專利名稱：一種基于幀級(jí)采樣數(shù)據(jù)的多模板超寬帶信道估計(jì)方法
一種基于幀級(jí)采樣數(shù)據(jù)的多模板超寬帶信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于超寬帶無線通信技術(shù)領(lǐng)域，應(yīng)用于脈沖超寬帶(IR-UWB) 系統(tǒng)，具體涉及一種碼片率抽頭的離散超寬帶信道的信道估計(jì)問題。背景技術(shù)：
超寬帶(UWB)技術(shù)在短距離高速率(高達(dá)lGHz/s)無線通信應(yīng)用中 正受到廣泛的關(guān)注。UWB技術(shù)擁有良好的保密性、低能耗和低復(fù)雜性(無需功率放大器)，同 時(shí)該技術(shù)還具有較強(qiáng)的抗干擾性等一系列優(yōu)點(diǎn)。因此超寬帶(UWB)可以應(yīng)用在很多領(lǐng)域。 對(duì)脈沖超寬帶系統(tǒng)來說，低復(fù)雜性，低功耗，低成本的發(fā)射機(jī)是很容易實(shí)現(xiàn)的。但由于發(fā)射 超寬帶脈沖很窄(亞納秒級(jí))，帶寬非常寬，又通過復(fù)雜的多徑環(huán)境傳輸，UWB系統(tǒng)中接收 機(jī)的設(shè)計(jì)成為一個(gè)極大的難題和挑戰(zhàn)。Rake接收機(jī)可以充分利用超寬帶的多徑分辨能力， 收集沿不同路徑在不同時(shí)刻到達(dá)的脈沖能量以提高接收的信噪比，降低誤碼率。然而使用 Rake接收機(jī)就不可避免的需要解決一個(gè)關(guān)鍵問題_信道參數(shù)估計(jì)。目前已經(jīng)提出的超寬帶信道估計(jì)算法主要基于最大似然準(zhǔn)則和最小二乘算法 (LS)雖然這兩種算法都具有較高的精度，但它們?cè)谟布?shí)現(xiàn)上需要高于千兆赫茲采樣的 A/D轉(zhuǎn)換器，而如此高速的A/D轉(zhuǎn)換器造價(jià)和功耗都很高，大大提高了接收機(jī)的成本和復(fù)雜 性，不適于在要求低成本的超寬帶系統(tǒng)中應(yīng)用。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明目的是克服現(xiàn)有信道估計(jì)技術(shù)存在的上述不足，提供一種新 的基于幀級(jí)采樣數(shù)據(jù)的超寬帶信道估計(jì)方法。參照?qǐng)D1，本發(fā)明的具體步驟為(一 )發(fā)送訓(xùn)練序列由發(fā)送端發(fā)送的訓(xùn)練序列的時(shí)域信號(hào)表示為 其中p(t)是發(fā)送的單個(gè)脈沖波形，且具有歸一化能量，即f p2(t)dt = 1。Ef表示 每幀內(nèi)的總能量。Ts是發(fā)射信號(hào)的符號(hào)間隔，Tf是發(fā)射信號(hào)的幀間隔，即脈沖重復(fù)周期，Nf 是一個(gè)符號(hào)內(nèi)幀的個(gè)數(shù)，則符號(hào)周期Ts = NfTf ;NS為訓(xùn)練序列總長度，bn為發(fā)送的訓(xùn)練序列 比特，本發(fā)明中全為1.碼片率抽頭間隔的脈沖超寬帶系統(tǒng)離散信道模型可表示為 其中，L表示信道的長度，hx表示第1條多徑的幅度增益，假設(shè)信道在一次傳輸內(nèi) 的沖擊響應(yīng)是不變的，而且信道的延遲擴(kuò)展(L-l) T。小于幀間隔Tf，即L < N。這樣避免幀間 干擾(IFI)。式(1)中所示的發(fā)射信號(hào)，經(jīng)過超寬帶的多徑信道后，接收端接收信號(hào)可表示為 其中，n(t)是均值為0、雙邊功率譜密度為(T 2/2的加性高斯白噪聲(AWGN)，信道的估計(jì)的目的就是獲得信道參數(shù)向量h= [tv ‘…，U的估計(jì)值。由于h中的信道長度L為未知變量，為了便于估計(jì)，引入一個(gè)新的N。維的向量p， 其中，hL及其之后的信道參數(shù)全部為零。( 二)接收端利用多模板獲取幀級(jí)采樣數(shù)據(jù)在接收端，需要構(gòu)造S個(gè)模板Wjt)，W2 (t)，…，Ws (t)用于信道估計(jì)，模板個(gè)數(shù)S 可調(diào)，它是N。/2的一個(gè)因子(假定N。為偶數(shù))，即N。= 2SM，其中M也是N。/2的一個(gè)整數(shù)因 子。模板的設(shè)計(jì)如下 其中，
