專利名稱：基于FFT的CDMA2000 1x EV-DO系統(tǒng)PN序列捕獲方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及擴(kuò)頻通信系統(tǒng)中PN序列的捕獲方法，具體涉及用于CDMA20001x EV-DO(簡稱EV-DO)系統(tǒng)的下行同步PN序列捕獲的實現(xiàn)方法。
背景技術(shù)：
CDMA20001x是目前得到廣泛商用的3G蜂窩無線移動通信系統(tǒng)之一，但隨著無線 數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)需求的不斷增長，CDMA20001x對高速分組數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)的支持能力已不能夠滿足未來 發(fā)展的需求。為此，3GPP2提出了 EV-DO (Evolution Data Optimized)技術(shù)，專門針對數(shù)據(jù) 業(yè)務(wù)的突發(fā)性、前/反向鏈路負(fù)載非對稱性以及大信道容量的特點，以平滑演進(jìn)的方式，提 供更高的數(shù)據(jù)傳輸能力。 相比CDMA20001x系統(tǒng)，EV-DO可提供更高的空中接口速率。前向鏈路采用了時分 信道調(diào)度、動態(tài)速率控制和高階調(diào)制等技術(shù)，同時，反向鏈路使用了反向?qū)ьl、功率控制和 速率控制等技術(shù)，使網(wǎng)絡(luò)可以更加合理的安排各種無線數(shù)據(jù)業(yè)務(wù)。 EV-DO系統(tǒng)前向鏈路的時分信道結(jié)構(gòu)如圖1所示，基站發(fā)送的前向鏈路基帶信號 均經(jīng)過了偽隨機(jī)噪聲(PN)序列的加擾，不同的PN序列相位用于區(qū)別不同的基站。每個基 站都要發(fā)送專門的導(dǎo)頻信道以便于該小區(qū)內(nèi)的移動臺進(jìn)行同步，移動臺必須第一時間捕獲 所在小區(qū)的PN序列相位，并將本地PN序列與之同步(誤差必須在幾分之一碼片的量級) 才能準(zhǔn)確解擾。EV-DO的幀周期為26. 667ms (32768個碼片周期)，碼片速率為1. 2288Mchip/s，分 為16個時隙(slot)，每個時隙又分為2個半時隙(half-slot)，時隙結(jié)構(gòu)如圖2所示。
I、 Q兩路的PN序列特征多項式分別為P工(X) = X"+X'。+X8+X7+X6+X2+1PQ(X) = 5+ 2+X"+ 。+x9+x5+x4+x3+l 對應(yīng)的生成多項式分別為i'(it)=《《 15》 i( -13) —9) !'( —g》 —7》 ,'( — 5)
=f ( —15) f ( —12) f (n -11) - W) f ( - 6) f (5) 4) f( —3) 其中，符號^表示模2加運算。PN序列的生成一般使用線性反饋移位寄存器 (LFSR)實現(xiàn)，I路與Q路的PN序列LFSR結(jié)構(gòu)如圖3所示。 15級移位寄存器的m序列周期長度為215_1 ，在連續(xù)14個0后插入一個0，然后進(jìn) 行單極性至雙極性的映射(比特0映射為+1 ;比特1映射為-1)得到周期為215(32768個 碼片)的PN序列，首尾相連周期性重復(fù)。 系統(tǒng)零偏置參考PN序列的起始時刻定義為連續(xù)15個0中的第一個O的發(fā)送時 刻。同頻基站之間，利用PN序列偏置指數(shù)(PN offset index)進(jìn)行區(qū)分，偏置指數(shù)(取值 從0至511，共512種取值可能)乘以64個碼片就是本基站PN序列相對零偏置參考PN序列的滯后碼片數(shù)。 在接收端，利用PN序列解擾流程如圖4所示。假設(shè)接收機(jī)以某一時刻s為起始存 儲M個半時隙(對應(yīng)1024 ，M個碼片)長度的接收信號，設(shè)該接收信號的實部和虛部分別 為& (s+k) 、 rQ(s+k)，其中k = 0， 1， 2…1024 M_l，利用本地生成的復(fù)PN序列P工(k) 、 PQ(k)
