈路級(jí)別仿真結(jié)果。主要的鏈路級(jí)仿真參數(shù)列在表1中。表1鏈路仿真假設(shè)圖8示出了在鏈路級(jí)仿真時(shí)方法2的性能。這里λ＝0.333。從圖8中可以發(fā)現(xiàn)在高信道相關(guān)性的情況下，預(yù)編碼至少可以提2dB的增益。但是更重要的事情是：預(yù)編碼可以改變相關(guān)性的CDF。因此從統(tǒng)計(jì)的角度考慮，系統(tǒng)級(jí)仿真結(jié)果可以說明更多好處。下面描述了系統(tǒng)級(jí)仿真結(jié)果。主要的系統(tǒng)級(jí)仿真參數(shù)在表2中列出。表2系統(tǒng)級(jí)仿真假設(shè)圖9示出了UE接收的BLER(BlockErrorRate)曲線，物理鏈路是16QAM，2/3turbo編碼以及2*2開環(huán)空間復(fù)用系統(tǒng)，因此發(fā)射效率約是3.84bit/s/Hz，不考慮開銷。圖9a是UE在小區(qū)內(nèi)300m半徑區(qū)域移動(dòng)的結(jié)果，以及圖9b是UE在小區(qū)內(nèi)100米半徑區(qū)域內(nèi)移動(dòng)的結(jié)果。使用預(yù)編碼方法的方法2，其中λ＝0.333。在圖10中再次示出了相關(guān)性的相應(yīng)CDF。通常在空間信道模型中，將LOS的可能性定義為在0距離處為1，并且線性降低直到d＝300m處的截止點(diǎn)，在所述截止點(diǎn)LOS可能性為0。對(duì)于LOS的情況，RiceanK因子是基于K＝13-0.03*d(dB)的簡化版本，其中d是MS和BS之間以米為單位的距離。所以當(dāng)UE在eNB附近時(shí)，不管是固定的還是在有限區(qū)域內(nèi)移動(dòng)，由于LOS導(dǎo)致的信道相關(guān)性將非常大。如圖10a所示，在這種情況下，有59％的可能性相關(guān)性＞0.9，并且看來有42％的可能性相關(guān)性＞0.95。這將引起接收性能下降地更多。如圖10b所示，平均BLER最高可達(dá)11％。預(yù)編碼可以減弱空間復(fù)用系統(tǒng)中信道相關(guān)性的影響。最終效果是平均BLER降低至3％，這與NLOS的效果類似。但是當(dāng)UE遠(yuǎn)離eNB、或者在較大區(qū)域內(nèi)移動(dòng)時(shí)，相關(guān)性與NLOS的相關(guān)性重疊，如同圖9a和圖9b所示，不能提供更多增益。圖11示出了UE接收的BLER曲線，物理鏈路是16QAM、2/3Turbo編碼、和2*2SM，因此不考慮開銷的傳輸效率是約3.84bit/s/Hz。圖為10a使出了UE在小區(qū)內(nèi)300m半徑區(qū)域內(nèi)移動(dòng)的結(jié)果，而圖11b使出了UE在小區(qū)內(nèi)100m半徑區(qū)域內(nèi)移動(dòng)的結(jié)果。使用了方法1的預(yù)編碼方法，其中φk＝π。圖12再次示出了相關(guān)性的相應(yīng)CDF。預(yù)編碼可以減弱空間復(fù)用系統(tǒng)中信道相關(guān)性的影響。如圖12b所示，在預(yù)編碼之后，有17％的可能性相關(guān)0.9，并且可以看出有9％的可能性相關(guān)性＞0.95。最終效果是平均BLER降低至2％，甚至低于如圖11b所示的NLOS的平均BLER。當(dāng)UE遠(yuǎn)離eNB或者在較大區(qū)域內(nèi)移動(dòng)時(shí)，增益沒有那么多，如圖11a那樣。甚至平均BLER從5％降低至2.5％。本發(fā)明解決方案的優(yōu)點(diǎn)在于：1)預(yù)編碼可以最大程度地減弱空間復(fù)用系統(tǒng)中信道相關(guān)性的影響。在預(yù)編碼之后在LOS信道中有9％的可能性相關(guān)性＞0.95。然而如果沒有預(yù)編碼，該數(shù)字是42％；2)UE可以非常好地使用解復(fù)用并且檢測(cè)信號(hào)，這大大地改善了E-MBMS服務(wù)傳輸質(zhì)量，參見仿真結(jié)果，另外沒有引入任何附加的復(fù)雜性；3)適用于MBSFN中的開環(huán)MIMO。本發(fā)明具有良好的檢測(cè)能力：首先，本發(fā)明定位于3GPPLTE+和中國4G的潛在標(biāo)準(zhǔn)化；其次，在空中接口上要求許多特定的控制信令，例如由eNB表示的代碼簿，eNB和UE兩者必須都知道所應(yīng)用的預(yù)編碼方案，并且確保所述預(yù)編碼方案是可檢測(cè)的。本領(lǐng)域普通技術(shù)人員可以理解：實(shí)施上述實(shí)施例方法中的全部或部分步驟可以通過程序來指令相關(guān)的硬件來完成，所述程序可以存儲(chǔ)于計(jì)算機(jī)可讀存儲(chǔ)介質(zhì)中，執(zhí)行該程序時(shí)執(zhí)行根據(jù)本發(fā)明實(shí)施例的以上方法的步驟，所述存儲(chǔ)介質(zhì)可以是ROM/RAM、磁盤、光盤等存儲(chǔ)介質(zhì)。盡管已經(jīng)示出和描述了本發(fā)明的一些實(shí)施例，但本領(lǐng)域普通技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，在不脫離所附權(quán)利要求及其等價(jià)物所限定的本發(fā)明的原理和范圍的情況下，可以在對(duì)以上實(shí)施例中做出變化。