本發(fā)明涉及衛(wèi)星導航、語音處理、通道均衡等寬帶信號抗干擾處理領域，特別是涉及一種基于陣列抗干擾方法和系統(tǒng)。

背景技術：

1)自適應濾波算法：

自適應濾波算法在60年代以后才出現(xiàn)，且發(fā)展很快。自適應濾波的概念是從仿生學中引伸出來的，生物能以各種有效的方式適應生存環(huán)境，生命力極強。自適應濾波算法的原理是利用前一時刻已獲得的濾波器參數(shù)等結果，自動地調節(jié)現(xiàn)時刻的濾波器參數(shù)，以適應信號與噪聲未知的或隨時間變化的統(tǒng)計特性，從而實現(xiàn)最優(yōu)濾波。當前比較主流的自適應濾波方法包含LMS、RLS、DMI等。

LMS：最小均方誤差。其原理是用統(tǒng)計方法，大量數(shù)求平均，提出均方誤差最小準則，即輸出信號與進行信號之間誤差最小。定義為：

(1)自適應濾波器的h(n)單位脈沖響應受ε(n)誤差信號控制；

(2)根據(jù)ε(n)的值而自動調節(jié)，使之適合下一刻(n+1)的輸入x(n+1)，以使輸出y(n+1)更接近于所期望的響應d(n+1),直至均方誤差E[ε²(n)]達到最小值；

(3)y(n)最佳地逼近d(n)，系統(tǒng)完全適應了所加入的兩個外來信號，即外界環(huán)境。

DMI：直接矩陣求逆算法。

該算法以參考信號與加權后的陣列輸出的均方誤差最小為優(yōu)化目標，根據(jù)該系統(tǒng)的輸入和輸出來調節(jié)陣列的權矢量。算法設計準則如下：

其中x(k)＝[x₀(k),x₁(k)L x_N-1(k)]表示N維接收信號向量，向量w表示自適應權值；s.t表示約束，v＝[1,0…0]；由上述代價推出最優(yōu)權值為

其中由上式可以看出只要得到即可方便地得到權值。

RLS：遞歸最小二乘自適應濾波。該方法為DMI的衍生算法，傳統(tǒng)的DMI算法需要直接計算在FPGA中實現(xiàn)需要占用大量的硬件資源，RLS算法依據(jù)矩陣求逆引理的理論通過遞歸的方法計算算得后，再通過公式(3)求得權值ω。

2)自適應濾波算法與信號帶寬之間的關系：

自適應濾波自均衡能力與通道的幅相起伏數(shù)以及寬帶干擾數(shù)有關。在無富余自由度條件下(例：4陣元抗3個干擾源)，通道的幅相起伏數(shù)越多，達到通道自均衡所需要的時域階數(shù)越多。

如圖1所示，是現(xiàn)有技術通用的陣列信號抗干擾方法示意圖。將M路陣元輸入信號直接輸入自適應濾波器，進行濾波后得到抗干擾輸出，自適應濾波器可用LMS、RLS、DMI等算法實現(xiàn)；這種方法的缺陷是在無富余自由度抗寬帶干擾且通道的幅相起伏數(shù)較大時，較少時域階數(shù)系統(tǒng)抗寬帶干擾及多干擾的性能不好。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明針對現(xiàn)有技術存在的缺陷和不足，提供一種基于子帶濾波的陣列抗干擾方法和系統(tǒng)，針對寬帶多干擾陣列信號，通過子帶濾波的方法減小通道起伏個數(shù)，從而提高系統(tǒng)抗寬帶干擾及多干擾的性能。

本發(fā)明的技術方案是：

1.一種基于子帶濾波的陣列抗干擾方法，其特征在于，包括以下步驟：

1)對每路空域信號分別進行同頻帶子帶劃分，劃分的每路子帶形成新的窄帶空域陣列信號；

2)將劃分后的窄帶空域陣列信號分別進行自適應濾波；

3)對自適應濾波的輸出結果進行疊加得到合路后的抗干擾輸出。

2.所述步驟1)中，采用FIR濾波器，將包含參考主路在內的M路陣元輸入信號均通過FIR濾波器分解為N個子帶信號，形成M*N路窄帶信號。

3.所述步驟2)中，包括復數(shù)下變頻及濾波的步驟，對M*N路窄帶空域陣列信號的實數(shù)信號通過復數(shù)下變頻變?yōu)閺蛿?shù)信號，并濾掉高頻段信號。

4.所述步驟2)中，進行自適應濾波時，依據(jù)分解的N個子帶信號，分別取M個陣元的同一子帶號L(L＝1、2……N)的子帶信號進行自適應濾波，輸出N路子帶濾波信號。

5.所述步驟2)中，不同子帶號L的自適應濾波采用不同的復系數(shù)W；對于第L組子帶，W(W_Li+j*W_Lq)作為自適應濾波器系數(shù)向量組與輸入的第L路信號向量(X_Li+j*X_Lq)相乘，得到L路的濾波輸出y，y＝X*W，其中，X_Li為第L子帶的共M-1路的信號同相分量組成的行向量、X_Lq為第L子帶的共M-1路的信號正交分量組成的行向量；每一組濾波器系數(shù)W的計算可采用LMS、RLS、DMI自適應濾波算法得到。