對接收信號解擾，解擾后的1、Q路信號為
<formula>formula see original document page 4</formula>
yQ(s+k) = rQ (s+k) (k)-巧(s+k) PQ (k) ;k = 0， 1， 2... 1024 M_l。
現(xiàn)有PN序列的捕獲方法一般是將接收信號起始點s在整個PN序列周期上滑動， 對每一個可能的相位同步時刻s而言，將對應(yīng)的解擾序列yi(s+k) 、 yQ(s+k) (k = 0， 1，2… 1024 *M_1)提取出導(dǎo)頻突發(fā)位置的數(shù)據(jù)再進(jìn)行累加，第m個半時隙的累加結(jié)果記為em(s):
<formula>formula see original document page 4</formula>(s))累加后求取模值平方，記為I e (s)
e (s)l2最大的時刻s即為接收信號PN序列相位 再將M個結(jié)果(e。(s)， ejs)，
<formula>formula see original document page 4</formula> 則在一個PN序列周期內(nèi)使得 同步時刻5 :
<formula>formula see original document page 4</formula> EV-DO中導(dǎo)頻信道為時分復(fù)用，搜索時只累加每個半時隙中導(dǎo)頻位置的解擾序列。 在實現(xiàn)時，為了簡化相關(guān)計算，只對接收信號導(dǎo)頻位置的數(shù)據(jù)進(jìn)行解擾。此時接收端在作 相關(guān)前需對本地PN序列進(jìn)行截取，方法是在獲得某一偏置指數(shù)對應(yīng)的PN序列后，截取每 1024個碼片中間的96個碼片數(shù)據(jù)。但是，不同偏置指數(shù)的PN序列截取后得到的序列是不 同的(本發(fā)明稱截取后得到的序列為PN圖案)。由于未知所在小區(qū)的PN偏置指數(shù)，移動臺 在進(jìn)行初始捕獲時，需要對所有可能的PN圖案進(jìn)行搜索。 PN偏置指數(shù)與PN圖案的關(guān)系如圖5所示，圖中示意性畫出了每個半時隙中導(dǎo)頻突 發(fā)的位置(本發(fā)明中簡稱PN截段)，編號為Pi (i = 0， 1，…，511)的PN截段表示偏置指數(shù) 為i的PN序列截取后的第一段數(shù)據(jù)。由于PN序列滯后碼片數(shù)以64個碼片為單位，則PN 偏置指數(shù)每增大16， PN序列滯后碼片數(shù)增加1024個碼片，剛好等于一個半時隙的長度，圖 中標(biāo)出了編號PO的PN截段出現(xiàn)的情況。分析可知，本地PN序列共有16種不同的圖案，其 余496種截取后的PN序列可由這16種圖案以PN截段為單位順序偏移得到任意兩種PN 序列的偏置指數(shù)相差16或者16的整數(shù)倍時，擁有相同的PN圖案，且在序列上超前或滯后 若干個PN截段。因此，捕獲時，對偏置指數(shù)為0至15的PN圖案進(jìn)行檢測即可保證發(fā)現(xiàn)任 意PN偏置指數(shù)的基站導(dǎo)頻信號。 對于傳統(tǒng)捕獲方法而言，主要有兩方面的缺陷一方面，需對16種PN圖案分別檢 測，計算量大，所需搜索時間過長；另一方面，在接收信號的E。/N。(E。為接收信號平均碼片 能量，N。為噪聲功率譜密度)較低并存在較大頻率偏移的情況下，無法保證捕獲性能。

發(fā)明內(nèi)容
