本發(fā)明屬于無(wú)線通信領(lǐng)域，具體涉及一種均勻子帶疊加的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)通信技術(shù)。

背景技術(shù)：

隨著無(wú)線通信和互聯(lián)網(wǎng)的發(fā)展，無(wú)線傳輸數(shù)據(jù)以指數(shù)級(jí)增長(zhǎng)，且對(duì)通信數(shù)據(jù)傳輸?shù)男阅芎退俾室笤絹?lái)越高。為了傳輸更多的數(shù)據(jù)，有以下方法：第一，增大信道的帶寬，但是現(xiàn)實(shí)中頻譜資源短缺，不能無(wú)限的增大信道帶寬，所以當(dāng)前頻譜資源難以滿足日益增長(zhǎng)的數(shù)據(jù)，成為無(wú)線通信發(fā)展的一個(gè)瓶頸；第二，通過(guò)新的波形設(shè)計(jì)方法，提高頻譜利用率，降低帶外衰減，使得信號(hào)在相同的帶寬內(nèi)，傳輸更多的數(shù)據(jù)，這種方法可以在不增加頻譜資源的情況下，提高頻譜利用率。

OFDM(正交頻分復(fù)用)已經(jīng)廣泛的用于3GPP LTE(3GPP長(zhǎng)期演進(jìn))、DTMB(數(shù)字電視地面廣播)、DVB(數(shù)字視頻廣播)、WiMAX(全球微波互聯(lián)接入)等無(wú)線系統(tǒng)中。雖然OFDM通過(guò)正交頻分復(fù)用的方法，提高了頻譜利用率，且可以對(duì)抗多徑衰落信道，但是其頻域?yàn)閟inc函數(shù)，使得發(fā)射信號(hào)的帶外衰減較慢，具有較高的帶外輻射，為了降低頻帶之間的干擾，需要預(yù)留較多的保護(hù)帶。在LTE標(biāo)準(zhǔn)中，10％的帶寬用于降低LTE系統(tǒng)的帶外衰減，造成頻譜資源浪費(fèi)；在DTMB和DVB標(biāo)準(zhǔn)中，信道帶寬分別存在5.5％和4.87％的浪費(fèi)。OFDM系統(tǒng)對(duì)載波頻偏非常敏感且需要嚴(yán)格的同步。為了降低帶外衰減，提高頻譜利用率，可以在OFDM系統(tǒng)中添加一個(gè)濾波器，這種直接濾波的方法可以降低帶外衰減，以達(dá)到降低保護(hù)帶的間隔，提高頻譜利用率的目的。但是如果整個(gè)信道帶寬直接濾波器，所用濾波器的階數(shù)較高，使得計(jì)算復(fù)雜度非常高，為硬件實(shí)現(xiàn)增加了難度。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的發(fā)明目的在于：針對(duì)上述存在的問(wèn)題，提供一種均勻子帶疊加的OFDM通信方法及系統(tǒng)，以提高頻譜利用率，同時(shí)降低計(jì)算復(fù)雜度。

本發(fā)明的一種均勻子帶疊加的OFDM通信方法，包括下列步驟：

發(fā)射端步驟：

將整個(gè)信道帶寬均勻劃分為K個(gè)子帶，子載波間隔設(shè)置為Δf，子帶間保護(hù)帶間隔為N_FGI，信道邊緣保護(hù)帶間隔為N_FGI′，每個(gè)子帶的子載波數(shù)符號(hào)表示下取整，其中整個(gè)信道的最大傳輸子載波數(shù)

設(shè)置每個(gè)子帶的信號(hào)采樣率為其中m表示降低倍數(shù)，N表示移動(dòng)通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)的傅里葉變換采樣點(diǎn)數(shù)(不同的標(biāo)準(zhǔn)，N的取值不同)，通過(guò)調(diào)整m的取值，使得N/m的值最接近子帶的子載波數(shù)現(xiàn)有的子帶信號(hào)采樣率通常為NΔf，本發(fā)明通過(guò)降低子帶信號(hào)采樣率，從而使得采用的濾波器的階數(shù)降低，進(jìn)而降低計(jì)算復(fù)雜度。