每個(gè)模板Wi (t)的間隔等于其采 樣間隔Tm， 接收信號(hào)r(t)分別與模板W1U), W2 (t)，···，Ws (t)相乘，并且以Tm為采樣周期進(jìn)行 積分采樣，得到輸出序列{!>]} 二，伐(呦二，…，{J } 二，···％(")}二。假設(shè)Yi [η] 為對(duì)應(yīng)于模板Wi⑴的第η個(gè)采樣值，則Yi [η]可寫為 其中 (三)獲得頻域信道參數(shù)的最大似然估計(jì)值在信道估計(jì)中，將N。維的信道參數(shù)向量ρ平均分為M段，每段含Ntl個(gè)參數(shù)，即ρ = [h0 Ii1…h(huán)m…h(huán)M_J，其中N。維的向量、表示信道的第m段 其中 me {0，1，...，M-1}。用向量Fi代表(5)中定義的第i個(gè)模板Wi (t)的系數(shù)向量，長度為N。，即 則長為Ntl的序列hm = [/W。人 +1,··的離散傅里葉變換(DFT)可表示為 其中T代表矩陣轉(zhuǎn)置運(yùn)算。附錄一中證明，每個(gè)幀級(jí)采樣值Yi [η]都能分解為一個(gè)頻域信道參數(shù)和噪聲分量 之和，從而采樣序列^[η]}=1具有如下的分解形式 其中，
頻域信道參數(shù)丨
。利用此分解式和最大似然準(zhǔn)則，計(jì)算得到 …，的最大似然估計(jì)值為 (12)
，其中S (13) (四)利用快速離散傅里葉逆變換(IFFT)得到時(shí)域信道參數(shù)的估計(jì)利用離散傅里葉變換的對(duì)稱性，長度為隊(duì)的實(shí)序列
的離散傅里葉變換滿足//f =(H'J (*表示共軛運(yùn)算)。利用Hf和步驟3中計(jì) 算得到的頻域信道參數(shù)的估計(jì)值2，…，5; m = 0, 1,…，M-、 =隊(duì)/2，得到時(shí)域信道參數(shù)序列hm的離散傅里葉變換為 利用離散傅里葉逆變換(IDFT)計(jì)算
，即 其中 則N。維信道參數(shù)向量
的估計(jì)值為 本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)和積極效果1、本發(fā)明僅依賴于幀級(jí)采樣數(shù)據(jù)實(shí)現(xiàn)最優(yōu)的信道估計(jì)，避免使用幾Gbit/s甚至 幾十Gbit/s采樣速率的A/D轉(zhuǎn)換器。2、本發(fā)明運(yùn)用多個(gè)模板，且模板易于實(shí)現(xiàn)，多個(gè)模板并 行采樣，縮短了估計(jì)時(shí)間。3、算法復(fù)雜性低，只需要若干次極大似然估計(jì)運(yùn)算(即取平均運(yùn) 算)和逆傅里葉變換，且其中逆傅里葉變換可以借助目前已經(jīng)很成熟的快速傅里葉(FFT) 實(shí)現(xiàn)。4、信道估計(jì)誤差小，仿真結(jié)果表明該算法可以達(dá)到與文獻(xiàn)[1]中基于碼片級(jí)數(shù)據(jù)采 樣的算法可比的性能。

