專利名稱：基于低復(fù)雜度頻域線性均衡的載波間干擾消除的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及的是一種無線通信技術(shù)領(lǐng)域的方法，具體是一種基于低復(fù)雜度頻域 線性均衡(Frequency-domain Linear Equalization)的載波間干擾(Inter-Carrier Interference, ICI)消除的方法。
背景技術(shù)：
無線電頻譜是一種寶貴的自然資源，在現(xiàn)有的低頻段無線通信系統(tǒng)尤其是在頻率 需求非常緊張的數(shù)百M(fèi)Hz到3GHz無線頻帶中，頻譜資源的使用競爭相當(dāng)激烈。這將成為寬 帶無線通信技術(shù)向國民經(jīng)濟(jì)發(fā)展各個(gè)領(lǐng)域普及應(yīng)用的一個(gè)瓶頸。目前正在考慮的一個(gè)可行 的解決方案是把信號(hào)調(diào)制至頻譜資源充裕的更高頻段，例如6GHz-15GHz。然而隨著頻率的 提高，終端移動(dòng)引起的多普勒頻移和收發(fā)兩端本地振蕩器之間的頻率偏移會(huì)更加嚴(yán)重，這 將會(huì)破壞0F匿子載波間的正交性，從而產(chǎn)生嚴(yán)重的載波間干擾，降低系統(tǒng)的性能。因此在 接收端進(jìn)行ICI的消除工作就顯得十分重要，頻域均衡就是一種有效的途徑。
經(jīng)對(duì)現(xiàn)有文獻(xiàn)檢索發(fā)現(xiàn)，Y. S. Choi等人在2001年《IEEE Transactions on Comm皿ications》上發(fā)表的題為"On channel estimation and detection for multicarrier signals in fastand selective Rayleigh fading cha皿els(快速選 擇性瑞利衰落信道中多載波信號(hào)的信道估計(jì)與檢測)"的文章中，提出了塊線性均衡器 匪SE(Minimum Mean Square Error)來消除ICI。該方法首先計(jì)算信道頻域響應(yīng)矩陣，然后 利用該矩陣進(jìn)行后續(xù)處理和求逆過程，在接收端進(jìn)行頻域補(bǔ)償和干擾消除。匪SE均衡方法 利用了所有的信道信息，所以能很好地消除ICI 。然而信道頻域響應(yīng)矩陣的求解及其求逆要 進(jìn)行大量的復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算，系統(tǒng)復(fù)雜度較高。對(duì)于子載波數(shù)為N的OF匿系統(tǒng)，時(shí)間復(fù)雜度 為0(N3)，因此在具體實(shí)現(xiàn)時(shí)對(duì)硬件的要求就會(huì)很高。 又經(jīng)檢索發(fā)現(xiàn)，Schniter P在2004年《IEEE Transactions on Signal Processing》上發(fā)表的題為"Low-complexity equalization of OFDM in doubly selective channels (雙選擇性信道條件下0F匿系統(tǒng)的低復(fù)雜度均衡方法)"的文章中， 提出了一種低復(fù)雜度匪SE(LCMMSE)方法來消除ICI。該方法根據(jù)ICI的相鄰載波分布特 性，在接收端做匪SE均衡時(shí)用帶狀結(jié)構(gòu)去近似信道頻域響應(yīng)矩陣，并將信道頻域響應(yīng)矩陣 劃分為一系列部分子矩陣。對(duì)于子載波數(shù)為N的OFDM系統(tǒng)，時(shí)間復(fù)雜度為0(N2logN+Q2N)， Q為帶狀結(jié)構(gòu)的寬度因子。該方法通過選擇不同大小的參數(shù)Q來實(shí)現(xiàn)性能與復(fù)雜度的折衷。 由表達(dá)式可知，即使?fàn)奚欢ǖ南到y(tǒng)性能，所需求的時(shí)間復(fù)雜度還是很大的。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于克服上述現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供一種基于低復(fù)雜度頻域線性均 衡的載波間干擾消除的方法。本發(fā)明通過一維時(shí)域?yàn)V波預(yù)處理消除大部分ICI，采用帶狀近 似結(jié)構(gòu)控制信道頻域響應(yīng)矩陣求逆過程所需的復(fù)數(shù)乘法次數(shù)，從而能在獲得系統(tǒng)高性能的 情況下大幅度降低系統(tǒng)時(shí)間復(fù)雜度。
