本發(fā)明是關于載波頻率偏移偵測電路與方法，尤其是關于第二代數(shù)字視頻廣播(DigitalVideoBroadcastingoverTerrestrial2,以下簡稱DVB-T2)系統(tǒng)的載波頻率偏移偵測電路與方法。
背景技術：
：圖1為第二代數(shù)字視頻廣播系統(tǒng)(DVB-T2)的數(shù)據(jù)幀(frame)格式。每個數(shù)據(jù)幀包含P1符號、P2符號以及數(shù)據(jù)本體。其中P1符號中包含傳送端的信息，例如：調變使用的快速傅立葉變換模式、傳送接收的輸入輸出模式等信息。除此，P1符號還可以用來偵測數(shù)據(jù)流，例如：數(shù)據(jù)幀的起始位置、載波頻率偏移程度、頻譜反轉狀況等。圖2為DVB-T2接收端的P1符號處理電路的功能方塊圖。P1符號處理電路100的偵測單元110對輸入信號進行數(shù)據(jù)幀的同步、頻譜反轉偵測等，并經(jīng)FFT運算單元120將輸入信號由時域轉換成頻域；接著，整數(shù)載波頻率偏移(integerCarrierFrequencyOffset,iCFO)偵測與補償單元130對該輸入信號進行iCFO偵測與補償；再由解擾單元(Descrambler)140對輸入信號進行解擾處理，使回復成標準的電視信號；最后，由解調變單元150進行解調變處理后，再由解碼單元160進行解碼處理后，產(chǎn)生碼字(codeword)S1及碼字S2。依據(jù)碼字S1及碼字S2即可對應找出數(shù)據(jù)調變時所采用的信息。在傳統(tǒng)的方法中，iCFO偵測與補償單元130使用竭盡式搜尋(exhaustivesearch)程序來找出iCFO，也就是依據(jù)所有可能的偏移值，分別對輸入信號進行補償，并計算補償后輸入信號與其對應的載波分布序列(CarrierDistributionSequence,CDS)的相關程度，最后取最大相關程度所對應的偏移值作為iCFO的估計結果。然而此程序需要長的等待時間而造成延遲(latency)，使接收電路的效能降低。技術實現(xiàn)要素：鑒于先前技術的不足，本發(fā)明的一目的在于提供一種載波頻率偏移偵測電路與方法，以加快偵測速度。本發(fā)明揭露一種載波頻率偏移偵測電路，包含：一格雷匹配濾波器，依據(jù)一組系數(shù)對一輸入信號進行濾波，以產(chǎn)生一輸出信號，其中該組系數(shù)與該輸入信號對應的一格雷互補序列有關；以及一判斷單元，決定該輸出信號的峰值，以及依據(jù)該峰值所對應的載波編號判斷一載波頻率偏移值。本發(fā)明另揭露一種偵測電路，包含：一第一濾波器，依據(jù)該輸入信號的一第一部分載波進行濾波，以產(chǎn)生一第一輸出信號，其中該第一部分載波對應于一第一格雷互補序列；一第二濾波器，依據(jù)該輸入信號的一第二部分載波進行濾波，以產(chǎn)生一第二輸出信號，其中該第二部分載波對應于一第二格雷互補序列；一第三濾波器，依據(jù)該輸入信號的一第三部分載波進行濾波，以產(chǎn)生一第三輸出信號，其中該第三部分載波對應于一第三格雷互補序列；以及一判斷單元，決定該些輸出信號加總后的一峰值，以及依據(jù)該峰值所對應的載波編號判斷一載波頻率偏移值。本發(fā)明另揭露一種載波頻率偏移偵測方法，包含：利用一格雷匹配濾波器依據(jù)一組系數(shù)對一輸入信號進行濾波，以產(chǎn)生一輸出信號，其中該組系數(shù)與該輸入信號對應的一格雷互補序列有關；決定該輸出信號的一峰值；以及依據(jù)該峰值所對應的載波編號來判斷一載波頻率偏移值。本發(fā)明的載波頻率偏移偵測電路與方法利用P1符號中載波分布序列的特性，使用相對應的濾波系數(shù)及濾波器即可快速偵測出載波頻率偏移的大小，相較于傳統(tǒng)方法減少了大量的乘法運算，因此可提升DVB-T2接收電路的效能。有關本發(fā)明的特征、實作與功效，茲配合圖式作實施例詳細說明如下。附圖說明圖1為DVB-T2系統(tǒng)的一個T2數(shù)據(jù)幀的示意圖；圖2為DVB-T2接收端的P1符號處理電路的功能方塊圖；圖3顯示一種格雷匹配濾波器；圖4為本發(fā)明的一實施例的iCFO偵測電路；圖5為P1符號的載波分布序列的載波編號與P1符號所遭受的整數(shù)頻率偏移的對應關系；圖6為本發(fā)明的載波頻率偏移偵測方法的一實施例的流程圖；圖7為本發(fā)明的另一實施例的iCFO偵測電路；以及圖8為本發(fā)明的另一實施例的iCFO偵測電路。符號說明100P1符號處理電路110偵測單元120FFT運算單元130iCFO偵測與補償單元140解擾單元150解調變單元160解碼單元300格雷匹配濾波器310、320、330、340、350、360、370延遲單元400、700、800iCFO偵測電路410、420、430格雷匹配濾波器440判斷單元710、810緩沖單元S610～S620步驟具體實施方式本發(fā)明的揭露內容包含載波頻率偏移偵測電路與方法。在實施為可能的前提下，本