對(duì)待發(fā)送的二進(jìn)制比特流數(shù)據(jù)b進(jìn)行調(diào)制得到復(fù)數(shù)信號(hào)d，將復(fù)數(shù)信號(hào)d均勻劃分到K個(gè)子帶，每個(gè)子帶的子載波個(gè)數(shù)為得到K個(gè)子帶的復(fù)數(shù)信號(hào)d_i，子帶標(biāo)識(shí)符i＝1,2,…,K，其中復(fù)數(shù)信號(hào)d_i的信號(hào)采樣率為f_s；

分別對(duì)K個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)d_i進(jìn)行OFDM調(diào)制(逆傅里葉變換、添加循環(huán)前綴得到信號(hào)其中逆傅里葉變換的采樣點(diǎn)數(shù)為N/m；

基于F級(jí)濾波器，每級(jí)濾波器的采樣值L_j,j＝1,2,…,F且對(duì)信號(hào)進(jìn)行F級(jí)的逐級(jí)速率匹配處理：從第1級(jí)開(kāi)始，基于當(dāng)前級(jí)的采樣值L_j進(jìn)行上采樣后，再通過(guò)第j級(jí)的濾波器進(jìn)行卷積處理。即先對(duì)信號(hào)根據(jù)第1級(jí)的采樣值L₁進(jìn)行上采樣后，再通過(guò)第1級(jí)濾波器；接著對(duì)第1級(jí)濾波器的輸出基于采樣值L₂進(jìn)行上采樣后，再通過(guò)第2級(jí)濾波器；依次類推，完成逐級(jí)速率匹配；本發(fā)明通過(guò)逐級(jí)速率匹配，使得每個(gè)子帶的信號(hào)采樣率相同，其采樣率均為f_s＝N_iΔf_i，i＝1,2,…,K，即達(dá)到和移動(dòng)通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)中相同的采樣率

為了進(jìn)一步提高處理效率，在進(jìn)行F級(jí)的逐級(jí)速率匹配處理時(shí)，先對(duì)各級(jí)濾波器進(jìn)行多相分解，得到第j級(jí)的L_j個(gè)子濾波器，其中第j級(jí)的子濾波器的長(zhǎng)度為表示第j級(jí)濾波器的長(zhǎng)度；在進(jìn)行第j級(jí)卷積濾波時(shí)，通過(guò)j級(jí)的L_j個(gè)子濾波器并行進(jìn)行。

對(duì)第F級(jí)濾波器輸出的信號(hào)進(jìn)行頻譜搬移處理，得到信號(hào)將K個(gè)子帶的信號(hào)疊加得到發(fā)射信號(hào)并發(fā)射。

發(fā)射信號(hào)經(jīng)信道傳輸?shù)玫叫盘?hào)

接收端步驟：

接收信號(hào)并對(duì)信號(hào)進(jìn)行發(fā)射端相同的頻譜搬移處理，得到各子帶的接收信號(hào)其中i＝1,2,…K；

基于與發(fā)射端匹配的F級(jí)濾波器、每級(jí)濾波器的采樣值L_j，對(duì)信號(hào)進(jìn)行F級(jí)的逐級(jí)速率匹配處理，得到信號(hào)從第F級(jí)開(kāi)始，先通過(guò)第j級(jí)的濾波器進(jìn)行卷積處理，再基于當(dāng)前級(jí)的采樣值L_j進(jìn)行下采樣，即實(shí)現(xiàn)發(fā)射端的逆逐級(jí)速率匹配；

對(duì)信號(hào)去循環(huán)前綴、傅里葉變換，得到頻域信號(hào)其中傅里葉變換的采樣點(diǎn)數(shù)為N/m；再對(duì)K個(gè)頻域信號(hào)進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換得到信號(hào)

對(duì)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)制得到估計(jì)的二進(jìn)制比特流數(shù)據(jù)

本發(fā)明把高速的碼流通過(guò)均勻子帶劃分變成較低速的碼流，以此降低信號(hào)采樣速率；然后每個(gè)子帶和多級(jí)濾波器進(jìn)行卷積，以降低每個(gè)子帶的帶外衰減，提高整個(gè)系統(tǒng)的頻譜利用率；最后每個(gè)子帶進(jìn)行相應(yīng)的頻譜搬移疊加，經(jīng)過(guò)無(wú)線信道發(fā)射，接收端是發(fā)射端的逆過(guò)程。在進(jìn)行濾波時(shí)，采用多相多級(jí)的濾波方式，可以提高計(jì)算速度，降低計(jì)算復(fù)雜度。