其中力w為 H丄 其中
步驟五根據(jù)步驟一得到的時(shí)變信道hjn，)的信道響應(yīng)，對(duì)頻域初始恢復(fù)信號(hào)序i進(jìn)行低復(fù)雜度頻域線性均衡，得到最終的頻域發(fā)送信號(hào)恢復(fù)序列{X' k}。
所述的低復(fù)雜度頻域線性均衡，具體步驟為
1) 計(jì)算時(shí)變信道hjn，)的時(shí)域響應(yīng)矩陣5，具體公式為0, 其它
2) 根據(jù)時(shí)變信道hjn，)的時(shí)域響應(yīng)矩陣^得到其頻域響應(yīng)矩陣Hp具體公式
F5TF-、
F-"丄 3)對(duì)時(shí)變信道hjn，)的頻域響應(yīng)矩陣&進(jìn)行帶狀結(jié)構(gòu)近似處理，得到近似頻域響應(yīng)矩陣H' lt) 所述的帶狀結(jié)構(gòu)近似處理，是對(duì)于NXN階的頻域響應(yīng)矩陣H"保留分布在寬度為2Q+1的主對(duì)角位置、右上角QXQ三角矩陣和左下角QXQ三角矩陣中的元素，其余位置的元素都取為零，得到近似頻域響應(yīng)矩陣H'"其中Q是帶狀結(jié)構(gòu)的寬度因子。
所述的Q的取值范圍是20-70。
4)利用近似頻域響應(yīng)矩陣H'工通過匪SE估計(jì)得到頻域發(fā)送信號(hào)恢復(fù)序列(X' J
，具體公式為
x'—H「H;+《iw廣H;，'，
其中X' = {X' k，l《k《N}，
—_ Y' = {Y' k，l《k《N}， o ' /表示頻域信道
噪聲的方差，IN表示NXN階單位矩陣。 與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是通過一維時(shí)域?yàn)V波預(yù)處理消除大部分ICI，從而減弱因帶狀近似結(jié)構(gòu)造成的信道信息丟失所帶來的影響；通過帶狀近似結(jié)構(gòu)的寬度來控制低復(fù)雜度頻域線性均衡中矩陣求逆過程所需的復(fù)數(shù)乘法次數(shù)，從而保證實(shí)際無線通信系統(tǒng)在大幅度降低系統(tǒng)時(shí)間復(fù)雜度的同時(shí)獲得高系統(tǒng)性能，本發(fā)明的時(shí)間復(fù)雜度是0(N2logN+Q2N)。


圖1是信道頻域響應(yīng)矩陣的帶狀近似結(jié)構(gòu)示意圖； 圖2是實(shí)施例中的信干噪比性能示意圖； 圖3是實(shí)施例不同子載波數(shù)下的信干噪比性能示意圖； 圖4是實(shí)施例不同信道時(shí)變條件下的信干噪比性能示意圖； 圖5是實(shí)施例不同帶狀近似結(jié)構(gòu)寬度下的信干噪比性能示意圖； 圖6是實(shí)施例不同信道衰落程度下的信干噪比性能示意圖。
具體實(shí)施例方式下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的實(shí)施例作詳細(xì)說明本實(shí)施例在以本發(fā)明技術(shù)方案為前提下進(jìn)行實(shí)施，給出了詳細(xì)的實(shí)施方式和具體的操作過程，但本發(fā)明的保護(hù)范圍不限于下述的實(shí)施例。
實(shí)施例 本實(shí)施例中OF匿系統(tǒng)的子載波數(shù)N為256 ;循環(huán)前綴的長度M為子載波數(shù)的1/16，即M = 16 ;線性時(shí)變信道的多徑數(shù)為L為8 ;信道噪聲為加性高斯白噪聲(AWGN);發(fā)送信號(hào)的輸入信噪比(SNR)為0dB-30dB;測試結(jié)果為接收信號(hào)的輸出信干噪比(SINR)。
本實(shí)施例包括如下步驟 步驟一 對(duì)OF匿符號(hào)內(nèi)的信道響應(yīng)進(jìn)行提取時(shí)變因子的處理，將線性時(shí)變信道h(n，)等效為無時(shí)延時(shí)變因子Pn與另一時(shí)變信道^(n，)的乘積，得到無時(shí)延時(shí)變因子l和時(shí)變信道^(n，:)的信道響應(yīng)。
