本發(fā)明涉及一種多載波差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)方法及調(diào)制解調(diào)器，屬于通信技術(shù)的技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：

混沌數(shù)字調(diào)制技術(shù)不但可以保留傳統(tǒng)擴頻通信系統(tǒng)具有的低截獲概率和減輕多徑效應(yīng)等特性，而且還在許多其他方面表現(xiàn)出了獨特的優(yōu)勢，包括：降低系統(tǒng)的硬件成本；提升通信安全性；適合在多用戶環(huán)境中有效區(qū)分不同用戶；提高擴頻通信系統(tǒng)的性能等。因此，混沌數(shù)字調(diào)制技術(shù)已成為非線性科學與信息科學界關(guān)注和研究的熱點問題之一。

由于目前缺乏可靠的和有效的方法在接收端實現(xiàn)混沌同步，現(xiàn)有的混沌數(shù)字調(diào)制解調(diào)方法大多基于傳輸參考方法，即把載波信號和攜帶信息的信號都發(fā)送給接收端。其中，差分混沌移位鍵控(Differential Chaos Shift Keying,DCSK)調(diào)制解調(diào)方法無需完成信道估計，能夠獲得較好的誤碼性能，在許多實際應(yīng)用場合下(即：包括無線個人局域網(wǎng)、無線傳感器網(wǎng)絡(luò)等)都表現(xiàn)出了很強的競爭力。但是，為保證參考信號和信息信號之間正交，DCSK在不同的時間段內(nèi)傳輸這兩種信號，因而發(fā)射端和接收端都必須使用延時單元。在超寬帶傳輸時，采用現(xiàn)有工藝集成模擬延時單元幾乎不可能，數(shù)字方式實現(xiàn)的延時單元則將消耗巨大的功率。

針對上述問題，多載波差分混沌移位鍵控(Multi-Carrier Differential Chaos Shift Keying,MC-DCSK)調(diào)制解調(diào)方法使用多個子載波來同時傳輸參考信號和多路信息信號，通過不同的子載波來區(qū)分參考信號和各路信息信號。在所有的子載波中，只有1個子載波被分配給參考信號，而余下所有的子載波均被分配給信息信號，且每1路信息信號占據(jù)1個子載波。雖然MC-DCSK消除了收發(fā)設(shè)備中的延時單元，但是與傳統(tǒng)二進制相移鍵控(Binary Phase ShiftKeying,BPSK)相比，MC-DCSK的比特誤碼率仍然偏高，比特誤碼性能不夠理想。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題在于克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供一種多載波差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)方法及調(diào)制解調(diào)器，以解決現(xiàn)有MC-DCSK調(diào)制解調(diào)方法比特誤碼率高、比特誤碼性能不佳的問題。

為達到上述目的，本發(fā)明所提供的技術(shù)方案如下：

一種多載波差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)方法，包括：

步驟1：根據(jù)信道中測量得到的比特信噪比值和可供使用的子載波數(shù)M，計算分配給DCSK參考信號的子載波數(shù)N；

步驟2：生成長度為β的離散混沌信號序列；

步驟3：對步驟2所生成的離散混沌信號序列進行脈沖成形濾波，得到當前符號周期內(nèi)的DCSK參考信號；

步驟4：將當前符號時間內(nèi)要傳輸?shù)腗-N個串行數(shù)據(jù)比特轉(zhuǎn)變?yōu)镸-N路并行數(shù)據(jù)比特；

步驟5：將步驟3所生成的DCSK參考信號分別與步驟4中生成的M-N路并行數(shù)據(jù)比特相乘，生成M-N路DCSK信息信號；

步驟6：從可供使用的M個子載波中選出N個子載波，將選出的N個子載波與步驟3所生成的DCSK參考信號分別相乘，生成N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK參考信號；

步驟7：將在步驟6中剩余的M-N個子載波分別與步驟5所生成的M-N路DCSK信息信號相乘，生成M-N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK信息信號；

步驟8：將步驟6所生成的N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK參考信號和步驟7所生成的M-N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK信息信號相加后發(fā)送；

步驟9：接收步驟8所發(fā)送的信號，將其與M個同步的子載波分別相乘，得到M路乘積信號；

步驟10：將步驟9所得M路乘積信號分別進行匹配濾波，對濾波后的M路乘積信號進行時域采樣，分別恢復(fù)出N路離散DCSK參考信號序列和M-N路離散DCSK信息信號序列；