針對現(xiàn)有技術(shù)所存在的缺陷，本發(fā)明的目的就是提出基于FFT的 CDMA20001xEV-D0系統(tǒng)PN序列捕獲方法，該方法可以快速的對16種PN圖案進(jìn)行并行搜索， 大大縮短捕獲時間；且捕獲性能不受接收信號的E。/N。變低及頻率發(fā)生較大偏移的影響；還 可以根據(jù)實際的信道環(huán)境，靈活配置參數(shù)，更好的利用硬件資源。 本發(fā)明通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)上述目的基于FFT的CDMA20001x EV-DO系統(tǒng)PN 序列捕獲方法，包括以下步驟 步驟l、以時刻s作為當(dāng)前搜索窗口起始位置，緩存M個碼片長度的的接收信號； 將接收信號分為L個累加窗口，每個累加窗口含N個碼片，相鄰兩個累加窗口的起始位置 相距1024個碼片，且s時刻為第一個累加窗口的起始位置，M = 1024 (L-l)+N， N為FFT/ IFFT變換點數(shù)且取值為2的整數(shù)次冪； 步驟2、令j = 0，將接收信號的第j個累加窗口的N點數(shù)據(jù)進(jìn)行復(fù)值FFT變換，變 換結(jié)果記為Rj(n); 步驟3、將PN圖案號為i的本地PN序列的第j個截段pn/ (k)末尾補(bǔ)零至N點作 復(fù)值FFT變換，并將變換結(jié)果取共軛得到共軛結(jié)果PN/ (n)*， k = 0， 1…，N-97 ;
步驟4、步驟2所得變換結(jié)果Rj (n)和步驟3所得共軛結(jié)果PN/ (n) *逐點相乘，得 到相乘結(jié)果^( )= / "")./W)(")'，再對相乘結(jié)果進(jìn)行N點IFFT變換，并將IFFT變換結(jié)果的
前N-96點求模值平方得到第j個累加窗口對應(yīng)PN圖案號為i的相關(guān)結(jié)果|ZJi(k) |2 ;
步驟5、j = j+l，接收信號滑動至下一個累加窗口的N個碼片，圖案號為i的本地 PN序列滑動至下一截段，重復(fù)步驟2-4，直至j = L-l，得到L個累加窗口對應(yīng)PN圖案號為 i的相關(guān)結(jié)果Iz。i(k)12， lzj(k)l2，…，ZL—/(k)卩; 步驟6、將所得的L個累加窗口對應(yīng)PN圖案號為i的相關(guān)結(jié)果Iz。i(k) |2， zj(k)l2，…，|^—/00|2進(jìn)行累加，得到累加結(jié)果； 步驟7、令i = i+l，j = 0，重復(fù)步驟2-6，直至i = 15，獲得當(dāng)前搜索窗口對應(yīng)16 種PN圖案的累加結(jié)果； 步驟8、將所獲得的當(dāng)前搜索窗口對應(yīng)16種PN圖案的累加結(jié)果逐一與預(yù)設(shè)門限比 較，若存在超過預(yù)設(shè)門限的累加結(jié)果，則成功捕獲PN序列；否則s = s+N-96，搜索窗口起始 位置延時N-96個碼片，返回步驟1。 與傳統(tǒng)算法相比較，本發(fā)明的優(yōu)點和有益效果在于 1)利用FFT/IFFT變換簡化了傳統(tǒng)時域相關(guān)運算，有效的減小了計算量；FFT/IFFT 變換可利用專用FFT芯片或在可編程器件中實現(xiàn)。當(dāng)FFT/IFFT變換的點數(shù)N取值較大時， 本發(fā)明計算量大幅減小，搜索效率高，可并行搜索16種PN圖案，有效減少捕獲時間。本發(fā) 明對16種PN圖案進(jìn)行并行搜索時，對每一個搜索窗或者相位點，同時檢測完16種PN圖案 后，再滑動一個搜索窗或者相位點；而不是如現(xiàn)有技術(shù)中的串行搜索那樣，每次只搜索一個 PN圖案，對一個PN圖案搜索完一幀后，再搜索下一種PN圖案。本發(fā)明的并行搜索在具體計 算的時候，對16種PN圖案仍然是分開來逐一計算的。 2)進(jìn)行相關(guān)運算時，將每個累加窗IFFT結(jié)果的前N-96點求取模值平方后，再進(jìn)行 多段累加，因此一定范圍內(nèi)的頻率偏移對相關(guān)結(jié)果的影響不會隨累加窗口數(shù)目的增加而積 累。經(jīng)過實際驗證，當(dāng)接收信號的頻率偏移在± 3000Hz范圍內(nèi)，且接收信號的E乂N。 > -20dB時，利用本方法可以實現(xiàn)可靠的PN序列相位捕獲。 3)為保證低E。/N。時的捕獲性能，可增加累加窗數(shù)目L，便于根據(jù)系統(tǒng)要求進(jìn)行計 算量和硬件實現(xiàn)方面的優(yōu)化。