所述的提取時(shí)變因子的處理，具體步驟為 1)將OF匿符號(hào)內(nèi)首時(shí)刻信道響應(yīng)h(l，)和尾時(shí)刻信道響應(yīng)h (256，)構(gòu)造成8 X 2維矩陣H = (h (1 ， ) h (256，))，并對(duì)H進(jìn)行SVD分解得到
)0 、' 、 H:(hnh2)
122乂
、Q
h(l,:) = A《hi + T^"《h2
H ，
h(256':) = #《、+ ^/2*2h2
其中^和7^表示SVD得到的奇異值，hi和h2表示SVD得到的單位特征向:和h2的長度均為8， un*、 u12*、 u21*和u22*表示SVD得到的特征元素；
2)對(duì)OF匿符號(hào)內(nèi)時(shí)刻n的信道響應(yīng)h (n，)提取無時(shí)延時(shí)變因子P n : 即
:，h! +
1)， 其中<
乘積，即
255
3)線性時(shí)變信道h(n，)等效為無時(shí)延時(shí)變因子Pn與另一時(shí)變信道^(n，)的
)=h(n， )/|3nh(w,:) = ,,/),l《"8}(w,:)=化(w, /) = 一, /) / / ", 1《/《8} 步驟二 在OF匿系統(tǒng)的接收端，通過去除接收信號(hào)中符號(hào)前段長度為循環(huán)前綴的
信息位來移除時(shí)域接收信號(hào){yln}的循環(huán)前綴，得到信號(hào)序列{yn}。對(duì)于時(shí)域接收信號(hào)yi = [yn， y12，…，y^yKM+D，， y1(M+N)]，移除CP后的時(shí)域信
號(hào)為
7
所述的Q的取值范圍是20-70。 4)利用近似頻域響應(yīng)矩陣H'工通過匪SE估計(jì)得到頻域發(fā)送信號(hào)恢復(fù)序列{X' j，具體公式為 X' = (H，H; +《1256廣H;，'， 其中X' = {X' k，l《k《256}， Y' = {Y' k， 1《k《256} ， o ' N2表示頻域信道噪聲的方差，I256表示256X256階單位矩陣。
其中<
<formula>formula see original document page 8</formula>
3)對(duì)時(shí)變信道hjn，)的頻域響應(yīng)矩陣&進(jìn)行帶狀結(jié)構(gòu)近似處理，得到近似頻域
本實(shí)施例分別用匪SE均衡方法(匪SE)、低復(fù)雜度匪SE均衡方法(LC匪SE)和本實(shí)施例提出的基于預(yù)處理的低復(fù)雜度頻域線性均衡方法(Pre-FDLE)得到的時(shí)間復(fù)雜度分別為:0(N3) 、 0(N2logN+Q2N)和0(N2logN+Q2N)。 本實(shí)施例分別用上述三種方法得到的信干噪比如圖2所示，曲線No-Cancellation表示沒有進(jìn)行ICI消除時(shí)系統(tǒng)的輸出SINR性能。本實(shí)施例中LC匪SE方法的性能約為匪SE方法性能和No-Cancellation性能的平均值，此時(shí)帶狀近似結(jié)構(gòu)寬度因子Q = 70。為了進(jìn)行性能比較，Pre-FDLE方法選擇相同大小的寬度因子Q。由圖2可知本實(shí)施例Pre-FDLE方法和匪SE方法的性能幾乎相等，隨著SNR的增大，本實(shí)施例Pre-FDLE方法逐漸優(yōu)于LC匪SE方法。當(dāng)SNR = 30dB時(shí)，與匪SE方法對(duì)比知，本實(shí)施例Pre-FDLE方法在SINR性能上有大約ldB的損失，但是由復(fù)雜度表達(dá)式可知，Pre-FDLE方法的時(shí)間復(fù)雜度要小于匪SE方法，約為后者的10%;對(duì)比LC匪SE方法，Pre-FDLE方法能在幾乎不增加時(shí)間開銷的情況下獲得大約5dB的性能增益。 圖3給出了本實(shí)施例在不同子載波數(shù)下的信干噪比性能示意圖，其中子載波數(shù)N增加為512。由圖3可知，子載波數(shù)的增加對(duì)本實(shí)施例Pre-FDLE方法的SINR性能影響不大，而LC匪SE方法的SINR性能有較大下降。