圖1是本發(fā)明的基于幀級(jí)數(shù)據(jù)采樣的超寬帶信道估計(jì)方法流程圖。圖2是超寬帶多徑信道的一次仿真實(shí)現(xiàn)圖，仿真中的超寬帶多徑信道每次都按 照文獻(xiàn)[2]中的信道模型CM4隨機(jī)產(chǎn)生。圖3是接收端利用多模板獲取幀級(jí)采樣數(shù)據(jù)的流程圖。接收信 號(hào)首先與模板信號(hào)相乘，并且以Tm為周期進(jìn)行采樣，得到S組幀級(jí)采樣序列 {Y0[n]}^1，，…’佑(")}二。圖4給出了模板數(shù)S = 8，訓(xùn)練序列長度為Ns = 30，發(fā)射端信噪比為6dB時(shí)，基于 多模板的信道估計(jì)算法的一次實(shí)現(xiàn)，其中，圖4a表示實(shí)際的信道沖擊響應(yīng)，圖4b是估計(jì)的 得到信道沖擊響應(yīng)。圖5是本發(fā)明中的信道估計(jì)算法的歸一化最小均方誤差曲線(MSE
模板數(shù)分別為S = 4，8，16，訓(xùn)練序列長度為Ns = 30。為了對(duì)比圖 /=0
中也畫出了文獻(xiàn)[1]中的算法的最小均方誤差曲線。圖中信噪比(SNR)通過瓦/σ 2計(jì)算，其 中Es是發(fā)射信號(hào)每符號(hào)內(nèi)的能量，為噪聲功率譜密度。從圖中可以看出，基于多模板的 信道估計(jì)算法的均方誤差隨著模板數(shù)S的增加而逐漸降低，效果也越來越接近文獻(xiàn)[1]中 提出的碼片級(jí)采樣率的信道估計(jì)算法。圖6是本發(fā)明中的信道估計(jì)算法和文獻(xiàn)[1]中的算法的誤比特率(BER)性能曲 線比較。仿真中，使用相關(guān)接收機(jī)對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)。同樣可見，基于多模板的信道估計(jì)算法 的誤比特率隨著模板數(shù)S的增加而逐漸降低，效果也越來越接近文獻(xiàn)[1]中提出的碼片級(jí) 采樣率的信道估計(jì)算法。
具體實(shí)施方式實(shí)施例1 為了驗(yàn)證該信道估計(jì)方法的有效性，對(duì)該方法進(jìn)行了計(jì)算機(jī)模擬仿真。 步驟一由發(fā)送端發(fā)送的訓(xùn)練序列信號(hào)沖!>JK-Yt/)。仿真
時(shí)發(fā)送信號(hào)的相關(guān)參數(shù)設(shè)置如下1.發(fā)送信號(hào)中的p(t)選為高斯二階導(dǎo)脈沖波形，脈沖持續(xù)時(shí)間Tp = 1ns，且具有 歸一化能量，即/ p2(t)dt= 1。2.每幀內(nèi)的總能量Ef = 1。3.發(fā)射信號(hào)的幀間隔Tf = 64ns，每個(gè)符號(hào)內(nèi)的幀個(gè)數(shù)Nf = 24，即符號(hào)周期Ts = NfTf = 1536ns。4.每幀內(nèi)含有N。個(gè)碼片，即Tf = N。T。，其中每幀中的碼片數(shù)目N。= 64，碼片周期 Tc = Ins05.訓(xùn)練序列全部選為1，長度為Ns = 30。6.超寬帶的碼片率抽頭離散信道模型表示為= 2^0-/7；)，其中L表示多
徑總條數(shù)，且L < 64 A1表示信道的幅度，即我們要估計(jì)的信道參數(shù)。仿真中的超寬帶多徑 信道每次都按照文獻(xiàn)[2]中的信道模型CM4隨機(jī)產(chǎn)生，附圖2為超寬帶多徑信道的一次仿 真實(shí)現(xiàn)圖。步驟二參看附圖3，接收信號(hào)r(t)分別與預(yù)先設(shè)計(jì)好的S+1個(gè)模板WtlU)， W1W, Ws(t)相乘，并且以Tm為采樣周期進(jìn)行積分采樣，得到S+1組幀級(jí)輸出序列 [WfJ，{YMt:l，…，{YtM}NJ，…{(["]} 二。仿真中分別考察了 S = 4，8，16 時(shí)的算
法性能，相關(guān)參數(shù)設(shè)置如下1 .第i個(gè)模板波形設(shè)計(jì)可以表示為 2.當(dāng)S = 4時(shí)，模板數(shù)目S+1 = 5，對(duì)應(yīng)的采樣周期Tm = Tf+2STC = 72ns，每個(gè)模板的總的采樣點(diǎn)數(shù)