圖1為CDMA20001x EV-DO系統(tǒng)前向鏈路時分信道的示意圖； 圖2為CDMA20001x EV-DO系統(tǒng)前向鏈路時隙結(jié)構(gòu)的示意圖； 圖3為CDMA20001x EV-DO系統(tǒng)利用LFSR生成I、 Q兩路PN序列的示意圖； 圖4為接收端利用復(fù)PN序列對基帶信號進(jìn)行解擾的示意圖； 圖5為系統(tǒng)PN偏置指數(shù)與PN圖案的示意圖； 圖6為本發(fā)明進(jìn)行相關(guān)運算的示意圖； 圖7為本發(fā)明的流程圖。
具體實施例方式
下面結(jié)合實施例及附圖對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)的描述，但本發(fā)明的實施方式不限 于此。 實施例 本發(fā)明可以在可編程器件上實現(xiàn)，對接收信號進(jìn)行相關(guān)運算的過程如圖6所示， 整個捕獲過程如圖7所示；具體包括以下步驟 步驟l、以時刻s作為當(dāng)前搜索窗口起始位置，緩存M個碼片長度的的接收信號； 將接收信號分為L個累加窗口，每個累加窗口含N個碼片，相鄰兩個累加窗口的起始位置 相距1024個碼片，且s時刻為第一個累加窗口的起始位置，M = 1024 (L-l)+N， N為FFT/ IFFT變換點數(shù)且取值為2的整數(shù)次冪。 將接收信號記為r(s+k)， r(s+k)=巧(s+k)+j rQ (s+k) ， k = 0， 1， 2…M-l 。令i 二0，i表示本地PN圖案號，0《i《15。當(dāng)N〉 1024時，相鄰兩個累加窗口的接收信號可 以有部分重疊。 步驟2、令j = O，將接收信號的第j個累加窗口的N點數(shù)據(jù)r (s+k) (k = 1024 j， 1024 j+l，…，1024 j+N-l)進(jìn)行復(fù)值FFT變換，變換結(jié)果記為Rj(n)，O《j《L_l， n = O，l，…，N-1。 所述復(fù)值FFT變換可使用專用FFT芯片來實現(xiàn)，或在可編程器件中使用N log2N 個復(fù)數(shù)乘法器和2 N 1og2N個復(fù)數(shù)加法器實現(xiàn)。 步驟3、將PN圖案號為i(i二0，1，…，15)的本地PN序列的第j個截段pn/(k) (k = 0，l，…，95)末尾補(bǔ)零至N點作復(fù)值FFT變換，并將變換結(jié)果PN/(n) (n = O，l，…， N-l)取共軛，得到共軛結(jié)果PN/ (n) 符號*表示復(fù)數(shù)取共軛。 本地PN序列的每一截段所含的碼片個數(shù)(即本地PN序列每一截段的長度)可在 1到96之間取任一值，也就是說，取值可以為1到96之間的任一個；取值越小計算效率越 低，當(dāng)取值為96時計算效率最高。 步驟4、步驟2所得變換結(jié)果Rj (n)和步驟3所得共軛結(jié)果PN/ (n) *逐點相乘，得 到相乘結(jié)架Z)(")-^(").iW)(")' (n = O，l，…，N-1)，再對相乘結(jié)果進(jìn)行N點IFFT變換，并將IFFT變換結(jié)果的前N-96點求模值平方，結(jié)果記為Iz/(k) |2(k = 0， 1…，N-97)，即得到 第j個累加窗口對應(yīng)PN圖案號為i的相關(guān)結(jié)果。 將變換結(jié)果Rj (n)和共軛結(jié)果PN/ (n)*逐點相乘可以通過在可編程器件中使用N 個復(fù)數(shù)乘法器實現(xiàn)；IFFT變換為FFT變換的逆過程，因此IFFT變換的實現(xiàn)方法與FFT變換 的相同；求模值平方可以通過2 (N-96)個實數(shù)乘法器和N-96個實數(shù)加法器實現(xiàn)。