技術領域：
具有通常知識者能夠依本說明書的揭露內容來選擇等效的元件或步驟來實現(xiàn)本發(fā)明，亦即本發(fā)明的實施并不限于后敘的實施例。依據(jù)DVB-T2的規(guī)格所定義，P1符號包含1024個載波，除去保護帶(guardband)的部分，有853個可用的載波(對應載波編號0～852)，而其中的768 個載波(對應載波編號44～811)為使用中的載波，用來傳輸編碼碼字CSS1及編碼碼字CSS2。編碼碼字CSS1及編碼碼字CSS2分別為傳送端的碼字S1及碼字S2編碼后的結果。前述768個載波中有一半為有效(active)載波，另一半為無效(inactive)載波(其值為0)。有效載波與無效載波的載波編號在DVB-T2的規(guī)格中系以CDS來加以定義，其中1定義為有效載波，0定義為無效載波。此載波分布序列(共768位)實際上是由3個格雷互補序列(GolayComplementarySequence,GCS)所組成，如表1所示：表1：其中，X、Y、Z、T分別為32位的樣本序列，如表2所示：表2：樣本序列內容X11010001001000010010111000100001Y00101110110111100010111000100001Z10000100100010110111101110001011T01111011011101000111101110001011依據(jù)文獻「高效率的格雷關聯(lián)器」(B.M.Popovic,“EfficientGolaycorrelator,”IEEEElec.Lett.,vol.35,no.17,pp.1427-1428,Aug.1999)，格雷互補序列可以基于下列方程式以遞歸的方法產(chǎn)生：a0[k]＝b0[k]＝δ[k](1)an[k]＝an-1[k]+wn·bn-1[k-2n-1](2)bn[k]＝an-1[k]-wn·bn-1[k-2n-1](3)其中k為索引值，n代表第n次迭代。序列an及序列bn的初始值為δ[k]，也就是只有在k＝0時為1，其余為0。系數(shù)wn為+1與-1的其中之一，當使用不同的系數(shù)wn時，依據(jù)方程式(1)～(3)所產(chǎn)生的格雷互補序列也就不同。換句話說，藉由選取適當?shù)南禂?shù)wn，基于方程式(1)～(3)的迭代運算便可分別產(chǎn)生出對應的格雷互補序列。文獻“高效率的格雷關聯(lián)器”同時提出一種格雷匹配濾波器(GolayMatchedFilter)，其電路圖如圖3所示。格雷匹配濾波器300包含7個延遲單元310～370、7個乘法器以及多個加法器，該些元件以數(shù)字信號處理(DigitalSignalProcessing,DSP)中常見的晶格架構(latticestructure)互相連接。延遲單元310～370中所標示的數(shù)字代表其所延遲的時間單位數(shù)，延遲的時間單位系P1符號中連續(xù)兩載波的時間差，7個延遲單元的延遲時間各不相同，分別為20～26個時間單位。圖3中的延遲單元310～370所延遲的時間單位數(shù)由輸出端Out往輸入端In遞增，但這只是眾多實施方式的其中之一，在其他的實施例中延遲單元310～370可能以其他的排列方式呈現(xiàn)。7個乘法器各具有一個系數(shù)wn，假設由輸出端Out至輸入端In的7個系數(shù)w1～w7依序等于一格雷互補序列所對應的系數(shù)w1～w7，則當輸入信號的序列與該格雷互補序列完全相同時，輸出端Out便會產(chǎn)生一個極大的峰值；反之，當輸入信號的序列與該格雷互補序列不同時，則在輸出端Out會得到等于或近似于0的值。本發(fā)明便是找出對應于格雷互補序列GCS1～GCS3所對應的系數(shù)wn，并利用上述的格雷匹配濾波器的特性找出P1符號的偏移量，也就是P1符號的iCFO。表1所示的3個格雷互補序列GCS1～GCS3所對應的系數(shù)wn如表3所示。