對(duì)應(yīng)上述通信方法，本發(fā)明還公開(kāi)了一種非均勻子帶疊加的OFDM通信系統(tǒng)，包括發(fā)射端、接收端，其中發(fā)射端包括比特流生成單元、信號(hào)調(diào)制單元、多路分配器、OFDM調(diào)制單元、頻譜搬移單元和發(fā)射單元；接收端包括接收單元、復(fù)用器、信號(hào)解調(diào)單元、OFDM解調(diào)單元、頻譜搬移單元；同時(shí)，發(fā)射端、接收端還分別還包括速率匹配單元，其中速率匹配單元包括F組采樣單元和濾波器，采樣單元的采樣值為L(zhǎng)_j,j＝1,2,…,F，且m表示降低倍數(shù)，且滿足N/m的值最接近子帶的子載波數(shù)(N_sc為整個(gè)信道的最大傳輸子載波數(shù))，N表示移動(dòng)通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)的傅里葉變換采樣點(diǎn)數(shù)，將F組采樣單元和濾波器定義為1～F級(jí)速率匹配子單元；

發(fā)射端：

比特流生成單元用于生成二進(jìn)制比特流數(shù)據(jù)b，并經(jīng)信號(hào)調(diào)制單元調(diào)制得到復(fù)數(shù)信號(hào)d；

多路分配器將復(fù)數(shù)信號(hào)d均勻劃分為K個(gè)子帶，每個(gè)子帶的復(fù)數(shù)信號(hào)為d_i，每個(gè)子帶的子載波個(gè)數(shù)為得到K個(gè)子帶的復(fù)數(shù)信號(hào)d_i，子帶標(biāo)識(shí)符i＝1,2,…,K，其中復(fù)數(shù)信號(hào)d_i的信號(hào)采樣率為其中Δf為子載波間隔，N為移動(dòng)通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)的傅里葉變換采樣點(diǎn)數(shù)；

通過(guò)K路OFDM調(diào)制單元，并行對(duì)K個(gè)復(fù)數(shù)信號(hào)d_i進(jìn)行逆傅里葉變換、添加循環(huán)前綴得到信號(hào)其中逆傅里葉變換的采樣點(diǎn)數(shù)為N/m；

通過(guò)K路速率匹配單元，并行對(duì)K個(gè)信號(hào)進(jìn)行F級(jí)的逐級(jí)速率匹配處理：從第1級(jí)速率匹配子單元開(kāi)始，先基于采樣值L_j對(duì)當(dāng)前輸入進(jìn)行上采樣，再通過(guò)第j級(jí)濾波器進(jìn)行卷積濾波并將卷積濾波結(jié)果作為后一級(jí)速率匹配子單元的輸入，其中第1級(jí)的輸入為信號(hào)

將第F級(jí)濾波器的輸出信號(hào)作為頻譜搬移單元的輸入，通過(guò)K路頻譜搬移單元完成K個(gè)信號(hào)的頻譜搬移處理，得到信號(hào)并發(fā)送至發(fā)射單元；

發(fā)射單元將K個(gè)子帶的信號(hào)疊加得到發(fā)射信號(hào)并發(fā)射。

發(fā)射信號(hào)經(jīng)信道傳輸?shù)玫叫盘?hào)

接收端：

接收單元用于接收信號(hào)并發(fā)送給頻譜搬移單元；

K路頻譜搬移單元對(duì)信號(hào)進(jìn)行發(fā)射端相同的頻譜搬移處理，得到K路接收信號(hào)并發(fā)送給速率匹配單元，其中i＝1,2,…K；

通過(guò)K路速率匹配單元，并行對(duì)K個(gè)信號(hào)進(jìn)行F級(jí)的逐級(jí)速率匹配處理，得到信號(hào)從第F級(jí)速率匹配子單元開(kāi)始，先通過(guò)第j級(jí)濾波器進(jìn)行卷積濾波，再基于采樣值L_j進(jìn)行下采樣，并將下采樣結(jié)果作為后一級(jí)速率匹配子單元的輸入，其中第F級(jí)的輸入為信號(hào)

將信號(hào)作為OFDM解調(diào)單元的輸入，通過(guò)K路OFDM解調(diào)單元完成K個(gè)信號(hào)的去循環(huán)前綴、傅里葉變換，得到K路頻域信號(hào)其中傅里葉變換的采樣點(diǎn)數(shù)為N/m；