。則5個(gè)模板的輸出序列可依次記為 3.當(dāng)S = 8時(shí)，模板數(shù)目S+1 = 9，對(duì)應(yīng)的采樣周期Tm = Tf+2STC = 80ns,每個(gè)模
板的總的采樣點(diǎn)數(shù)
。則9個(gè)模板的輸出序列可依次記為 二,…,_}二 °4.當(dāng)S = 16時(shí)，模板數(shù)目S+1 = 17，對(duì)應(yīng)的采樣周期Tm = Tf+2STC = 96ns,每個(gè) 模板的總的采樣點(diǎn)數(shù)N = NSTS/Tffl = 30X1536/96 = 480。則17個(gè)模板的輸出序列可依次 記為風(fēng)["]}二 AYM)Z …，％["]}二。步驟三利用每個(gè)模板的輸出序列{Y, (n) |n = 0,1,…，N-1}計(jì)算得到M個(gè)頻域 信道參數(shù)二0，1，…，M-的最大似然估計(jì)值，其中M = N。/2S。計(jì)算公式為 其中 步驟四利用快速離散傅里葉逆變換(IFFT)得到時(shí)域信道參數(shù)的估計(jì)利用步驟三中計(jì)算得到的頻域信道參數(shù)
的最大似然估計(jì)值，得到時(shí)域信道參數(shù)序列
hffl的離散傅里葉變換為 其中S =隊(duì)/2。利用離散傅里葉逆變換(IDFT)計(jì)算得到估計(jì)值 其中 則N。維信道參數(shù)向量
的估計(jì)值為
(15)圖4給出了模板數(shù)S = 8，訓(xùn)練序列長度為Ns = 30，發(fā)射端信噪比為6dB時(shí)，基于 多模板的信道估計(jì)算法的一次實(shí)現(xiàn)，其中，圖4a表示實(shí)際的信道沖擊響應(yīng)，圖4b是估計(jì)的 得到信道沖擊響應(yīng)。圖5是本發(fā)明中的信道估計(jì)算法的歸一化最小均方誤差曲線
模板數(shù)分別為S = 4，8，16，訓(xùn)練序列長度為Ns = 30。為了對(duì)比圖
中也畫出了文獻(xiàn)[1]中的算法的最小均方誤差曲線。圖中信噪比(SNR)通過瓦/(7 2計(jì)算，其 中Es是發(fā)射信號(hào)每符號(hào)內(nèi)的能量， 2為噪聲功率譜密度。從圖中可以看出，基于多模板的 信道估計(jì)算法的均方誤差隨著模板數(shù)S的增加而逐漸降低，效果也越來越接近文獻(xiàn)[1]中 提出的碼片級(jí)采樣率的信道估計(jì)算法。圖6是本發(fā)明中的信道估計(jì)算法和文獻(xiàn)[1]中的算法的誤比特率(BER)性能曲
8線比較。仿真中，使用相關(guān)接收機(jī)對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)。同樣可見，基于多模板的信道估計(jì)算法 的誤比特率隨著模板數(shù)S的增加而逐漸降低，效果也越來越接近文獻(xiàn)[1]中提出的碼片級(jí) 采樣率的信道估計(jì)算法。附錄一分解式(11)的證明假設(shè)用rs(t)表示接收信號(hào)r(t)中無噪聲部分，即(3)式可以表示為r(t)= rs(t)+n(t)，則等式(7)可以重新寫為 其中Zi [η]代表噪聲的采樣值。將(5)式代入到(16)式可得 接下來的證明分為兩步。第一步證明式(17)中的第二部分與第三部分相等設(shè)τ = t_Tf，(17)式的第三
部分可表示為 其中由式(6)可知Tm-Tf = NJ。，又由式(3)可知rs(t)可表示為 其中
代表⑷中信道沖擊響應(yīng)與發(fā)送脈沖P (t)的卷積。 式(19)表明rs(t)是以Tf為周期的周期函數(shù)，=rs(t+nTffl+Tf)0因此，式(18) 可進(jìn)一步表示為 因?yàn)?
