本發(fā)明屬于移動(dòng)通信領(lǐng)域的認(rèn)知無線電網(wǎng)絡(luò)。本發(fā)明旨在解決該網(wǎng)絡(luò)中認(rèn)知用戶對(duì)主系統(tǒng)收發(fā)機(jī)之間信道增益估計(jì)的問題。
背景技術(shù)：
：在移動(dòng)通信領(lǐng)域中，頻譜資源非常有限，而當(dāng)前的頻譜利用率卻很低。因此，如何提高無線通信系統(tǒng)的頻譜利用率的問題亟需解決。一種有效地解決方法是采用頻譜共享(SS)技術(shù)。在SS中，只要認(rèn)知用戶的信號(hào)傳輸不超過主系統(tǒng)能接受的最大干擾功率限制(干擾溫度pI)要求，認(rèn)知用戶就可以接入主系統(tǒng)的頻譜中。那么，為了在認(rèn)知用戶與主系統(tǒng)之間實(shí)現(xiàn)SS，認(rèn)知用戶需要獲得主系統(tǒng)的干擾溫度來控制自身的發(fā)射功率，從而滿足認(rèn)知信號(hào)對(duì)主用戶信號(hào)的干擾限制。事實(shí)上，干擾溫度是通過計(jì)算主系統(tǒng)收發(fā)信機(jī)之間的信道增益來得到。在一個(gè)實(shí)際的無線通信系統(tǒng)中，主系統(tǒng)發(fā)射機(jī)通過調(diào)整發(fā)射信號(hào)功率來滿足接收機(jī)處的目標(biāo)信噪比γT。如果主用戶收發(fā)機(jī)之間的信道增益很小，同時(shí)主用戶之間的通信被認(rèn)知用戶的信號(hào)干擾時(shí)，即使主用戶發(fā)射機(jī)以最大功率pmax發(fā)射信號(hào)，主用戶接收機(jī)端的信噪比還是低于目標(biāo)信噪比。這時(shí)，主用戶之間的通信中斷。在實(shí)際系統(tǒng)中，γT與主用戶收發(fā)機(jī)之間的通信質(zhì)量聯(lián)系緊密，每個(gè)γT對(duì)應(yīng)一個(gè)預(yù)先設(shè)定的主系統(tǒng)中斷概率Θ，因此，主用戶系統(tǒng)通過計(jì)算干擾溫度來限制認(rèn)知用戶對(duì)自身的干擾，從而滿足預(yù)先設(shè)定的中斷概率要求。主系統(tǒng)的干擾溫度pI與信道增益g0之間存在以下關(guān)系：Pr{pmaxg0|h0|2σ2+pI<γT}=Θ,]]>其中，g0為主系統(tǒng)收發(fā)信機(jī)之間的大尺度信道增益系數(shù)，h0為小尺度衰落系數(shù)，其服從均值為1的瑞利分布，σ2為加性高斯白噪聲功率。因此，干擾溫度pI可以通過如下公式求出：pI=-pmaxg0ln(1-Θ)γT-σ2,]]>綜上所述，如果認(rèn)知用戶能夠得到主系統(tǒng)收發(fā)機(jī)之間的信道增益，就能獲得相應(yīng)的干擾溫度pI。這樣，認(rèn)知用戶就可以通過調(diào)整自身的發(fā)射傳輸功率來保護(hù)主系統(tǒng)的通信質(zhì)量，同時(shí)提高認(rèn)知吞吐量的目標(biāo)。在傳統(tǒng)的方法中，認(rèn)知用戶需要一條連接主系統(tǒng)的鏈路來獲得該信道增益。通過這條鏈路，主系統(tǒng)可以將該信道增益信息發(fā)送給認(rèn)知用戶。但在實(shí)際的系統(tǒng)中，主系統(tǒng)與認(rèn)知用戶之間的反饋鏈路不一定存在。因此，認(rèn)知用戶如何估計(jì)出主系統(tǒng)之間的信道增益以計(jì)算相應(yīng)的干擾溫度成為一大亟待解決的難題。為了便于理解對(duì)下述術(shù)語和模型進(jìn)行介紹：定義1主基站(PT，PrimaryTransmitter)：主系統(tǒng)中的信號(hào)發(fā)射端。定義2主用戶(PR，PrimaryUser)：主系統(tǒng)中的信號(hào)接收端。定義3認(rèn)知發(fā)射機(jī)(CT，CognitiveTransmitter)：次級(jí)系統(tǒng)中具有認(rèn)知功能的信號(hào)發(fā)射端。定義4信噪比(SNR，SignalNoiseRatio)：信號(hào)功率與噪聲功率的比值。定義5閉環(huán)功率控制(CLPC,ClosedLoopPowerControl)：發(fā)射端根據(jù)接收端信噪比的變化來調(diào)整自身的發(fā)射功率，從而保證接收端的接收質(zhì)量。