復(fù)用器用于將K路頻域信號(hào)合并為一路信號(hào)并發(fā)送給信號(hào)解調(diào)單元；

信號(hào)解調(diào)單元對(duì)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)制得到估計(jì)的二進(jìn)制比特流數(shù)據(jù)

綜上所述，由于采用了上述技術(shù)方案，本發(fā)明的有益效果是：

1)通過(guò)均勻子帶劃分，可以降低信號(hào)采樣率，使得濾波器階數(shù)降低；

2)在進(jìn)行濾波時(shí)，采用多相多級(jí)的濾波方式，可以提高計(jì)算速度，降低計(jì)算復(fù)雜度。

附圖說(shuō)明

圖1為本發(fā)明的通信原理圖

圖2為本發(fā)明系統(tǒng)(USS-OFDM系統(tǒng))和DVB-2K系統(tǒng)的信號(hào)功率譜曲線。

圖3為USS-OFDM系統(tǒng)不同濾波器下BER的性能曲線。

圖4為在LTE標(biāo)準(zhǔn)下，USS-OFDM系統(tǒng)不同調(diào)制方式不同保護(hù)帶BER性能曲線。

圖5為在DTMB標(biāo)準(zhǔn)下，USS-OFDM系統(tǒng)不同調(diào)制方式不同保護(hù)帶BER性能曲線。

圖6為在DVB標(biāo)準(zhǔn)2K模式下，USS-OFDM系統(tǒng)不同調(diào)制方式不同保護(hù)帶BER性能曲線。

圖7為在DVB標(biāo)準(zhǔn)8K模式下，USS-OFDM系統(tǒng)不同調(diào)制方式不同保護(hù)帶BER性能曲線。

圖8為USS-OFDM系統(tǒng)頻譜利用率三維柱狀圖。

圖9為USS-OFDM系統(tǒng)不同調(diào)制方式下的計(jì)算復(fù)雜度三維柱狀圖。

具體實(shí)施方式

為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點(diǎn)更加清楚，下面結(jié)合實(shí)施方式和附圖，對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步地詳細(xì)描述。

本發(fā)明的均勻子帶疊加的OFDM通信系統(tǒng)(以下簡(jiǎn)稱USS-OFDM系統(tǒng))主要包括比特流生成單元、發(fā)射單元、信號(hào)接收單元、信號(hào)調(diào)制/解調(diào)制單元，子帶劃分/整合單元，OFDM調(diào)制/OFDM解調(diào)單元，速率匹配單元和頻譜搬移單元。其中速率匹配單元包括1～F級(jí)速率匹配子單元，每級(jí)子單元包括采樣單元(采樣值為L(zhǎng)_j,j＝1,2,…,F，且)和濾波器。在選擇合適的濾波器類型(1～F級(jí)的濾波器類型相同)時(shí)，在能滿足頻域通帶內(nèi)平坦度和時(shí)域主瓣寬度的條件下，選擇濾波器階數(shù)最小，且系統(tǒng)的性能最好的。

為了提高頻譜利用率，同時(shí)降低計(jì)算復(fù)雜度，本發(fā)明把整個(gè)帶寬均勻劃分多個(gè)子帶，每個(gè)子帶信號(hào)通過(guò)多相多級(jí)濾波器進(jìn)行濾波。

在發(fā)射端，將待發(fā)送的二進(jìn)制比特流數(shù)據(jù)b，經(jīng)過(guò)信號(hào)調(diào)制為復(fù)數(shù)信號(hào)d，通過(guò)多路分配器將復(fù)數(shù)信號(hào)d均勻劃分為K個(gè)子帶，記為d_i，每個(gè)子帶子載波個(gè)數(shù)為在本發(fā)明中，整個(gè)信道帶寬傳輸?shù)淖畲笞虞d波個(gè)數(shù)其中B為系統(tǒng)的帶寬，Δf為子載波間隔。則整個(gè)帶寬劃分子帶的個(gè)數(shù)為：符號(hào)表示上取整。其中N_FFT為將現(xiàn)有的采樣率降低m倍之后IFFT/FFT的采樣點(diǎn)數(shù)，其值為N_FFT＝N/m，N為移動(dòng)通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)的傅里葉變換采樣點(diǎn)數(shù)。為了降低子帶之間的干擾，子帶之間和信道帶寬邊緣預(yù)留保護(hù)帶不傳輸信號(hào)，則整個(gè)帶寬最多傳輸信號(hào)子載波的個(gè)數(shù)為：其中N_FGI′為子帶間保護(hù)帶間隔，N_FGI為信道邊緣保護(hù)帶間隔，N_DC為直流分量間隔。