步驟11：對步驟10所得N路離散DCSK參考信號序列取平均，得到平均后的離散DCSK參考信號序列；

步驟12：將步驟11所得平均后的離散DCSK參考信號序列與步驟10所得M-N路離散DCSK信息信號序列分別相關(guān)，得到M-N個相關(guān)值；

步驟13：將步驟12所得M-N個相關(guān)值分別與門限值比較，根據(jù)門限判決輸出M-N路解調(diào)數(shù)據(jù)比特；

步驟14：將步驟13所得M-N路解調(diào)數(shù)據(jù)比特合并為1路串行解調(diào)數(shù)據(jù)比特流。

進一步地，作為本發(fā)明的一種優(yōu)選技術(shù)方案：所述步驟1中計算分配給DCSK參考信號的子載波數(shù)N，具體為：

Φ(N)＝min(Φ(x))

其中，且x為整數(shù)；E_b/N₀為信道中測量得到的比特信噪比；β為的離散混沌信號序列的長度；M為可供使用的子載波數(shù)。

進一步地，作為本發(fā)明的一種優(yōu)選技術(shù)方案：所述步驟6從可供使用的M個子載波中所選出的N個子載波用于傳輸步驟3產(chǎn)生的1路DCSK參考信號，及剩余的M-N個子載波用于傳輸步驟5產(chǎn)生的M-N路DCSK信息信號，且每1個子載波內(nèi)傳輸1路DCSK信息信號。

本發(fā)明還提出一種多載波差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)器，所述調(diào)制器包括：混沌信號發(fā)生器、脈沖成形濾波器、串并變換電路、M-N路調(diào)制乘法器、M路載波乘法器和加法器，其中M為可供使用的子載波數(shù)，N為用于傳輸DCSK參考信號的子載波數(shù)；所述混沌信號發(fā)生器生成離散混沌信號序列，經(jīng)過脈沖成形濾波器進行脈沖成形濾波，得到當前符號周期內(nèi)的DCSK參考信號；所述串并變換電路將當前符號時間內(nèi)要傳輸?shù)腗-N個串行數(shù)據(jù)比特轉(zhuǎn)變?yōu)镸-N路并行數(shù)據(jù)比特；所述M-N路調(diào)制乘法器將M-N路并行數(shù)據(jù)比特與步驟3所生成的當前符號周期內(nèi)的DCSK參考信號相乘，獲得M-N路DCSK信息信號；所述M路載波乘法器將當前符號周期內(nèi)的DCSK參考信號與N個子載波分別相乘，生成N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK參考信號，及將所獲得的M-N路DCSK信息信號分別與M-N個子載波相乘，生成M-N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK信息信號；所述加法器將所生成的N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK參考信號和M-N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK信息信號相加后發(fā)送。

本發(fā)明還提出一種多載波差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)器，所述解調(diào)器包括M路載波乘法器、M路匹配濾波器、M路采樣開關(guān)、DSP芯片和并串變換電路；所述M路載波乘法器利用M個同步的子載波分別與接收的信號相乘，得到M路乘積信號；所述M路匹配濾波器對M路乘積信號分別進行匹配濾波；所述M路采樣開關(guān)對匹配濾波后的M路乘積信號分別進行時域采樣，恢復(fù)出N路離散DCSK參考信號序列和M-N路離散DCSK信息信號序列；所述DSP芯片計算恢復(fù)出的N路離散DCSK參考信號序列的平均值，將平均后的離散DCSK參考信號序列與恢復(fù)出的M-N路離散DCSK信息信號序列分別相關(guān)，得到M-N個相關(guān)值，及將M-N個相關(guān)值分別與門限值比較，根據(jù)門限判決輸出M-N路解調(diào)數(shù)據(jù)比特；所述并串變換電路將所得M-N路解調(diào)數(shù)據(jù)比特合并為1路串行解調(diào)數(shù)據(jù)比特流并輸出。

本發(fā)明采用上述技術(shù)方案，能產(chǎn)生如下技術(shù)效果：

本發(fā)明所提供的多載波差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)方法，基于最佳子載波分配策略，為參考信號傳輸分配一定數(shù)目的子載波，即N個，將余下的M-N個子載波分配給多路信息信號傳輸。在為信息信號分配的M-N個子載波內(nèi)，每個子載波上傳輸1路DCSK信息信號，在為參考信號分配的N個子載波內(nèi)，每個子載波上傳輸相同的參考信號，即，所有DCSK信息信號的參考信號。所有DCSK參考信號和DCSK信息信號之間的正交性是通過不同的子載波之間的正交性來保證的。解調(diào)時，將在不同子載波上收到的所有DCSK參考信號取平均值，根據(jù)該平均值與收到的各路DCSK信息信號的相關(guān)值極性來實現(xiàn)信息解調(diào)，可以大大降低判決變量中的噪聲分量，從而明顯提高系統(tǒng)的比特誤碼性能。與此同時，本發(fā)明中所述的方法能夠避免在接收端、發(fā)射端中使用延時單元，有效地降低了接收端判決變量中的噪聲分量，改善了系統(tǒng)的比特誤碼性能，獲得了更低的比特誤碼率。