6.所述步驟3)中，包括對疊加后的抗干擾輸出信號進行復數(shù)上變頻的步驟。

7.一種基于子帶濾波的陣列抗干擾系統(tǒng)，其特征在于，包括由M個FIR濾波器組成的子帶濾波器組、N個自適應濾波器以及加法器，所述M個FIR濾波器用于對輸入的M路陣元空域信號分別進行同頻帶子帶劃分，形成新的窄帶空域陣列信號；所述N個自適應濾波器用于將劃分后的窄帶空域陣列信號，分別取不同陣元的相同頻帶的子帶信號進行自適應濾波，輸出N路濾波信號；所述加法器用于對濾波后的N路輸出信號進行直接疊加，輸出合路后的抗干擾信號。

8.還包括M*N個下變頻數(shù)字變頻器和M*N個低通濾波器，用于對子帶劃分后的M*N路窄帶空域陣列信號進行復數(shù)下變頻后濾掉高頻信號，再分別送入自適應濾波器進行自適應濾波。

9.還包括一個上變頻數(shù)字變頻器，用于將疊加后的復數(shù)輸出信號進行復數(shù)上變頻，取其正交分量，還原為原頻帶實數(shù)信號。

10.所述加法器采用累加器將N路同一時刻濾波器輸出信號直接累加輸出。

本發(fā)明的技術效果：

本發(fā)明提供一種基于子帶濾波的陣列抗干擾方法和系統(tǒng)，針對寬帶多干擾陣列信號，通過子帶濾波的方法減小通道起伏個數(shù)，從而提高系統(tǒng)抗寬帶干擾及多干擾的性能。

本發(fā)明涉及衛(wèi)星導航抗干擾、語音處理、通道均衡等信號處理領域，特別是有關寬帶信號自適應處理算法相關領域。對于寬帶多干擾，抗干擾性能與干擾個數(shù)，歸一化延遲系數(shù)，通道內起伏個數(shù)等參數(shù)相關。本發(fā)明的創(chuàng)新之處在于在其它條件不變的情況下，通過子帶濾波的方法可減小通道起伏個數(shù)，從而提高抗寬帶干擾及多干擾性能，相關方法同樣適用于其它數(shù)字信號處理領域。具體的，

1)本發(fā)明的方法為：每個陣元的輸入信號依據(jù)頻域特性，采用FIR濾波器進行同頻帶子帶劃分，形成不同子帶的空域信號組，然后分別進行自適應濾波，實現(xiàn)不同子帶上的自適應調整，得到各頻率段內的映射，生成的誤差信號各自進行反饋，提高了整個系統(tǒng)抗寬帶干擾及多干擾的性能。

2)本發(fā)明自適應濾波中，不同的自適應濾波器的濾波系數(shù)采用不同的復系數(shù)，調整精度高于實系數(shù)自適應濾波，自適應濾波效果也高于實系數(shù)自適應濾波。

3)本發(fā)明對各子帶自適應濾波的輸出采用直接疊加的方法還原整個頻帶內的去除干擾后的信號，以還原有用信號帶寬，不至于導致能量損失。

附圖說明

圖1為是現(xiàn)有技術通用的陣列信號抗干擾方法示意圖。

圖2為本發(fā)明基于子帶濾波的陣列抗干擾方法實施例示意圖。

圖3為本發(fā)明自適應濾波器示意圖。

具體實施方式

以下結合附圖對本發(fā)明的實施例做進一步的詳細說明。

一種基于子帶濾波的陣列抗干擾方法，包括以下步驟：

1)對每路空域信號分別進行同頻帶子帶劃分，劃分的每路子帶形成新的窄帶空域陣列信號；

2)將劃分后的窄帶空域陣列信號分別進行自適應濾波；

3)對自適應濾波的輸出結果進行疊加得到合路后的抗干擾輸出。

如圖2所示，為本發(fā)明基于子帶濾波的陣列抗干擾方法實施例示意圖。

首先M路陣元輸入信號分別經(jīng)過由M個FIR濾波器組成的子帶濾波器組進行同頻帶子帶劃分，得到M*N組子帶輸出；按需分別進行M*N組輸出的復數(shù)下變頻和低通濾波；然后將不同陣元的相同頻帶的子帶復數(shù)輸出信號分別給N個自適應濾波器進行自適應濾波，再將各自適應濾波器的復數(shù)輸出進行疊加，其結果按需進行復數(shù)上變頻，即得到抗干擾輸出。

其中，步驟1)中，采用FIR濾波器，將包含參考主路在內的M路陣元輸入信號均通過FIR濾波器分解為N個子帶信號，形成M*N路窄帶信號。

一個FIR濾波器由差分方程：描述，F(xiàn)IR濾波器的長度為M，相比于IIR濾波器，F(xiàn)IR濾波器在濾波器通帶內具有線性相位的特性。通過FIR濾波器將輸入的干擾信號進行頻率映射到不同子帶。