對(duì)得到的K個(gè)復(fù)數(shù)d_i，以并行的方式，依次經(jīng)K路OFDM調(diào)制、速率匹配單元、頻譜搬移單元處理后，再將K路輸出疊加得到總的發(fā)射信號(hào)并通過(guò)發(fā)射單元進(jìn)行發(fā)射。在接收端，同樣的將接收信號(hào)經(jīng)K路、頻譜搬移單元、速率匹配單元、OFDM調(diào)制處理后，得到K路接收的頻域信號(hào)，將其復(fù)用為一路頻域信號(hào)后進(jìn)行信號(hào)解調(diào)，得到估計(jì)二進(jìn)制比特流數(shù)據(jù)。其中單個(gè)子帶的具體處理過(guò)程如圖3所示：

對(duì)第i子帶的復(fù)數(shù)信號(hào)d_i進(jìn)行IFFT變換得到時(shí)域信號(hào)x_i，信號(hào)x_i添加循環(huán)前綴CP，得到的信號(hào)記為其中IFFT變換的采樣點(diǎn)數(shù)為N_FFT＝N/m；

對(duì)信號(hào)進(jìn)行上采樣然后依次和濾波器1，2，…F卷積濾波。信號(hào)首先經(jīng)過(guò)L₁倍的上采樣，經(jīng)過(guò)濾波器1，然后信號(hào)經(jīng)過(guò)L₂倍的上采樣，經(jīng)過(guò)濾波器2，直至經(jīng)過(guò)L_F倍的上采樣經(jīng)過(guò)濾波器F，滿足L₁×L₂×…×L_F＝m。為了降低濾波器階數(shù)，提高傳輸速率，把每級(jí)的濾波器1，2，…F分別劃分為L(zhǎng)₁,L₂，…,L_F個(gè)子濾波器，信號(hào)和子濾波器組進(jìn)行卷積。K個(gè)子路的信號(hào)并行運(yùn)算，可以大大提高運(yùn)行的速度。

對(duì)第i個(gè)子帶信號(hào)進(jìn)行頻譜搬移得到信號(hào)為

最后，疊加K個(gè)子帶信號(hào)得到總的發(fā)射信號(hào)疊加之后的信號(hào)經(jīng)過(guò)信道得到

在接收端，信號(hào)接收單元用于獲取接收信號(hào)并通過(guò)頻譜搬移單元對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行和發(fā)射端對(duì)應(yīng)的頻譜搬移，得到每個(gè)子帶的信號(hào)

對(duì)每個(gè)子帶信號(hào)先通過(guò)第F級(jí)速率匹配子單元：經(jīng)第F級(jí)濾波器進(jìn)行卷積濾波，再基于采樣值L_F進(jìn)行下采樣；以同樣的方式，再逐級(jí)通過(guò)第F-1,…,2,1級(jí)速率匹配子單元，最終得到信號(hào)

對(duì)信號(hào)去掉循環(huán)前綴，得到信號(hào)y_i，并對(duì)信號(hào)y_i進(jìn)行FFT變換(采樣點(diǎn)數(shù)為N_FFT＝N/m)得到頻域信號(hào)

最后，通過(guò)復(fù)用器將K個(gè)頻域信號(hào)進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換得到信號(hào)通過(guò)進(jìn)行解映射得到估計(jì)二進(jìn)制比特流數(shù)據(jù)

本發(fā)明的USS-OFDM系統(tǒng)通過(guò)對(duì)整個(gè)帶寬均勻子帶劃分，然后每個(gè)子帶通過(guò)多相多級(jí)濾波器，可以降低計(jì)算復(fù)雜度，同時(shí)提高頻譜利用率。本發(fā)明把系統(tǒng)運(yùn)行乘法的次數(shù)作為計(jì)算復(fù)雜度。在計(jì)算復(fù)雜度時(shí)，只考慮信號(hào)通過(guò)IFFT和濾波器的乘法次數(shù)。下面公式分別表示OFDM系統(tǒng)，單個(gè)子帶劃分USS-OFDM系統(tǒng)，多個(gè)子帶劃分USS-OFDM系統(tǒng)在發(fā)射端的計(jì)算復(fù)雜度Γ：