附圖說明

圖1為本發(fā)明多載波差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)方法的流程示意圖。

圖2為本發(fā)明多載波差分混沌移位鍵控調(diào)制器的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3為本發(fā)明多載波差分混沌移位鍵控解調(diào)器的結(jié)構(gòu)示意圖。

圖4為本發(fā)明的調(diào)制解調(diào)方法與現(xiàn)有的MC-DCSK方法在加性高斯白噪聲信道中的誤碼性能對比圖。

具體實施方式

下面結(jié)合說明書附圖對本發(fā)明的實施方式進行描述。

如圖1所示，本發(fā)明設(shè)計了一種多載波差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)方法，該方法具體包括如下步驟：

步驟1：根據(jù)信道中測量得到的比特信噪比E_b/N₀值和可供使用的子載波數(shù)M，計算分配給DCSK參考信號的子載波數(shù)N。

步驟2：生成長度為β的離散混沌信號序列。

步驟3：對步驟2所生成的離散混沌信號序列進行脈沖成形濾波，得到當前符號周期內(nèi)的DCSK參考信號。

步驟4：將當前符號時間內(nèi)要傳輸?shù)腗-N個串行數(shù)據(jù)比特轉(zhuǎn)變?yōu)镸-N路并行數(shù)據(jù)比特。

步驟5：將步驟3所生成的DCSK參考信號分別與步驟4中生成的M-N路并行數(shù)據(jù)比特相乘，生成M-N路DCSK信息信號。

步驟6：從可供使用的M個子載波中選出N個子載波，將步驟3所生成的DCSK參考信號與所選出的頻率為f₁,f₂,...,f_N的N個子載波分別相乘，完成DCSK參考信號的多載波調(diào)制，生成N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK參考信號。

步驟7：將步驟5所生成的M-N路DCSK信息信號分別與剩余的頻率為f_N+1,f_N+2,...,f_M的M-N個子載波相乘，完成DCSK信息信號的多載波調(diào)制，生成M-N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK信息信號。

步驟8：將步驟6所生成的N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK參考信號和步驟7所生成的M-N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK信息信號相加后發(fā)送。

步驟9：在接收方，接收步驟8所發(fā)送的信號，及將其與頻率為f₁,f₂,...,f_M的M個同步的子載波分別相乘，得到M路乘積信號；

步驟10：對步驟9所得M路乘積信號分別進行匹配濾波，并對匹配濾波后的M路乘積信號進行時域采樣，分別恢復(fù)出N路離散DCSK參考信號序列和M-N路離散DCSK信息信號序列。

步驟11：將步驟10中恢復(fù)出的N路離散DCSK參考信號序列相加后除以子載波數(shù)目N，生成平均后的離散DCSK參考信號序列。

步驟12：將步驟11所得平均后的離散DCSK參考信號序列與步驟10所得M-N路離散DCSK信息信號序列分別相關(guān)，得到M-N個相關(guān)值。

步驟13：將步驟12所得M-N個相關(guān)值分別與門限值比較，根據(jù)門限判決輸出M-N路解調(diào)數(shù)據(jù)比特；其解調(diào)規(guī)則為：當相關(guān)值>門限值0時，則解調(diào)的數(shù)據(jù)比特為“+1”，反之，解調(diào)的數(shù)據(jù)比特為“-1”。

步驟14：將步驟13所得M-N路解調(diào)數(shù)據(jù)比特合并為1路串行解調(diào)數(shù)據(jù)比特流。

優(yōu)選地，所述步驟1中分配給DCSK參考信號的子載波數(shù)N滿足下面的最佳子載波分配策略：

Φ(N)＝min(Φ(x))

其中，且x為整數(shù)；E_b/N₀為信道中測量得到的比特信噪比；β為的離散混沌信號序列的長度；M為可供使用的子載波數(shù)。

上述方法使用M個子載波同時傳輸M-N路DCSK信息信號和它們共用的1路DCSK參考信號；M-N路DCSK信息信號分別在M-N個頻率為f_N+1,f_N+2,...,f_M的子載波內(nèi)傳輸，其中每1個子載波內(nèi)傳輸1路DCSK信息信號；所有DCSK信息信號共用的1路DCSK參考信號在余下的N個頻率為f₁,f₂,...,f_N的子載波內(nèi)被分別傳輸了N次。