步驟5、j = j+l，接收信號滑動至下一個累加窗口的N個碼片，圖案號為i的本地 PN序列滑動至下一截段(即滑動96個碼片)，重復(fù)步驟2-4，直至j 二L-1，得到L個累加
窗口對應(yīng)PN圖案號為i的相關(guān)結(jié)果lz:(《,一(對,…，IOI k = 0， 1…，N-97。 步驟6、將所得的L個累加窗口對應(yīng)PN圖案號為i的相關(guān)結(jié)果Iz。i(k) |2， zj(k)l2，…，|^—/00|2進(jìn)行累加，得到累加結(jié)果
1 , ，we/r/c'(A:)=Z|z)(*)( ,k = ()， 1…，N-97，作為以s時刻為起始、N-96個碼片長度
的當(dāng)前搜索窗口對應(yīng)PN圖案號為i的搜索結(jié)果。 所述累加通過(N-96) (L-l)個實數(shù)加法器實現(xiàn)。 步驟7、令i = i+l，j = 0，重復(fù)步驟2-6，直至i = 15，獲得當(dāng)前搜索窗口對應(yīng)16 種PN圖案的搜索結(jié)果metric。(k)， metric1 (k)，…，metric15(k) ， k = 0，1."，N_97。
步驟8、將所獲得的當(dāng)前搜索窗口對應(yīng)16種PN圖案的搜索結(jié)果逐一與預(yù)設(shè)門限比 較，若存在超過預(yù)設(shè)門限的搜索結(jié)果，則成功捕獲PN序列；否則s = s+N-96，搜索窗口起始 位置延時N-96個碼片，返回步驟1。 搜索結(jié)果與預(yù)設(shè)門限的比較通過16 (N-96)個比較器實現(xiàn)。 該方法還可以通過增加存儲空間來進(jìn)一步減少計算量，即直接存儲16種PN圖案 前L個截段的N點FFT變換共軛結(jié)果，即可省去步驟3中的重復(fù)計算，實現(xiàn)時可根據(jù)硬件條 件靈活選擇。 上述實施例以單倍采樣為例，是本發(fā)明較佳的實施方式，但本發(fā)明的實施方式并 不受上述實施例的限制，例如多倍采樣的原理與實現(xiàn)可在本實施例所述基礎(chǔ)上簡單擴(kuò)展得 到；其他的任何未背離本發(fā)明的精神實質(zhì)與原理下所作的改變、修飾、替代、組合、簡化，均 應(yīng)為等效的置換方式，都包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
基于FFT的CDMA20001x EV-DO系統(tǒng)PN序列捕獲方法，其特征在于包括以下步驟步驟1、以時刻s作為當(dāng)前搜索窗口起始位置，緩存M個碼片長度的的接收信號；將接收信號分為L個累加窗口，每個累加窗口含N個碼片，相鄰兩個累加窗口的起始位置相距1024個碼片，且s時刻為第一個累加窗口的起始位置，M＝1024·(L-1)+N，N為FFT/IFFT變換點數(shù)且取值為2的整數(shù)次冪；步驟2、令j＝0，將接收信號的第j個累加窗口的N點數(shù)據(jù)進(jìn)行復(fù)值FFT變換，變換結(jié)果記為Rj(n)；步驟3、將PN圖案號為i的本地PN序列的第j個截段pnji(k)末尾補(bǔ)零至N點作復(fù)值FFT變換，并將變換結(jié)果取共軛得到共軛結(jié)果PNji(n)*，k＝0，1…，N-97；步驟4、步驟2所得變換結(jié)果Rj(n)和步驟3所得共軛結(jié)果PNji(n)*逐點相乘，得到相乘結(jié)果再對相乘結(jié)果進(jìn)行N點IFFT變換，并將IFFT變換結(jié)果的前N-96點求模值平方得到第j個累加窗口對應(yīng)PN圖案號為i的相關(guān)結(jié)果|zji(k)|2；步驟5、j＝j(luò)+1，接收信號滑動至下一個累加窗口的N個碼片，圖案號為i的本地PN序列滑動至下一截段，重復(fù)步驟2-4，直至j＝L-1，得到L個累加窗口對應(yīng)PN圖案號為i的相關(guān)結(jié)果|z0i(k)|2，|z1i(k)|2，…，|zL-1i(k)|2；步驟6、將