其中，N為移動(dòng)通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)的IFFT/FFT采樣點(diǎn)數(shù)，m為降低倍數(shù)。K為整個(gè)帶寬劃分的子帶個(gè)數(shù)。L_f為整個(gè)帶寬劃分一個(gè)子帶時(shí)，所需濾波器的長(zhǎng)度，且滿足在USS-OFDM系統(tǒng)中，為劃分K(K＞1)個(gè)子帶時(shí)，濾波器1到濾波器F的長(zhǎng)度，L₁…,L_F-1,L_F為濾波器上采樣的值，且滿足L₁L₂,…,L_F-1L_F＝m。濾波器1通過(guò)多相分解，可劃分為L(zhǎng)₁個(gè)子濾波器，每個(gè)子濾波器的長(zhǎng)度為：其他濾波器可以做同樣的多相分解。

當(dāng)系統(tǒng)不添加濾波器時(shí)，頻譜利用率為：而本發(fā)明USS-OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率為：其中K為子帶劃分的個(gè)數(shù)，N_FGI′為信道邊緣保護(hù)帶的間隔，滿足N_FGI′＝p₁Δf，N_FGI為子帶間保護(hù)帶間隔，取值為N_FGI＝p₂Δf，Δf為子載波間隔。其中p₁、p₂為系統(tǒng)預(yù)設(shè)參數(shù)，且p₂可以設(shè)置為0，不設(shè)置子帶間保護(hù)帶間隔。

圖2為DVB-2K系統(tǒng)和USS-OFDM(K＝1)系統(tǒng)的信號(hào)功率譜曲線。仿真參數(shù)為：在DVB標(biāo)準(zhǔn)2K模式下，信道的帶寬為B＝8MHz，子載波間隔為Δf＝4.464KHz，信號(hào)的采樣率為f_s＝9.1423Mbps，調(diào)制方式為16QAM，不考慮信號(hào)的編解碼。OFDM系統(tǒng)邊緣保護(hù)帶為0.39MHz，USS-OFDM系統(tǒng)整個(gè)帶寬用SRRC濾波器濾波，濾波器的長(zhǎng)度為L(zhǎng)_f＝1025，邊緣保護(hù)帶為50KHz，其它參數(shù)和DVB標(biāo)準(zhǔn)2K模式參數(shù)相同。通過(guò)圖形知，USS-OFDM系統(tǒng)的帶外衰減大大降低，頻譜利用率明顯提高，但是計(jì)算復(fù)雜度較高。

圖3表示USS-OFDM系統(tǒng)在SRRC(平方根升余弦)窗濾波器，hanning(漢寧)窗濾波器和kasier(凱撒)窗濾波器下和LTE系統(tǒng)的BER性能曲線。仿真參數(shù)為：在LTE標(biāo)準(zhǔn)下，信道的帶寬為B＝20MHz，子載波間隔為Δf＝15KHz，整個(gè)帶寬劃分為6個(gè)子帶，則信號(hào)進(jìn)行8倍的下采樣，此時(shí)信號(hào)的采樣率為f_s＝30.72Mbps/8＝3.84Mbps，子帶之間保護(hù)間隔為15KHz，16QAM調(diào)制，濾波器1和濾波器2的長(zhǎng)度分別為100,80。仿真顯示：SRRC(平方根升余弦)濾波器的性能最好，hanning(漢寧)濾波器的性能次之，kasier(凱撒)濾波器的性能最差。所以本發(fā)明選擇SSRC濾波器對(duì)USS-OFDM系統(tǒng)進(jìn)行濾波，接收端采用匹配濾波的方法，同樣用SRRC濾波器，滿足的關(guān)系為：其中L_f為濾波器的長(zhǎng)度，h_Rx(n)表示接收濾波器，表示發(fā)射濾波器。