表3：格雷互補序列系數(shù)wnGCS1(w1,w2,…,w7)＝(+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1)GCS2(w1,w2,…,w9)＝(+1,-1,-1,-1,-1,-1,-1,+1,+1)GCS3(w1,w2,…,w7)＝(-1,-1,-1,+1,-1,-1,+1)其中格雷互補序列GCS1及GCS3有128位，所以需要7個系數(shù)w1～w7；格雷互補序列GCS2有512位，所以需要9個系數(shù)w1～w9。圖4為本發(fā)明的一實施例的iCFO偵測電路。iCFO偵測電路400包含格雷匹配濾波器410、420 及430以及判斷單元440。其中，格雷匹配濾波器410與430包含7個延遲單元、7個乘法器以及多個加法器，格雷匹配濾波器420則包含9個延遲單元、9個乘法器以及多個加法器。格雷匹配濾波器410、420及430分別接收輸入信號Input1、Input2及Input3，而3者的濾波結果相加形成輸出信號Output，判斷單元440再依據(jù)輸出信號Output得到載波頻率偏移n_iCFO。格雷匹配濾波器410、420及430所使用的系數(shù)分別對應表3中格雷互補序列GCS1、GCS2及GCS3的系數(shù)，也就是說格雷匹配濾波器410、420及430分別對應格雷互補序列GCS1、GCS2及GCS3。圖5為P1符號載波分布序列的載波編號與其整數(shù)頻率偏移的對應關系。載波編號n_iCFO代表P1符號的載波頻率偏移的整數(shù)部分的偏移量，如果n_iCFO為0，代表此時P1符號沒有整數(shù)部分的載波頻率偏移。格雷互補序列GCS1(對應載波編號n_iCFO-382～n_iCFO-255)、格雷互補序列GCS2(對應載波編號n_iCFO-254～n_iCFO+257)以及格雷互補序列GCS3(對應載波編號n_iCFO+258～n_iCFO+385)共同構成載波分布序列，3者分別對應格雷匹配濾波器410、420及430，其中編號為n_iCFO-255、n_iCFO+257及n_iCFO+385的載波分別為格雷互補序列GCS1、GCS2與GCS3所對應的最后一個(編號最大)載波。當令載波自編號較小者開始依序進入格雷匹配濾波器，則格雷匹配濾波器410、420及430將分別在輸入編號為n_iCFO-255、n_iCFO+257及n_iCFO+385的載波時輸出峰值。將前述三個峰值相加，則可得到輸出信號Output的峰值，并依據(jù)該峰值位置推算載波頻率偏移。此外，由于實際上輸出信號Output的峰值系由三個峰值相加，這樣的作法可避免其中一組或兩組濾波器發(fā)生錯誤、或者輸入信號有受到部分干擾時，仍能得到輸出信號Output的一相對極大值來作判斷。如前所述，格雷匹配濾波器410、420及430系連續(xù)進行濾波，并將濾波后的三個輸出值相加以得到輸出信號Output。為了得到輸出信號Output的峰值，則必須讓格雷匹配濾波器410、420及430于同一時間輸入編號為nx、nx+512及nx+640的載波。請注意，由于格雷匹配濾波器410、420及430的總延遲時間不同(格雷匹配濾波器410、420及430分別延遲127、511、127時間單位數(shù))，在一實施例中，如圖7的iCFO偵測電路700所示，先將接收到的載波Input 儲存于一緩沖單元710，接著同時自編號為nx-511、nx+1及nx+129的載波開始分別將載波輸入格雷匹配濾波器410、420及430。在另一實施例中，同樣先將接收到的載波儲存于緩沖單元710，接著先自編號為nx+1的載波開始將載波輸入格雷匹配濾波器420，直到要將編號為nx+385的載波輸入格雷匹配濾波器420時，再同時開始自編號為nx-127及nx+513的載波開始分別將載波輸入格雷匹配濾波器410及430。在又一實施例中，如圖8的iCFO偵測電路800所示，也可以不考慮開始將載波輸入格雷匹配濾波器410、420及430的時間點，只要在三個濾波器的輸出端以緩沖單元810分別儲存輸出值，最后將對應編號為nx、nx+512及nx+640的載波作為輸入時產(chǎn)生的輸出值相加以得到輸出信號Output即可。實際操作時，通常會設定一個載波頻率偏移的搜尋區(qū)間[nmin,nmax]，則格雷匹配濾波器410輸出峰值的位置將落于區(qū)間[nmin-255,nmax-255]。