定義6累積分布函數(shù)(CDF，CumulativeDistributionFunction)：表示某一隨機(jī)變量落在任一區(qū)間上的概率。定義7概率分布函數(shù)(PDF，ProbabilityDistributionFunction)：表示瞬時(shí)幅值落在某指定范圍內(nèi)的概率。定義8信道增益(CG，ChannelGain)：PT與PR之間的路徑損耗因子。定義9基于中位數(shù)的(MB，MedianBased)：本發(fā)明采用的CG估計(jì)方法。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：本發(fā)明為解決上述技術(shù)問題，提出了一種基于中位數(shù)準(zhǔn)則的主系統(tǒng)收發(fā)機(jī)間信道增益估計(jì)方法，通過監(jiān)聽多個(gè)獨(dú)立SNR，根據(jù)所得到SNR的中位數(shù)，并且利用該中位數(shù)與CG之間的數(shù)學(xué)關(guān)系估計(jì)CG。本發(fā)明采用的技術(shù)方案是：基于中位數(shù)準(zhǔn)則的主系統(tǒng)收發(fā)信機(jī)間信道增益估計(jì)方法，包括：S1、下行鏈路傳輸中，主基站與主用戶之間采用閉環(huán)功率控制，主基站向主用戶發(fā)射信號(hào)的同時(shí)，認(rèn)知發(fā)射機(jī)監(jiān)聽來自主基站信號(hào)的信噪比；S2、認(rèn)知發(fā)射機(jī)根據(jù)接收到的信噪比，通過基于中位數(shù)的估計(jì)算法得到信道增益值。進(jìn)一步地，所述步驟S1具體包括以下分步驟：S11、主基站采用自適應(yīng)調(diào)制方式，設(shè)主基站發(fā)射單位功率的信號(hào)xp(k)，發(fā)射功率為p0(k)，則主用戶端接收到的信號(hào)表示為：yp(k)=h0(k)g0p0(k)xp(k)+np(k);]]>其中，np(k)為CT處接收到的均值為0，方差為σ2的加性高斯白噪聲；h0(k)表示主基站與主用戶之間的小尺度衰落系數(shù)，且h0(k)服從均值為1的瑞利分布；g0表示信道增益值，主用戶端接收到的信噪比為：γp(k)=|h0(k)|2g0p0(k)σ2;]]>主基站的發(fā)射功率滿足以下條件：p0(k)=γTσ2|h0(k)|2g0;]]>其中，γT表示目標(biāo)信噪比；S12、在下行鏈路傳輸中，認(rèn)知發(fā)射機(jī)接收到主基站的信號(hào)為：yc(k)=h1(k)g1p0(k)xp(k)+nc(k);]]>其中，nc(k)為認(rèn)知發(fā)射機(jī)處的噪聲，nc(k)的均值為0，nc(k)的方差為σ2；認(rèn)知發(fā)射機(jī)處的信噪比為：γc(k)=|h1(k)|2g1p0(k)σ2;]]>將帶入中，則認(rèn)知發(fā)射機(jī)處的信噪比為可以表示為：γc(k)=γTg1g0|h(k)|2|h0(k)|2.]]>進(jìn)一步地，所述步驟S2具體包括：S21、對(duì)認(rèn)知發(fā)射機(jī)處的信噪比：進(jìn)行去指數(shù)，并采用dB形式表示為：γc,dB＝γT,dB+10log10(g1)-10log10(g0)+10log10φ；其中，φ為隨機(jī)變量，且γc,dB表示認(rèn)知發(fā)射機(jī)處接收到的信噪比的dB形式；γT,dB表示主用戶處目標(biāo)信噪比的dB形式；S22、步驟S21中γc,dB的累積分布函數(shù)為：FΓc,dB(γc,dB)=10γc,dB-γT,dB-10log10(g1)+10log10(g0)101+10γc,dB-γT,dB-10log10(g1)+10log10(g0)10;]]>S23、根據(jù)中位數(shù)的定義，令獲得γc,dB的中位數(shù)γc,dB,12=γT,dB+10log10(g1)-10log10(g0);]]>S24、通過求解得到信道增益值g0。