接收濾波器

圖4表示在LTE標(biāo)準(zhǔn)下，USS-OFDM系統(tǒng)在不同調(diào)制方式下，固定濾波器階數(shù)，改變子帶間保護(hù)帶間隔，比較不同保護(hù)間隔對(duì)BER性能的影響。在LTE標(biāo)準(zhǔn)下，信道的帶寬為B＝20MHz，子載波間隔為Δf＝15KHz，整個(gè)帶寬劃分為6個(gè)子帶，信號(hào)進(jìn)行8倍的下采樣，信號(hào)的采樣率為f_s＝30.72Mbps/8＝3.84Mbps，在進(jìn)行濾波時(shí)，信號(hào)經(jīng)過(guò)兩級(jí)濾波器，L₁＝2為濾波器1上采樣的值，L₂＝4為濾波器2上采樣的值，不同調(diào)制方式濾波器1到濾波器2的長(zhǎng)度不同。子帶間保護(hù)帶間隔分別設(shè)置為0/1/2/3/4倍的子載波間隔。通過(guò)圖5得出，當(dāng)信號(hào)在調(diào)制方式為，QPSK，16QAM，64QAM時(shí)，子帶之間保護(hù)帶分別為0/1/2/3/4倍的子載波間隔時(shí)，性能差別不大，所以不添加子帶間保護(hù)帶，就可以滿足要求，這將更進(jìn)一步提高頻譜利用率。且隨著調(diào)制階數(shù)升高，所需濾波器階數(shù)也變大。

圖5表示在DTMB標(biāo)準(zhǔn)下，USS-OFDM系統(tǒng)在不同調(diào)制方式下，固定濾波器階數(shù)，改變子帶間保護(hù)帶間隔，比較不同保護(hù)間隔對(duì)BER性能的影響。在DTMB標(biāo)準(zhǔn)下，信道的帶寬為B＝8MHz，子載波間隔為Δf＝2KHz，則整個(gè)帶寬最多傳輸子載波的個(gè)數(shù)為：如果整個(gè)帶寬劃分一個(gè)子帶，則需要進(jìn)行4096點(diǎn)的傅里葉變換，信號(hào)的采樣率為f_s＝4096*2KHz＝8.192Mbps，為了降低采樣率，整個(gè)帶寬劃分為4個(gè)子帶，信號(hào)進(jìn)行4倍的下采樣，信號(hào)的采樣率為f_s＝8.192Mbps/4＝3.84Mbps，則所需濾波器階數(shù)降低。通過(guò)圖6得出，當(dāng)信號(hào)在調(diào)制方式為，QPSK，16QAM，64QAM時(shí)，子帶間保護(hù)帶間隔分別為0/5/10/15倍的子載波間隔時(shí)，性能差別不大，所以不添加子帶間保護(hù)帶，就可以滿足要求，這將更進(jìn)一步提高頻譜利用率。

圖6表示在DVB標(biāo)準(zhǔn)2K模式下，USS-OFDM系統(tǒng)在不同調(diào)制方式下，固定濾波器階數(shù)，改變子帶間保護(hù)帶間隔，比較不同保護(hù)間隔對(duì)BER性能的影響。在DVB標(biāo)準(zhǔn)2K模式下，信道的帶寬為B＝8MHz，子載波間隔為Δf＝4464Hz，則整個(gè)帶寬最多傳輸子載波的個(gè)數(shù)為：如果整個(gè)帶寬劃分一個(gè)子帶，則需要進(jìn)行2048點(diǎn)的傅里葉變換，信號(hào)的采樣率為f_s＝2048*4.464KHz＝9.1423Mbps，為了降低采樣率，整個(gè)帶寬劃分為4個(gè)子帶，則信號(hào)進(jìn)行4倍的下采樣，此時(shí)得到信號(hào)的采樣率為f_s＝9.1423Mbps/4＝2.2856Mbps。通過(guò)圖7得出，當(dāng)信號(hào)在調(diào)制方式為，QPSK，16QAM，64QAM，子帶間保護(hù)帶間隔分別為0/4/7/10倍的子載波間隔時(shí)，性能差別不大，所以不添加子帶間保護(hù)帶，就可以滿足要求，通過(guò)子帶劃分可以大大提高頻譜利用率。