所得的L個累加窗口對應(yīng)PN圖案號為i的相關(guān)結(jié)果|z0i(k)|2，|z1i(k)|2，…，|zL-1i(k)|2進(jìn)行累加，得到累加結(jié)果；步驟7、令i＝i+1，j＝0，重復(fù)步驟2-6，直至i＝15，獲得當(dāng)前搜索窗口對應(yīng)16種PN圖案的累加結(jié)果；步驟8、將所獲得的當(dāng)前搜索窗口對應(yīng)16種PN圖案的累加結(jié)果逐一與預(yù)設(shè)門限比較，若存在超過預(yù)設(shè)門限的累加結(jié)果，則成功捕獲PN序列；否則s＝s+N-96，搜索窗口起始位置延時N-96個碼片，返回步驟1。F2009101937913C0000011.tif
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于FFT的CDMA20001x EV-DO系統(tǒng)PN序列捕獲方法，其特征在于步驟3所述本地PN序列的每一截段所含碼片個數(shù)的取值為1到96之間的任一個。
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的基于FFT的CDMA20001x EV-DO系統(tǒng)PN序列捕獲方法，其特 征在于步驟3所述本地PN序列的每一截段所含碼片個數(shù)的取值為96。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于FFT的CDMA20001x EV-D0系統(tǒng)PN序列捕獲方法，其特征在于步驟4中的變換結(jié)果Rj(n)和共軛結(jié)果PN/(n廣逐點相乘通過N個復(fù)數(shù)乘法器實現(xiàn)。
5. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的基于FFT的CDMA20001x EV-DO系統(tǒng)PN序列捕獲方法，其特征在于步驟4中的求模值平方通過2 (N-96)個實數(shù)乘法器和N-96個實數(shù)加法器實現(xiàn)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的基于FFT的CDMA20001x EV-DO系統(tǒng)PN序列捕獲方法，其特征在于步驟6中的累加通過(N-96) (L-l)個實數(shù)加法器實現(xiàn)。
7. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的基于FFT的CDMA20001x EV-DO系統(tǒng)PN序列捕獲方法，其特征在于步驟8中的累加結(jié)果與預(yù)設(shè)門限的比較通過16 (N-96)個比較器實現(xiàn)。
全文摘要
本發(fā)明涉及基于FFT的CDMA2000 1x EV-DO系統(tǒng)PN序列捕獲方法，主要步驟為將長M個碼片的接收信號劃分為分別含有N個碼片的L個累加窗口，兩相鄰累加窗口起始位置相距1024個碼片；將PN圖案號為i的本地PN序列的第j個截段補(bǔ)零至N點作復(fù)值FFT變換，并對變換結(jié)果取共軛后與累加窗口數(shù)據(jù)的復(fù)值FFT變換逐點相乘；對相乘結(jié)果IFFT變換，取前N-96點求模值平方得到第j個累加窗口對應(yīng)PN圖案號為i的相關(guān)結(jié)果；重復(fù)前述步驟獲得16種PN圖案的相關(guān)結(jié)果，并對其分別累加，判斷是否有累加結(jié)果超過預(yù)設(shè)門限。本發(fā)明能對16種PN圖案并行搜索，縮短捕獲時間；捕獲性能不受接收信號的Ec/N0變低及頻率偏移的影響。
文檔編號H04B1/707GK101699772SQ20091019379
公開日2010年4月28日 申請日期2009年11月10日 優(yōu)先權(quán)日2009年11月10日
發(fā)明者施英, 許鴻輝, 高原 申請人:京信通信系統(tǒng)(中國)有限公司