進(jìn)一步地，所述步驟S24具體包括以下分步驟：S241、對(duì)于K個(gè)采樣數(shù)據(jù)塊，認(rèn)知發(fā)射機(jī)測量得到K個(gè)采樣信噪比：對(duì)K個(gè)采樣信噪比進(jìn)行升序排列：S242、當(dāng)K為奇數(shù)時(shí)，采樣中位數(shù)為：通過采樣中位數(shù)近似得到中位數(shù)為：通過中位數(shù)估計(jì)值近似得到信道增益值g0；S423、當(dāng)K為偶數(shù)時(shí)，采樣中位數(shù)處于和之間，則通過采樣中位數(shù)近似得到中位數(shù)為：通過中位數(shù)估計(jì)值近似得到信道增益值g0。更進(jìn)一步地，步驟S242中所述中位數(shù)估計(jì)值表達(dá)式為：g^0=10γT,dB+10log10(g1)-γ‾c,dB(K+12)10.]]>更進(jìn)一步地，步驟S243中所述中位數(shù)估計(jì)值表達(dá)式為：g^0=10γT,dB+10log10(g1)-γ‾c,dB(K2)+γ‾c,dB(K2+1)210.]]>本發(fā)明的有益效果：本發(fā)明的基于中位數(shù)準(zhǔn)則的主系統(tǒng)收發(fā)機(jī)間信道增益估計(jì)方法，CT能在不存在主系統(tǒng)到自身之間反饋鏈路的條件下估計(jì)出信道增益，本發(fā)明的方法主要通過監(jiān)聽多個(gè)獨(dú)立SNR，得到多個(gè)獨(dú)立SNR的中位數(shù)，并且利用該中位數(shù)與CG之間的數(shù)學(xué)關(guān)系估計(jì)CG；本發(fā)明的方法具有較低的估計(jì)誤差，因此與傳統(tǒng)的CG估計(jì)方法相比，本發(fā)明具有更低的復(fù)雜度和更好的估計(jì)性能。附圖說明圖1為本發(fā)明所采用的系統(tǒng)示意圖。圖2為本發(fā)明提供的估計(jì)誤差與傳輸塊個(gè)數(shù)K的關(guān)系圖。圖3為本發(fā)明提供的估計(jì)誤差與主基站與主用戶之間距離d0的關(guān)系圖。圖4為本發(fā)明提供的估計(jì)誤差與主基站與認(rèn)知發(fā)射機(jī)之間距離d1的關(guān)系圖。具體實(shí)施方式為便于本領(lǐng)域技術(shù)人員理解本發(fā)明的技術(shù)內(nèi)容，下面結(jié)合附圖對(duì)本
發(fā)明內(nèi)容進(jìn)一步闡釋。如圖1所示為本發(fā)明所采用的系統(tǒng)示意圖，系統(tǒng)由PT、PR和CT組成，PT與PR在某個(gè)頻段內(nèi)通信，PT位置固定，其覆蓋范圍為半徑為R的圓，CT位于圓內(nèi)，通過估計(jì)PT與PR之間的信道增益來實(shí)現(xiàn)頻譜共享。系統(tǒng)考慮的信道為塊衰落信道。其中，PT和PR(CT)之間的信道系數(shù)為hk(k＝0,1)為小尺度衰落系數(shù)，服從瑞利衰落，且在每個(gè)數(shù)據(jù)塊中保持不變；gk(k＝0,1)為大尺度衰落系數(shù)，其由如下公式?jīng)Q定：Pl(dk)＝128+37.6log10(dk),fordk≥0.035km(1)其中，dk為兩點(diǎn)之間的距離，當(dāng)k＝0時(shí)，d0表示主基站與主用戶之間的距離；當(dāng)k＝1時(shí)，d1表示主基站與認(rèn)知發(fā)射機(jī)之間的距離。本發(fā)明考慮PT和PR之間在下行鏈路傳輸中采用CLPC。在PT向PR發(fā)射信號(hào)的同時(shí)，CT端監(jiān)聽來自PT端信號(hào)的SNR。通過監(jiān)聽多個(gè)獨(dú)立SNR，根據(jù)所得到SNR的中位數(shù)，并且利用該中位數(shù)與CG之間的數(shù)學(xué)關(guān)系估計(jì)CG。由于PT和PR之間采用CLPC，PT的發(fā)射功率包含了PT與PR之間CG的信息。同時(shí)，PT的發(fā)射功率信息包含在CT接收到的SNR數(shù)據(jù)中。因此，CT可以通過測量SNR來估計(jì)PT和PR之間CG。與此同時(shí)，中位數(shù)能夠反應(yīng)多個(gè)數(shù)據(jù)的平均值。利用SNR平均值與CG的關(guān)系可以計(jì)算CG。CT通過中位數(shù)準(zhǔn)則進(jìn)行CG估計(jì)的方法，包括如下步驟：S1、下行鏈路傳輸中，PT和PR之間采用CLPC，PT向PR發(fā)射信號(hào)的同時(shí)，CT端監(jiān)聽來自PT端信號(hào)的SNR；PT根據(jù)PR處的目標(biāo)信噪比進(jìn)行功率調(diào)整。