圖7表示在DVB標(biāo)準(zhǔn)8K模式下，USS-OFDM系統(tǒng)在不同調(diào)制方式下，固定濾波器階數(shù)，改變子帶間保護(hù)帶間隔，比較不同保護(hù)間隔對(duì)BER性能的影響。在DVB標(biāo)準(zhǔn)8K模式下，信道的帶寬為B＝8MHz，子載波間隔為Δf＝1116Hz，則整個(gè)帶寬最多傳輸子載波的個(gè)數(shù)為：如果整個(gè)劃分一個(gè)子帶，則需要進(jìn)行8192點(diǎn)的傅里葉變換，信號(hào)的采樣率為f_s＝8192*1.116KHz＝9.1423Mbps，為了降低采樣率，整個(gè)帶寬劃分為4個(gè)子帶，信號(hào)進(jìn)行4倍的下采樣，信號(hào)的采樣率為f_s＝9.1423Mbps/4＝2.2856Mbps。子帶之間的保護(hù)帶分別設(shè)置為0/10/20/30倍的子載波間隔。通過(guò)圖8得出，當(dāng)信號(hào)調(diào)制方式為QPSK時(shí)，所用濾波器1和濾波器2的階數(shù)為60,20，當(dāng)信號(hào)調(diào)制方式為16QAM時(shí)，所用濾波器1和濾波器2的階數(shù)為100,60，當(dāng)信號(hào)調(diào)制方式為64QAM時(shí)，所用濾波器1和濾波器2的階數(shù)為160,60，隨著濾波器階數(shù)提高，所需濾波器階數(shù)增大。當(dāng)子帶間保護(hù)帶間隔分別為0/10/20/30倍的子載波間隔時(shí)，性能和DVB標(biāo)準(zhǔn)8K模式下BER性能差別不大，所以不添加子帶間保護(hù)帶，就可以滿足要求。

圖8表示LTE標(biāo)準(zhǔn)，DTMB標(biāo)準(zhǔn)，DVB標(biāo)準(zhǔn)2K模式和DVB標(biāo)準(zhǔn)8K模式和USS-OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率。LTE標(biāo)準(zhǔn)邊緣有1MHz的保護(hù)帶，則頻譜利用率為90％，DTMB標(biāo)準(zhǔn)的保護(hù)帶為0.44MHz，則頻譜利用率為94.5％。DVB標(biāo)準(zhǔn)的保護(hù)帶為0.39MHz，則頻譜利用率為95.13％。本發(fā)明的USS-OFDM系統(tǒng)在上述標(biāo)準(zhǔn)下的頻譜利用率為：其中B為整個(gè)系統(tǒng)的帶寬，N_FGI′為邊緣保護(hù)帶，N_FGI為子帶之間的保護(hù)帶，K為劃分子帶的個(gè)數(shù)。假設(shè)N_FGI＝0，在LTE標(biāo)準(zhǔn)下，邊緣保護(hù)帶為N_FGI′＝60KHz，在DTMB標(biāo)準(zhǔn)下，邊緣保護(hù)帶為N_FGI′＝60KHz，在DVB標(biāo)準(zhǔn)2K模式下，邊緣保護(hù)帶為N_FGI′＝44.64KHz，在DVB標(biāo)準(zhǔn)8K模式下，邊緣保護(hù)帶為N_FGI′＝46.56KHz。通過(guò)圖9得出，USS-OFM頻譜利用率高于LTE標(biāo)準(zhǔn)，DTMB標(biāo)準(zhǔn)，DVB標(biāo)準(zhǔn)2K模式和DVB標(biāo)準(zhǔn)8K模式下的頻譜利用率，USS-OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率達(dá)到99％左右。

圖9表示LTE標(biāo)準(zhǔn)，DTMB標(biāo)準(zhǔn)，DVB標(biāo)準(zhǔn)2K模式和DVB標(biāo)準(zhǔn)8K模式和USS-OFDM系統(tǒng)計(jì)算復(fù)雜度。把圖4，圖5，圖6，圖7得到的不同調(diào)制方式下的濾波器階數(shù)，帶入到公式(12)，可得到USS-OFDM系統(tǒng)的計(jì)算復(fù)雜度。通過(guò)圖9得出，雖然USS-OFM系統(tǒng)計(jì)算復(fù)雜度高于LTE標(biāo)準(zhǔn)，DTMB標(biāo)準(zhǔn)，DVB標(biāo)準(zhǔn)2K模式和DVB標(biāo)準(zhǔn)8K模式下的計(jì)算復(fù)雜度，但是相對(duì)于直接濾波器的方法，復(fù)雜度大大降低。

以上所述，僅為本發(fā)明的具體實(shí)施方式，本說(shuō)明書(shū)中所公開(kāi)的任一特征，除非特別敘述，均可被其他等效或具有類似目的的替代特征加以替換；所公開(kāi)的所有特征、或所有方法或過(guò)程中的步驟，除了互相排斥的特征和/或步驟以外，均可以任何方式組合。