的非零區(qū)間為
的分解。利用(6)式和(19)式，rs(t+nTffl)可表示為 變量n 可被分解為 n = qM+m，其中 q G {0,1,…，Q_l}，mG {0,1,…M-1}。利 用關(guān)系式 N。= N0M 和 Tf = N。T。，可得 nNJ。= qMN0Tc+mN0Tc = qNcTc+mN0Tc = qTf+mNQT。，其中 0 ≤mN0Tc ≤ Tf-NJ。。因此，(22)式可變?yōu)?其中d = n+q-j。(19)式中 pE(t)的非零區(qū)間在
內(nèi)，所以 pE(t+dTf+mN0Tc) 的非零區(qū)間在[-dTf-mNJ。，Tf-dTf-mN0Tc]。因?yàn)?彡mN0Tc彡Tf_NJ。，當(dāng)且僅當(dāng)d = 0時(shí)， [-dTf-mN0Tc, Tf-dTf-mN0Tc] n
為空集。因此，(21)式可簡化為
由(19)式中pK(t)的定義可知，(24)式的第二部分等于 將(10)式和(25)式代入(24)，可得Y 其中qG {0,1,…，Q_l}，mG {0,1,…，M_l}。即得證。參考文獻(xiàn)[1]X. Wang, H. Ge. "On the CRLB and Low-Complexity Channel Estimation for UWBCommunications. ” IEEE 41st Annual Conference on Information Sciences andSystems, Baltimore, Mar.14-16,2007,151-153.[2] J. Foerster, "Channel modeling sub-commitee report final, ” IEEEP802. 15-02/490. Feb. 200權(quán)利要求
一種基于幀級(jí)采樣數(shù)據(jù)的多模板超寬帶信道估計(jì)方法，其特征在于該方法僅依賴于幀級(jí)采樣數(shù)據(jù)實(shí)現(xiàn)，避免了使用千兆以上采樣速率的A/D轉(zhuǎn)換器，并且計(jì)算復(fù)雜性低，其具體估計(jì)過程如下第1、發(fā)送端發(fā)送訓(xùn)練序列首先由發(fā)送端發(fā)送全為1的訓(xùn)練序列，訓(xùn)練序列信號(hào)可表示為 <mrow><mi>s</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><msqrt> <msub><mi>E</mi><mi>f</mi> </msub></msqrt><munderover> <mi>&Sigma;</mi> <mrow><mi>n</mi><mo>=</mo><mn>0</mn> </mrow> <mrow><msub> <mi>N</mi> <mi>s</mi></msub><mo>-</mo><mn>1</mn> </mrow></munderover><munderover> <mi>&Sigma;</mi> <mrow><mi>j</mi><mo>=</mo><mn>0</mn> </mrow> <mrow><msub> <mi>N</mi> <mi>f</mi></msub><mo>-</mo><mn>1</mn> </mrow></munderover><msub> <mi>b</mi> <mi>n</mi></msub><mi>p</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mi>n</mi> <msub><mi>T</mi><mi>s</mi> </msub> <mo>-</mo> <mi>j</mi> <msub><mi>T</mi><mi>f</mi> </msub> <mo>)</mo></mrow> </mrow>其中p(t)是發(fā)送的單個(gè)脈沖波形，且具有歸一化能量，即∫p2(t)dt＝1，Ef表示每幀內(nèi)的總能量，Ts是發(fā)射信號(hào)的符號(hào)間隔，Tf是發(fā)射信號(hào)的幀間隔，Nf是一個(gè)符號(hào)內(nèi)幀的個(gè)數(shù)，則符號(hào)周期Ts＝NfTf，Ns為訓(xùn)練序列的總長度，bn是發(fā)送的訓(xùn)練序列比特，本發(fā)明中全部為1；碼片率抽頭間隔的脈沖超寬帶系統(tǒng)離散信道模型可表示為 <mrow><mi>h</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><munderover> <mi>&Sigma;</mi> <mrow><mi>l</mi><mo>=</mo><mn>0</mn> </mrow> <mrow><mi>L</mi><mo>-</mo><mn>1</mn> </mrow></munderover><msub> <mi>h</mi> <mi>l</mi></msub><mi>&delta;</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mi>l</mi> <msub><mi>T</mi><mi>c</mi> </msub> <mo>)</mo></mrow> </mrow>其中L表示信道的長度，hl表示第l條多徑的幅度增益，Tc代表碼片間隔；信道估計(jì)的目的就是獲得Nc維的信道參數(shù)向量h＝[h0，h1，…，hL-1]的估計(jì)值；h中的信道長度L為未知變量，為了便于估計(jì)，引入一個(gè)新的Nc維的向量其中，hL及其之后的信道參數(shù)全部為零，則接收端接收信號(hào)可表示為 <mrow><mi>r</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><msqrt> <msub><mi>E</mi><mi>f</mi> </msub></msqrt><munderover> <mi>&Sigma;</mi> <mrow><mi>n</mi><mo>=</mo><mn>0</mn> </mrow> <mrow><msub> <mi>N</mi> <mi>s</mi></msub><mo>-</mo><mn>1</mn> </mrow></munderover><munderover> <mi>&Sigma;</mi> <mrow><mi>j</mi><mo>=</mo><mn>0</mn> </mrow> <mrow><msub> <mi>N</mi> <mi>f</mi></msub><mo>-</mo><mn>1</mn> </mrow></munderover><munderover> <mi>&Sigma;</mi> <mrow><mi>l</mi><mo>=</mo><mn>0</mn> </mrow> <mrow><msub> <mi>N</mi> <mi>c</mi></msub><mo>-</mo><mn>1</mn> </mrow></munderover><msub> <mi>h</mi> <mi>l</mi></msub><mi>p</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mi>n</mi> <msub><mi>T</mi><mi>s</mi> </msub> <mo>-</mo> <mi>j</mi> <msub><mi>T</mi><mi>f</mi> </msub> <mo>-</mo> <mi>l</mi> <msub><mi>T</mi><mi>c</mi> </msub> <mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><mi>n</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>-</mo><mo>-</mo><mo>-</mo><mrow> <mo>(</mo> <mn>3</mn> <mo>)</mo></mrow> </mrow>其中，n(t)是均值為0、雙邊功率譜密度為的加性高斯白噪聲(AWGN)；第2、接收端利用多模板獲取幀級(jí)采樣數(shù)據(jù)在接收端，首先構(gòu)造S個(gè)模板W1(t)，W2(t)，…，WS(t)，其具體構(gòu)造如下模板個(gè)數(shù)S可調(diào)，它是Nc/2的一個(gè)整數(shù)因子，其中Nc為偶數(shù)，即Nc＝2SM，則M也是Nc/2的一個(gè)整數(shù)因子；第i個(gè)模板Wi(t)的時(shí)域表達(dá)式可寫為 <mrow><msub> <mi>W</mi> <mi>i</mi></msub><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><msqrt> <msub><mi>E</mi><mi>f</mi> </msub></msqrt><munderover> <mi>&Sigma;</mi> <mrow><mi>k</mi><mo>=</mo><mn>0</mn> </mrow> <mrow><msub> <mi>N</mi> <mn>0</mn></msub><mo>-</mo><mn>1</mn> </mrow></munderover><msubsup> <mi>&omega;</mi> <msub><mi>N</mi><mn>0</mn> </msub> <mi>ik</mi></msubsup><mo>[</mo><mi>p</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <mi>k</mi> <msub><mi>T</mi><mi>c</mi> </msub> <mo>)</mo></mrow><mo>+</mo><mi>p</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>-</mo> <msub><mi>T</mi><mi>f</mi> </msub> <mo>-</mo> <mi>k</mi> <msub><mi>T</mi><mi>c</mi> </msub> <mo>)</mo></mrow><mo>]</mo> </mrow>其中N0＝2S，i∈{1，2，…，S}.