具體步驟如下：S11、PT采用自適應(yīng)調(diào)制方式，PT發(fā)射單位功率的信號(hào)xp，發(fā)射功率為p0，則PR端接收到的信號(hào)可以表示為：yp(k)=h0(k)g0p0(k)xp(k)+np(k)---(2)]]>其中，np(k)為認(rèn)知發(fā)射機(jī)CT處接收到的均值為0，且方差為σ2的加性高斯白噪聲，于是，PR處接收到的SNR為：γp(k)=|h0(k)|2g0p0(k)σ2---(3)]]>由于主基站PT與主用戶PR之間采用CLPC，PT自適應(yīng)地調(diào)整自身的發(fā)射功率以達(dá)到PR處的目標(biāo)信噪比γT，因此，PT處的發(fā)射功率應(yīng)該滿足以下條件：p0(k)=γTσ2|h0(k)|2g0---(4)]]>S12、在下行鏈路傳輸中，CT接收到PT的信號(hào)為：yc(k)=h1(k)g1p0(k)xp(k)+nc(k)---(5)]]>其中，nc(k)為CT處的噪聲，均值為0，方差為σ2。于是CT處的SNR為：γc(k)=|h1(k)|2g1p0(k)σ2---(6)]]>將(4)帶入(6)中，上述SNR可以表示為：γc(k)=γTg1g0|h1(k)|2|h0(k)|2---(7)]]>S2、由上述公式可知：g0的估計(jì)與CT處接收的所有塊的SNR有關(guān)，于是CT根據(jù)接收的所有塊的SNR來估計(jì)CG值g0。首先，本發(fā)明給出中位數(shù)和采樣中位數(shù)的定義：定義10、對(duì)于一個(gè)CDF函數(shù)為FX(x),x∈R的隨機(jī)變量X，如果有如下關(guān)系存在：FX(x12)=Pr{X≤x12}=12]]>1-FX(x12)=Pr{X≥x12}=12]]>那么就為X的中位數(shù)。定義11、對(duì)于一個(gè)有M個(gè)采樣值xm(1≤m≤M)的隨機(jī)變量X，如果：Pr{xm≤x12s}=12,]]>Pr{xm≥x12s}=12;]]>則為X采樣值的中位數(shù)。為了公式的簡潔，將(7)中的指數(shù)k去掉，并用dB形式表示：γc,dB＝γT,dB+10log10(g1)-10log10(g0)+10log10φ(8)其中，隨機(jī)變量因?yàn)棣諡殡S機(jī)變量，所以γc,dB也為相應(yīng)的一個(gè)隨機(jī)變量，它的CDF形式為：FΓc,dB(γc,dB)=Pr{γT,dB+10log10(g1)-10log10(g0)+10log10φ≤γc,dB}=Pr{φ≤10γc,dB-γT,dB-10log10(g1)+10log10(g0)10}=FΦ(10γc,dB-γT,dB-10log10(g1)+10log10(g0)10)---(9)]]>其中，F(xiàn)Φ(·)為φ的CDF。由于hk(k＝0,1)服從均值為1的瑞利分布，其CDF形式可以表示為：FΦ(φ)=φ1+φ---(10)]]>將(10)帶入(9)可得γc,dB的CDF為：FΓc,dB(γc,dB)=10γc,dB-γT,dB-10log10(g1)+10log10(g0)101+10γc,dB-γT,dB-10log10(g1)+10log10(g0)10---(11)]]>基于定義10，可以令來獲得γc,dB的中位數(shù)10γc,dB-γT,dB-10log10(g1)+10log10(g0)101+10γc,dB-γT,dB-10log10(g1)+10log10(g0)10=12---(12)]]>求解(12)可得：γc,dB,12=γT,dB+10log10(g1)-10log10(g0)---(13)]]>由(13)可知，為g0的函數(shù)，可以通過求解來獲得CG的估計(jì)值g0，由于CT并不知曉的值，因此要先估計(jì)值。對(duì)于K個(gè)獨(dú)立的采樣數(shù)據(jù)塊，CT能夠測量K個(gè)獨(dú)立的SNR，即：γc,dB(k)(1≤k≤K)，接下來，本申請(qǐng)將用采樣中位數(shù)來近似最后求得MB估計(jì)器g0。首先，將采樣SNR表示為并對(duì)其進(jìn)行升序排列，即：γ‾c,dB(i)≤γ‾c,dB(j),1≤i≤j≤K]]>由于當(dāng)采樣個(gè)數(shù)K為奇數(shù)和偶數(shù)時(shí)，采樣中值不一樣，所以，本申請(qǐng)將分別對(duì)K為奇數(shù)和偶數(shù)進(jìn)行討論。