結(jié)合圖2、圖3和復(fù)雜度表達(dá)式可得，此時(shí)Pre-FDLE方法能在系統(tǒng)性能逼近匪SE方法的同時(shí)更大比例地降低復(fù)雜度，約為后者的4%。當(dāng)SNR=30dB時(shí)，LC匪SE方法有2. 5dB左右的性能損失，Pre-FDLE方法相對(duì)于LC匪SE能獲得大約8. 5dB的性能增益。若LC匪SE方法要保持性能不變，則寬度因子Q需增大到137，這無疑增大了其實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。因此，本實(shí)施例Pre-FDLE方法的適用性比LC匪SE方法更強(qiáng)。
圖4給出了本實(shí)施例在不同信道時(shí)變條件下的信干噪比性能示意圖，圖中的橫坐標(biāo)相關(guān)系數(shù)P表示線性時(shí)變信道下OF匿符號(hào)內(nèi)各時(shí)刻信道響應(yīng)之間的相關(guān)性，即信道的時(shí)變性，此時(shí)系統(tǒng)中SNR = 30dB，N = 256，Q = 70時(shí)。由圖4可知當(dāng)P變化時(shí)，匪SE方法的SINR性能變化不大。匪SE方法利用了信道頻域響應(yīng)矩陣中所以的信道信息，在接收端進(jìn)行完全恢復(fù)，信道響應(yīng)之間的相關(guān)性只是矩陣內(nèi)部的特性，所以P值對(duì)匪SE方法影響不大丄C匪SE、Pre-FDLE方法實(shí)質(zhì)上是利用部分信道信息去等效整個(gè)信道響應(yīng)，所以受各時(shí)刻信道響應(yīng)之間相關(guān)性的制約。當(dāng)相關(guān)性越強(qiáng)，即信道時(shí)變性越弱時(shí)，等效近似的信道響應(yīng)越接近實(shí)際信道響應(yīng)。最典型的是P = 1時(shí)，信道是線性時(shí)不變的，匪SE、LC畫SE、Pre-FDLE方法都可以完全消除ICI，獲得相等的SINR性能。圖4中對(duì)應(yīng)于P = 1，匪SE、 LC匪SE、Pre-FDLE 3種方法的SINR值都為29dB。 本實(shí)施例Pre-FDLE方法在用帶狀結(jié)構(gòu)去近似信道頻域響應(yīng)矩陣之前，已經(jīng)用事先提取的時(shí)變因子對(duì)各個(gè)時(shí)刻的時(shí)域接收信號(hào)進(jìn)行了一維濾波預(yù)處理，消除了大部分ICI，所以性能上要優(yōu)于LC匪SE方法。由圖4可知，當(dāng)P逐步減小到零時(shí)，相對(duì)于高性能的匪SE方法，Pre-FDLE方法至多損失2dB的性能；相對(duì)于LC匪SE方法，Pre-FDLE方法獲得的SINR性能增益逐漸增大到lldB。因此，本實(shí)施例Pre-FDLE方法對(duì)信道的時(shí)變性具有很強(qiáng)的魯棒性，接近于匪SE方法。 圖5給出了本實(shí)施例在不同帶狀近似結(jié)構(gòu)寬度下的信干噪比性能示意圖，此時(shí)系統(tǒng)中SNR = 30dB，N = 256， P = 0. 9，水平線段表示此時(shí)匪SE方法獲得的SINR性能。隨著Q的減小，LC匪SE、 Pre-FDLE方法用帶狀結(jié)構(gòu)近似信道頻域響應(yīng)矩陣時(shí)保留的信道信息也隨之減少，利用均衡消除ICI的有效性也將降低，從而引起系統(tǒng)性能的衰退。然而Pre-FDLE
9方法已經(jīng)用事先提取的時(shí)變因子進(jìn)行了一維濾波預(yù)處理，消除了大部分的ICI干擾，所以只有當(dāng)Q減小到一定數(shù)值之后，才會(huì)出現(xiàn)系統(tǒng)性能明顯下降的現(xiàn)象。由圖5可知Q = 20時(shí)，本實(shí)施例Pre-FDLE方法相對(duì)于匪SE方法的SINR性能損失只有2dB，已經(jīng)可以滿足實(shí)際系統(tǒng)的需求；由復(fù)雜度表達(dá)式可得，此時(shí)Pre-FDLE方法的時(shí)間復(fù)雜度約為匪SE方法的4%。當(dāng)Q = 20時(shí)，Pre-FDLE方法相對(duì)于LC匪SE方法能獲得大約7dB的性能增益。