每個(gè)模板的持續(xù)時(shí)間等于采樣間隔Tm，其中Tm＝(Nc+N0)Tc＝Tf+N0Tc；接收信號(hào)r(t)分別與模板W1(t)，W2(t)，…，WS(t)相乘，并且以Tm為采樣周期進(jìn)行積分采樣，Tm＞Tf，得到輸出序列假設(shè)Yi[n]為對(duì)應(yīng)于模板Wi(t)的第n個(gè)采樣值，則Yi[n]可寫為 <mrow><msub> <mi>Y</mi> <mi>i</mi></msub><mo>[</mo><mi>n</mi><mo>]</mo><mo>=</mo><msubsup> <mo>&Integral;</mo> <mn>0</mn> <msub><mi>T</mi><mi>m</mi> </msub></msubsup><mi>r</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>+</mo> <mi>n</mi> <msub><mi>T</mi><mi>m</mi> </msub> <mo>)</mo></mrow><msub> <mi>W</mi> <mi>i</mi></msub><mrow> <mo>(</mo> <mi>t</mi> <mo>)</mo></mrow><mi>dt</mi> </mrow>其中n∈{1，2，…，N}，i∈{1，2，…，S}；第3、獲得頻域信道參數(shù)的最大似然估計(jì)值在信道估計(jì)中，將Nc維的信道參數(shù)向量p平均分為M段，每段含N0個(gè)參數(shù)，即p＝[h0 h1 … hM-1]；N0維向量表示信道的第m段，其中m∈{0，1，…，M-1}；N0維向量Fi代表第i個(gè)模板Wi(t)中的系數(shù)，即則N0長序列的離散傅里葉變換可寫為其中T代表矩陣轉(zhuǎn)置運(yùn)算；即為要估計(jì)的頻域信道參數(shù)；利用采樣序列的分解式和最大似然準(zhǔn)則，計(jì)算得到頻域信道參數(shù)的最大似然估計(jì)值為 <mrow><msubsup> <mover><mi>H</mi><mo>^</mo> </mover> <mi>m</mi> <mi>i</mi></msubsup><mo>=</mo><mfrac> <mn>1</mn> <mrow><mn>2</mn><msub> <mi>E</mi> <mi>f</mi></msub><mi>Q</mi> </mrow></mfrac><munderover> <mi>&Sigma;</mi> <mrow><mi>q</mi><mo>=</mo><mn>0</mn> </mrow> <mrow><mi>Q</mi><mo>-</mo><mn>1</mn> </mrow></munderover><msub> <mi>Y</mi> <mi>i</mi></msub><mo>[</mo><mi>qM</mi><mo>+</mo><mi>m</mi><mo>]</mo><mo>,</mo> </mrow>其中，q∈{0，1，2，…，Q-1}，第4、利用快速離散傅里葉逆變換(IFFT)得到時(shí)域信道參數(shù)的估計(jì)值利用離散傅里葉變換的對(duì)稱性，長度為N0的實(shí)序列的離散傅里葉變換滿足*表示共軛運(yùn)算；利用和計(jì)算得到的頻域信道參數(shù)的估計(jì)值其中S＝N0/2，得到時(shí)域信道參數(shù)序列hm的離散傅里葉變換為 <mrow><msub> <mover><mi>H</mi><mo>^</mo> </mover> <mi>m</mi></msub><mo>=</mo><mo>[</mo><msubsup> <mover><mi>H</mi><mo>^</mo> </mover> <mi>m</mi> <mn>0</mn></msubsup><mo>.</mo><msubsup> <mover><mi>H</mi><mo>^</mo> </mover> <mi>m</mi> <mn>1</mn></msubsup><mo>,</mo><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>,</mo><msubsup> <mover><mi>H</mi><mo>^</mo> </mover> <mi>m</mi> <mi>S</mi></msubsup><mo>,</mo><msup> <mrow><mo>(</mo><msubsup> <mover><mi>H</mi><mo>^</mo> </mover> <mi>m</mi> <mrow><mi>S</mi><mo>-</mo><mn>1</mn> </mrow></msubsup><mo>)</mo> </mrow> <mo>*</mo></msup><mo>,</mo><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>.