上述方法在接收方中，將接收到的信號分別與頻率為f₁,f₂,...,f_M的M個同步的子載波相乘，所得M路乘積信號分別經(jīng)過匹配濾波，對M路匹配濾波后輸出的信號進行時域采樣，分別恢復(fù)出N路離散DCSK參考信號序列和M-N路離散DCSK信息信號序列，計算N路離散DCSK參考信號序列的平均值，將平均后的離散DCSK參考信號序列與恢復(fù)出的M-N路離散DCSK信息信號序列分別取相關(guān)，根據(jù)M-N個相關(guān)值與門限值0的比較結(jié)果，輸出M-N位解調(diào)數(shù)據(jù)比特。

在此基礎(chǔ)上，本發(fā)明還提出一種多載波差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)器，該調(diào)制解調(diào)器可利用上述方法對信號進行調(diào)制解調(diào)。具體地，所述調(diào)制器為參考信號傳輸分配一定數(shù)目的子載波，將余下的子載波分配給多路信息信號傳輸，在為信息信號分配的子載波內(nèi)，每個子載波上傳輸1路DCSK信息信號，在為參考信號分配的子載波內(nèi)，每個子載波上傳輸相同的參考信號，即所有DCSK信息信號的參考信號。所述解調(diào)器將在不同子載波上收到的所有DCSK參考信號取平均值，根據(jù)該平均值與收到的各路DCSK信息信號的相關(guān)值極性來實現(xiàn)信息解調(diào)。

所述調(diào)制解調(diào)器中調(diào)制器的結(jié)構(gòu)如圖2所示，具體包括：混沌信號發(fā)生器、脈沖成形濾波器、串并變換電路、M-N路調(diào)制乘法器、M路載波乘法器和加法器，其中M為可供使用的子載波數(shù)目，N為用于傳輸DCSK參考信號的子載波數(shù)；其中，所述混沌信號發(fā)生器生成離散混沌信號序列，經(jīng)脈沖成形濾波器進行脈沖成形濾波得到當前符號周期內(nèi)的DCSK參考信號；所述串并變換電路將當前符號時間內(nèi)要傳輸?shù)腗-N個串行數(shù)據(jù)比特轉(zhuǎn)變?yōu)镸-N路并行數(shù)據(jù)比特；所述M-N路調(diào)制乘法器將M-N路并行數(shù)據(jù)比特與步驟3所生成的當前符號周期內(nèi)的DCSK參考信號相乘，獲得M-N路DCSK信息信號；所述M路載波乘法器將當前符號周期內(nèi)的DCSK參考信號與N個子載波分別相乘，生成N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK參考信號，及將所獲得的M-N路DCSK信息信號分別與M-N個子載波相乘，生成M-N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK信息信號；所述加法器將所生成的N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK參考信號和M-N路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK信息信號相加后發(fā)送。

所述調(diào)制解調(diào)器中解調(diào)器的結(jié)構(gòu)如圖3所示，包括M路載波乘法器、M路匹配濾波器、M路采樣開關(guān)、DSP芯片和并串變換電路；所述M路載波乘法器利用M個同步的子載波分別與接收的信號相乘，得到M路乘積信號；所述M路匹配濾波器對M路乘積信號分別進行匹配濾波；所述M路采樣開關(guān)對匹配濾波后的M路乘積信號分別進行時域采樣，恢復(fù)出N路離散DCSK參考信號序列和M-N路離散DCSK信息信號序列；所述DSP芯片計算恢復(fù)出的N路離散DCSK參考信號序列的平均值，將平均后的離散DCSK參考信號序列與恢復(fù)出的M-N路離散DCSK信息信號序列分別相關(guān)，得到M-N個相關(guān)值，及將M-N個相關(guān)值分別與門限值比較，根據(jù)門限判決輸出M-N路解調(diào)數(shù)據(jù)比特；所述并串變換電路將所得M-N路解調(diào)數(shù)據(jù)比特合并為1路串行解調(diào)數(shù)據(jù)比特流并輸出。

進一步地，為了驗證本發(fā)明所提供的多載波差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)方法可以降低比特誤碼率，本發(fā)明列舉一個驗證例進行驗證說明。本驗證例的方法包括如下步驟：

在發(fā)送端，對信號進行多載波差分混沌移位鍵控調(diào)制，具體包括：

步驟1：選擇在信道中比特信噪比E_b/N₀＝10dB時，采用一個符號時間內(nèi)離散混沌信號序列長度β為16，可供使用的子載波數(shù)目M＝128，N＝13的條件實施基于本發(fā)明的方法中。