圖6給出了本實(shí)施例在不同信道衰落程度下的信干噪比性能示意圖，對(duì)于信道響應(yīng)功率譜，定義_20dB寬度因子D表示在有時(shí)延擴(kuò)展的信道內(nèi)功率下降到_20dB的時(shí)間寬度，它表征了信道衰落快慢程度。此時(shí)系統(tǒng)中SNR = 30dB， N = 256， P = 0. 9， Q = 70。在高頻無線通信系統(tǒng)中，多徑分量不如低頻信號(hào)豐富，信號(hào)的傳播衰落較大，導(dǎo)致功率衰減較快，所以D值較小。由圖6可知，當(dāng)D變小時(shí)，本實(shí)施例Pre-FDLE方法相對(duì)于LC匪SE方法所能獲得的性能增益逐漸增大到6. 5dB，并且Pre-FDLE方法性能趨近于匪SE方法，而Pre-FDLE方法的時(shí)間復(fù)雜度要遠(yuǎn)低于MMSE方法。所以在對(duì)硬件性能要求很高的高頻無線系統(tǒng)中，本實(shí)施例Pre-FDLE方法擁有更廣闊的前景。
權(quán)利要求
一種基于低復(fù)雜度頻域線性均衡的載波間干擾消除的方法，其特征在于，包括如下步驟步驟一對(duì)OFDM符號(hào)內(nèi)的信道響應(yīng)進(jìn)行提取時(shí)變因子的處理，將線性時(shí)變信道h(n，)等效為無時(shí)延時(shí)變因子βn與另一時(shí)變信道h1(n，)的乘積，得到無時(shí)延時(shí)變因子βn和時(shí)變信道h1(n，)的信道響應(yīng)；步驟二在OFDM系統(tǒng)的接收端，移除時(shí)域接收信號(hào){y1n}的循環(huán)前綴，得到信號(hào)序列{yn}；步驟三根據(jù)步驟一得到的無時(shí)延時(shí)變因子βn，對(duì)信號(hào)序列{yn}進(jìn)行一維時(shí)域?yàn)V波預(yù)處理，得到時(shí)域初始恢復(fù)信號(hào)序列{y′n}；步驟四對(duì)時(shí)域初始恢復(fù)信號(hào)序列{y′n}做快速傅里葉變換，得到頻域初始恢復(fù)信號(hào)序列{Y′k}；步驟五根據(jù)步驟一得到的時(shí)變信道h1(n，)的信道響應(yīng)，對(duì)頻域初始恢復(fù)信號(hào)序列{Y′k}進(jìn)行低復(fù)雜度頻域線性均衡，得到最終的頻域發(fā)送信號(hào)恢復(fù)序列{X′k}。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于低復(fù)雜度頻域線性均衡的載波間干擾消除的方法，其特征是，步驟一中所述的提取時(shí)變因子的處理，包括步驟為1)將OF匿符號(hào)內(nèi)首時(shí)刻信道響應(yīng)h(l，)和尾時(shí)刻信道響應(yīng)h(N，)構(gòu)造成LX2維 矩陣H = (h (1 ， ) h (N，))，并對(duì)H進(jìn)行SVD分解得到:其中和aMs表示SVD得到的奇異值，^和h2表示SVD得到的單位特征向量，^和h2的長度均為L， un*、 u12*、 u21*和u22*表示SVD得到的特征元素，N是OFDM系統(tǒng)子載波的數(shù)目，L是多徑的數(shù)目；2)對(duì)OF匿符號(hào)內(nèi)時(shí)刻n的信道響應(yīng)h (n，)提取無時(shí)延時(shí)變因子P n :a,4^("-。，3)線性時(shí)變信道h(n，)等效為無時(shí)延時(shí)變因子Pn與另一時(shí)變信道^(n，)的乘積，即h!(n， ) = h(n， )/|3n，
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于低復(fù)雜度頻域線性均衡的載波間干擾消除的方法，其特 征是，步驟二中所述的循環(huán)前綴是通過去除接收信號(hào)中符號(hào)前段長度為循環(huán)前綴的信息位其中<來實(shí)現(xiàn)的。