</mo><mo>,</mo><msup> <mrow><mo>(</mo><msubsup> <mover><mi>H</mi><mo>^</mo> </mover> <mi>m</mi> <mn>2</mn></msubsup><mo>)</mo> </mrow> <mo>*</mo></msup><mo>,</mo><msup> <mrow><mo>(</mo><msubsup> <mover><mi>H</mi><mo>^</mo> </mover> <mi>m</mi> <mn>1</mn></msubsup><mo>)</mo> </mrow> <mo>*</mo></msup><mo>]</mo><mo>;</mo> </mrow>利用離散傅里葉逆變換(IDFT)計(jì)算即 <mrow><msub> <mover><mi>h</mi><mo>^</mo> </mover> <mrow><mi>m</mi><msub> <mi>N</mi> <mn>0</mn></msub><mo>+</mo><mi>k</mi> </mrow></msub><mo>=</mo><mfrac> <mn>1</mn> <msub><mi>N</mi><mn>0</mn> </msub></mfrac><mo>[</mo><munderover> <mi>&Sigma;</mi> <mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mn>0</mn> </mrow> <mi>S</mi></munderover><msup> <mi>e</mi> <mrow><mi>j</mi><mfrac> <mrow><mn>2</mn><mi>&pi;</mi> </mrow> <msub><mi>N</mi><mn>0</mn> </msub></mfrac><mi>ik</mi> </mrow></msup><msubsup> <mover><mi>H</mi><mo>^</mo> </mover> <mi>m</mi> <mi>i</mi></msubsup><mo>+</mo><munderover> <mi>&Sigma;</mi> <mrow><mi>i</mi><mo>=</mo><mi>S</mi><mo>+</mo><mn>1</mn> </mrow> <mrow><msub> <mi>N</mi> <mn>0</mn></msub><mo>-</mo><mn>1</mn> </mrow></munderover><msup> <mi>e</mi> <mrow><mi>j</mi><mfrac> <mrow><mn>2</mn><mi>&pi;</mi> </mrow> <msub><mi>N</mi><mn>0</mn> </msub></mfrac><mi>ik</mi> </mrow></msup><msup> <mrow><mo>(</mo><msubsup> <mover><mi>H</mi><mo>^</mo> </mover> <mi>m</mi> <mrow><msub> <mi>N</mi> <mn>0</mn></msub><mo>-</mo><mi>i</mi> </mrow></msubsup><mo>)</mo> </mrow> <mo>*</mo></msup><mo>]</mo> </mrow>其中m∈{0，1，…，M-1}，k∈{0，1，…，N0-1}；則Nc維信道參數(shù)向量的估計(jì)值為FSA00000145020300013.tif,FSA00000145020300015.tif,FSA00000145020300017.tif,FSA00000145020300021.tif,FSA00000145020300023.tif,FSA00000145020300024.tif,FSA00000145020300025.tif,FSA00000145020300026.tif,FSA00000145020300027.tif,FSA00000145020300028.tif,FSA00000145020300029.tif,FSA000001450203000211.tif,FSA000001450203000212.tif,FSA000001450203000213.tif,FSA000001450203000214.tif,FSA000001450203000215.tif,FSA000001450203000217.tif,FSA00000145020300032.tif,FSA00000145020300033.tif
全文摘要
一種基于幀級(jí)采樣數(shù)據(jù)的多模板超寬帶信道估計(jì)方法。該方法在發(fā)送端發(fā)送相同的訓(xùn)練序列波形，在接收端，利用特定設(shè)計(jì)的多個(gè)并行模板分別對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行幀級(jí)積分采樣，每個(gè)幀級(jí)采樣值都能分解為一個(gè)頻域信道參數(shù)和噪聲分量之和。信道估計(jì)算法分為兩步先利用最大似然(ML)估計(jì)準(zhǔn)則得到頻域信道參數(shù)的最大似然估計(jì)值，再利用離散傅里葉逆變換(IDFT)得到時(shí)域信道參數(shù)的估計(jì)。本發(fā)明避免了使用千兆(Gbit/s)以上采樣速率的A/D轉(zhuǎn)換器，大大降低了相接收機(jī)能的復(fù)雜度，仿真結(jié)果表明，該算法依賴于幀級(jí)采樣數(shù)據(jù)可以達(dá)到與文獻(xiàn)[1]中基于碼片級(jí)采樣數(shù)據(jù)算法可比的性能。
文檔編號(hào)H04L25/02GK101873279SQ201010202090
公開日2010年10月27日 申請(qǐng)日期2010年6月18日 優(yōu)先權(quán)日2010年6月18日
發(fā)明者徐微, 王東, 艾小溪, 趙加祥 申請(qǐng)人:南開大學(xué)