為使格雷匹配濾波器410、420及430同時輸出峰值，因此再依據(jù)格雷互補序列GCS1、GCS2及GCS3中數(shù)據(jù)量最大者的長度(即GCS2的512位)，再將區(qū)間[nmin-255,nmax-255]的下限往前回推，即可得到格雷匹配濾波器410的輸入數(shù)據(jù)的載波編號區(qū)間為[nmin-766,nmax-255]。同理可推得格雷匹配濾波器420及格雷匹配濾波器430的輸入數(shù)據(jù)的載波編號區(qū)間分別為[nmin-254,nmax+257]及[nmin-126,nmax+385](意即將[nmin-766,nmax-255]分別往后推移512位及640位)。上述的峰值位置及各區(qū)間的范圍整理如下表4所示：表4：綜上所述，為使格雷匹配濾波器410、420及430同時輸出峰值，其輸入信號Input1、Input2及Input3的載波編號的關系為n、n+512以及n+640，以及如果輸出信號Output在對應載波編號nx處有峰值，則判斷單元440可決定該峰值的位置，并據(jù)以判斷出載波頻率偏移為n_iCFO＝nx+255。請注意，為了節(jié)省電路，本發(fā)明也可以只依據(jù)格雷互補序列GCS1、GCS2及GCS3的其中一者或兩者來偵測載波頻率偏移。由圖5可知，僅依據(jù)格雷互補序列GCS2(意即僅使用格雷匹配濾波器420)時，載波頻率偏移的位置為判斷單元440所決定的峰值位置左移257個載波編號，僅依據(jù)格雷互補序列GCS3(意即僅使用格雷匹配濾波器430)時，載波頻率偏移的位置為判斷單元440所決定的峰值位置左移385個載波編號。使用格雷匹配濾波器410、420及430的其中兩個時，載波頻率偏移的推算方法與個別輸入信號之間載波編號的偏移量，為本
技術領域：
具有通常知識者可藉由前述的說明推知，故不贅述。圖6為本發(fā)明的載波頻率偏移偵測方法的一實施例的流程圖。除前述的載波頻率偏移偵測電路外，本發(fā)明亦相對應地揭露了一種載波頻率偏移偵測方法，包含下列步驟：步驟S610：依據(jù)至少一組系數(shù)對輸入信號進行濾波，以產(chǎn)生一輸出信號。如前所述，P1符號所包含的3個格雷互補序列在本發(fā)明中皆可單獨或是一起被用作計算載波頻率偏移的依據(jù)。本步驟進行濾波時，將輸入信號輸入格雷匹配濾波器，并且以表3所示的任一組系數(shù)進行濾波。當輸入信號與所使用的系數(shù)匹配時，輸出信號會產(chǎn)生峰值，依據(jù)此峰值的位置可以估算載波頻率偏移。如圖5所示，當使用對應格雷互補序列GCS1的系數(shù)時，峰值的位置與載波頻率偏移值差距255個載波；同理，當使用對應格雷互補序列GCS2或GCS3的系數(shù)時，峰值的位置與載波頻率偏移值分別差距257或385個載波。此步驟亦可使用多組系數(shù)與多組格雷匹配濾波器同時進行濾波，并且各組格雷匹配濾波器的輸入信號可以預先調整，使各組格雷匹配濾波器的峰值同時產(chǎn)生，以利于峰值位置的判斷；以及步驟S620：依據(jù)該輸出信號的峰值所對應的載波編號來決定載波頻率偏移。如圖5所示，依據(jù)前一步驟所參考的格雷互補序列(即依據(jù)步驟S610所使用的系數(shù))，這個步驟由輸出信號的峰值所對應的載波編號即可推算出載波頻率偏移。上述的搜尋區(qū)間[nmin,nmax]＝[-122,122]，對本發(fā)明的iCFO偵測電路400來說，只需要執(zhí)行(nmax-255)-(nmin-766)+1＝(122-255)-(-122-766)+1＝756次濾波運算，每次運算涉及23次乘法(格雷匹配濾波器410、420及430共有23個乘 法器)，亦即總共經(jīng)過約756×23＝17388次乘法運算即可得知載波頻率偏移，而且23個乘法器僅乘以1或-1，有助簡化電路與提高指令周期；同樣的搜尋區(qū)間在傳統(tǒng)的竭盡式搜尋方法中需要執(zhí)行(nmax-nmin+1)＝255次的關聯(lián)性運算，而每次關聯(lián)性運算包含1024個乘法運算(因為P1符號包含1024個載波)，因此總共需要255×1024＝261120次乘法運算。相較于傳統(tǒng)的方法，本發(fā)明的載波頻率偏移偵測電路及方法大幅提升偵測速度。本發(fā)明的實施例如上所述，然而該些實施例并非用來限定本發(fā)明，本
技術領域：
具有通常知識者可依據(jù)本發(fā)明的明示或隱含的內容對本發(fā)明的技術特征施以變化，凡此種種變化均可能屬于本發(fā)明所尋求的專利保護范疇，換言之，本發(fā)明的專利保護范圍須視本說明書的申請專利范圍所界定者為準。當前第1頁1 2 3