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于低復(fù)雜度頻域線性均衡的載波間干擾消除的方法，其特 征是，步驟三中所述的一維時(shí)域?yàn)V波預(yù)處理，具體為<formula>formula see original document page 3</formula>其中yn是移除CP后時(shí)刻n的時(shí)域信號(hào)，y' n表示時(shí)刻n的時(shí)域初始恢復(fù)信號(hào)，o x2 表示發(fā)送信號(hào)序列的方差，o N2表示時(shí)域信道噪聲的方差。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的基于低復(fù)雜度頻域線性均衡的載波間干擾消除的方法，其特 征是，步驟五中所述的低復(fù)雜度頻域線性均衡，包括步驟為1) 計(jì)算時(shí)變信道hjn，)的時(shí)域響應(yīng)矩陣^，具體為<formula>formula see original document page 3</formula>其中<formula>formula see original document page 3</formula>2) 根據(jù)時(shí)變信道hjn，)的時(shí)域響應(yīng)矩陣&得到其頻域響應(yīng)矩陣H"具體為<formula>formula see original document page 3</formula>其中<formula>formula see original document page 3</formula>3) 對(duì)時(shí)變信道hjn，)的頻域響應(yīng)矩陣&進(jìn)行帶狀結(jié)構(gòu)近似處理，得到近似頻域響應(yīng) 矩陣H' 1;4) 利用近似頻域響應(yīng)矩陣H'工通過匪SE估計(jì)得到頻域發(fā)送信號(hào)恢復(fù)序列{X' J，具 體為<formula>formula see original document page 3</formula>其中<formula>formula see original document page 3</formula>表示頻域信道噪聲 的方差，IN表示NXN階單位矩陣。
6. 根據(jù)權(quán)利要求5所述的基于低復(fù)雜度頻域線性均衡的載波間干擾消除的方法，其特 征是，所述的帶狀結(jié)構(gòu)近似處理，是對(duì)于NXN階的頻域響應(yīng)矩陣Hl，保留分布在寬度為 2Q+1的主對(duì)角位置、右上角QXQ三角矩陣和左下角QXQ三角矩陣中的元素，其余位置的元 素都取為零，得到近似頻域響應(yīng)矩陣H'"其中Q是帶狀結(jié)構(gòu)的寬度因子。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的基于低復(fù)雜度頻域線性均衡的載波間干擾消除的方法，其特 征是，所述的Q的取信范圍是20-70。
全文摘要
一種無線通信技術(shù)領(lǐng)域的基于低復(fù)雜度頻域線性均衡的載波間干擾消除的方法，包括以下步驟將線性時(shí)變信道等效為無時(shí)延時(shí)變因子與另一時(shí)變信道的乘積；移除時(shí)域接收信號(hào)的循環(huán)前綴得到信號(hào)序列；對(duì)信號(hào)序列進(jìn)行一維時(shí)域?yàn)V波預(yù)處理，得到時(shí)域初始恢復(fù)信號(hào)序列；對(duì)時(shí)域初始恢復(fù)信號(hào)序列做快速傅里葉變換，得到頻域初始恢復(fù)信號(hào)序列；對(duì)頻域初始恢復(fù)信號(hào)序列進(jìn)行低復(fù)雜度頻域線性均衡，得到最終的頻域發(fā)送信號(hào)恢復(fù)序列。本發(fā)明通過一維時(shí)域?yàn)V波預(yù)處理消除大部分載波間干擾，通過帶狀近似結(jié)構(gòu)控制信道頻域響應(yīng)矩陣求逆過程所需的復(fù)數(shù)乘法次數(shù)，從而在獲得高性能的情況下大幅度降低系統(tǒng)復(fù)雜度，更適用于有著硬件低復(fù)雜度要求的高頻段無線通信系統(tǒng)。
文檔編號(hào)H04L25/03GK101764782SQ20101011864
公開日2010年6月30日 申請(qǐng)日期2010年3月5日 優(yōu)先權(quán)日2010年3月5日
發(fā)明者何晨, 徐行輝, 蔣鈴鴿 申請(qǐng)人:上海交通大學(xué)