步驟2：在1個符號周期[0，Tb]內(nèi)，混沌信號發(fā)生器輸出1個長度為16的離散混沌信號序列{x₁,x₂,...,x₁₆}。

步驟3：將步驟2中生成的離散混沌信號序列通過1路平方升余弦滾降濾波器，其時域沖激響應(yīng)為h(t)，完成脈沖成形濾波，得到當前符號周期內(nèi)的DCSK參考信號：

$x\left(t\right)=\underset{k=1}{\overset{16}{\Σ}}{x}_{k}h(t-{\mathrm{kT}}_c)$

其中，t表示時間；T_c表示碼片時間。

步驟4：使用串并變換電路，將在當前符號周期內(nèi)要傳輸?shù)?路長度為115的串行數(shù)據(jù)比特轉(zhuǎn)變?yōu)?15路并行低速數(shù)據(jù)比特。

步驟5：將在步驟4中得到的115路并行低速數(shù)據(jù)比特分別與步驟3中生成的當前符號周期內(nèi)的DCSK參考信號x(t)相乘，得到115路DCSK信息信號。

步驟6：將步驟3中生成的當前符號周期內(nèi)的DCSK參考信號x(t)與頻率為f₁,f₂,...,f₁₃的13個子載波分別相乘，得到13路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK參考信號。

步驟7：將在步驟5中生成的115路DCSK信息信號分別與剩余的頻率為f₁₄,f₁₅,...,f₁₂₈的115個子載波相乘，生成115路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK信息信號。

步驟8：將在步驟6中生成的13路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK參考信號和在步驟7中生成的115路經(jīng)過多載波調(diào)制的DCSK信息信號相加后通過天線發(fā)射出去。

在接收方，對信號進行接收和解調(diào)，具體包括：

步驟9：接收方將天線接收的信號與頻率為f₁,f₂,...,f_M的128個同步的子載波分別相乘，得到128路乘積信號。

步驟10：將在步驟9中得到的128路乘積信號分別經(jīng)過128路與步驟3中使用的平方升余弦滾降濾波器匹配的濾波器進行匹配濾波，并對128路匹配濾波器的輸出進行時域采樣，分別恢復(fù)出13路離散DCSK參考信號序列和115路離散DCSK信息信號序列。

步驟11：將在步驟10中恢復(fù)的13路離散DCSK參考信號序列取平均，得到1路平均后的離散DCSK參考信號序列。

步驟12：將在步驟11中生成的平均后的離散DCSK參考信號序列與在步驟10中恢復(fù)出的115路離散DCSK信息信號序列分別相關(guān)，得到115個相關(guān)值。

步驟13：將在步驟12中得到的115個相關(guān)值分別與門限值0比較，輸出115路并行解調(diào)數(shù)據(jù)比特。

步驟14：使用并串變換電路，將在步驟13中輸出的115路并行解調(diào)數(shù)據(jù)比特合并為1路串行解調(diào)數(shù)據(jù)比特流。

本發(fā)明采用計算機仿真對本發(fā)明所提供的多載波差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)方法進行傳輸試驗。試驗中，傳輸?shù)臄?shù)據(jù)比特數(shù)目為10⁸，離散混沌信號序列由二階chebyshev多項式映射產(chǎn)生，混沌信號采樣頻率為1MHz，符號持續(xù)時間T＝16μs，每個符號時間內(nèi)等效的信號采樣點數(shù)為16，平方升余弦滾降濾波器滾降系數(shù)α＝0.25，所有子載波的中心頻率間隔滿足Δf＝1.25MHz。

圖4為加性高斯白噪聲信道中仿真得到的本發(fā)明方法的比特誤碼率。作為對照，圖中還給出了相同條件下仿真得到的現(xiàn)有MC-DCSK方法的比特誤碼率。從圖中可以看出，與現(xiàn)有的MC-DCSK方法相比，本發(fā)明的方法大大降低了比特誤碼率，表現(xiàn)出了更好的比特誤碼性能。

綜上，本發(fā)明可以大大降低判決變量中的噪聲分量，從而明顯提高系統(tǒng)的比特誤碼性能。與此同時，本發(fā)明中所述的方法能夠避免在接收端、發(fā)射端中使用延時單元，有效地降低了接收端判決變量中的噪聲分量，改善了系統(tǒng)的比特誤碼性能，獲得了更低的比特誤碼率。

上面結(jié)合附圖對本發(fā)明的實施方式作了詳細說明，但是本發(fā)明并不限于上述實施方式，在本領(lǐng)域普通技術(shù)人員所具備的知識范圍內(nèi)，還可以在不脫離本發(fā)明宗旨的前提下做出各種變化。