1)當(dāng)K為奇數(shù)時(shí)，采樣中值因此，γc,dB可以近似為：γc,dB,12≈γ‾c,dB(K+12)---(14)]]>把(14)帶入(13)，可以得出MB估計(jì)器：g^0=10γT,dB+10log10(g1)-γ‾c,dB(K+12)10---(15)]]>2)當(dāng)K為偶數(shù)時(shí)，采樣中值處于和之間，于是，γc,dB可以近似為：γc,dB,12≈γ‾c,dB(K2)+γ‾c,dB(K2+1)2.---(16)]]>把(16)帶入(13)，MB估計(jì)器可以表示為：g^0=10γT,dB+10log10(g1)γ‾c,dB(K2)+γ‾c,dB(K2+1)210---(17)]]>綜合可得，MB估計(jì)器小結(jié)為：g^0=10γT,dB+10log10(g1)-γ‾c,dB(K+12)10,forKisodd,10γT,dB+10log10(g1)-γ‾c,dB(K2)+γ‾c,dB(K2+1)210,forKiseven.---(18)]]>其中，odd表示奇數(shù)，even表示偶數(shù)；從(18)可以看出，MB估計(jì)器的值取決于PR處的目標(biāo)SNRγT,dB，PT與PR之間的信道增益g1，CT本身接收的SNRγc,dB，由于CT可以通過研究主系統(tǒng)的調(diào)制編碼方案來獲得γT,dB，通過測量自身與PT的距離來獲得g1，測量接收到的SNR來獲得γc,dB，因此，CT能夠通過求解(18)來獲得MB估計(jì)器仿真結(jié)果：在仿真中，設(shè)定發(fā)射機(jī)的坐標(biāo)位置為(0,0)，PR和CT均處在x軸上，接收機(jī)處的目標(biāo)信噪比為γT＝10dB，噪聲的功率為-114dBm，數(shù)據(jù)塊的個(gè)數(shù)為N＝100，蒙特卡洛撒點(diǎn)數(shù)為10000。如圖2所示為g0的絕對(duì)估計(jì)誤差ε與數(shù)據(jù)塊數(shù)目K的關(guān)系圖，ε定義為：ϵ=|g^0-g0|]]>其中，PT與CT之間的距離d1＝0.1km，PT與PR之間的距離d0＝0.25km。由圖可以看出，隨著數(shù)據(jù)塊數(shù)目K的增大，估計(jì)誤差ε的值越來越小。這是因?yàn)楫?dāng)K變大時(shí)，對(duì)SNR中位數(shù)的估計(jì)會(huì)越來越準(zhǔn)確，因此，估計(jì)性能會(huì)變好。本申請(qǐng)中數(shù)據(jù)塊數(shù)目K取值下限為1，上限為正無窮。如圖3所示為g0的絕對(duì)估計(jì)誤差ε與d0變化的關(guān)系圖。其中，d1＝0.1km，d0的變化范圍是(0.1km,0.5km)，由圖可以看出，隨著d0的變化估計(jì)誤差ε基本上維持在0.68dB左右，這表明MB估計(jì)器的估計(jì)的性能較好，而且PR的位置變化對(duì)估計(jì)性能沒有太大的影響。如圖4所示為g0的絕對(duì)估計(jì)誤差ε與d1變化的關(guān)系圖。其中d0＝0.25km，d1的變化范圍是(0.1km,0.5km)，此圖展示了當(dāng)d1發(fā)生變化時(shí)，雖然CT處接收到的SNR會(huì)相應(yīng)變小，但是g0的估計(jì)誤差卻一直處在0.68dB左右。因此MB估計(jì)器不僅具有較優(yōu)的估計(jì)性能，且抗噪干擾能力強(qiáng)。本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員將會(huì)意識(shí)到，這里所述的實(shí)施例是為了幫助讀者理解本發(fā)明的原理，應(yīng)被理解為本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于這樣的特別陳述和實(shí)施例。對(duì)于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，本發(fā)明可以有各種更改和變化。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的權(quán)利要求范圍之內(nèi)。當(dāng)前第1頁1 2 3