為了進行更精細的復數(shù)自適應濾波，還包括復數(shù)下變頻及濾波的步驟，對M*N路窄帶空域陣列信號的實數(shù)信號通過復數(shù)下變頻變?yōu)閺蛿?shù)信號，并濾掉高頻段信號。

具體的，用sin(w₀*t)和cos(w₀*t)分別與輸入信號sin(w*t+△fi)相乘，得到下變頻后的I/Q相信號。其中，w表示輸入信號的角頻率，w₀表示下變頻操作減去的角頻率，△fi表示輸入信號與本地信號的相位差，△w＝w-w₀表示輸入信號與下變頻信號的角頻率差。

I＝sin(w*t+△fi)*sin(w₀*t)＝sin((w₀+△w)*t+△fi)*sin(w₀*t)

＝1/2cos(△w*t+△fi)–1/2cos((2*w₀+△w)*t+△fi)) (4)

Q＝sin(w*t+△fi)*cos(w₀*t)＝sin((w₀+△w)*t+△fi)*cos(w₀*t)

＝1/2sin(△w*t+△fi)+1/2sin((2*w₀+△w)*t+△fi)) (5)

經(jīng)過低通濾波濾掉高頻后的I/Q相信號為：

I＝sin(w*t+△fi)*sin(w₀*t)＝sin((w₀+△w)*t+△fi)*sin(w₀*t)

＝1/2cos(△w*t+△fi) (6)

Q＝sin(w*t+△fi)*cos(w₀*t)＝sin((w₀+△w)*t+△fi)*cos(w₀*t)

＝1/2sin(△w*t+△fi) (7)

步驟2)中，進行自適應濾波時，依據(jù)分解的N個子帶信號，分別取M個陣元的同一子帶號L(L＝1、2…..N)的子帶信號進行自適應濾波，輸出N路子帶濾波信號。在輸入信號為寬帶干擾的情況下，各子帶可分別作為一個窄帶信號進行抗干擾處理。不同子帶號L的自適應濾波采用不同的復系數(shù)W；對于第L組子帶，W(W_Li+j*W_Lq)作為自適應濾波器系數(shù)向量組與輸入的第L信號向量(X_Li+j*X_Lq)相乘，得到L路的濾波輸出y，y＝X*W，其中，X_Li為第L子帶的共M-1路的信號同相分量組成的行向量、X_Lq為第L子帶的共M-1路的信號正交相分量組成的行向量。i、q分別表示信號的同相分量和正交分量。W采用復系數(shù)的優(yōu)勢在于，采用I、Q調相，可調節(jié)到一個采樣點內的相位，精度大于實系數(shù)。

圖3是本發(fā)明的自適應濾波器示意圖。各子帶的經(jīng)濾波下變頻的各陣元信號乘以自適應算法產生的對應子帶對應陣元的權值并累加，得對應子帶除參考陣元外其余陣元濾波輸出，再與對應子帶經(jīng)濾波下變頻的參考陣元信號相加得到自適應濾波器的輸出，并且自適應濾波器輸出反饋給自適應算法進行自適應調整權值參數(shù)。其中，X_ni、X_nq分別表示經(jīng)子帶濾波下變頻后的第n路陣元的信號同相分量和正交分量，W_ni、W_nq分別表示由自適應算法獲得的第n路陣元的權值實部和權值虛部，d_i、d_q分別表示參考陣元的信號同相分量和正交分量，y_i、y_q分別為除參考陣元外其余陣元濾波輸出同相分量和正交分量，e_i、e_q各為各陣元自適應濾波輸出同相分量和正交分量。每一組濾波器系數(shù)W的計算可采用LMS、RLS、DMI自適應濾波算法得到。

步驟3)中，包括對疊加后的抗干擾輸出信號進行復數(shù)上變頻的步驟。

如果系統(tǒng)設計需要將復數(shù)下變頻后的基帶信號恢復到原來的頻率段，則還需要對抗干擾輸出后的復數(shù)信號疊加后進行復數(shù)上變頻。

如式(6)、(7)所示，經(jīng)過自適應濾波后的抗干擾輸出結果依然位于中心頻點△w，帶寬為濾波器通帶帶寬的位置。為將此信號還原到原始輸入頻率，可采用式(4)、(5)中的w₀進行復數(shù)上變頻：

I+j*Q＝(cos(△w*t+△fi)+j*sin(△w*t+△fi))*(cos(w₀*t)+j*sin(w₀*t))

＝cos((△w+w₀)*t+△fi)+j*sin((△w+w₀)*t+△fi)

＝cos(w*t+△fi)+j*sin(w*t+△fi) (8)

取Q支路，即還原到原始輸入頻率。

相應的，本發(fā)明的基于子帶濾波的陣列抗干擾系統(tǒng)，包括由M個FIR濾波器組成的子帶濾波器組、N個自適應濾波器以及加法器，所述M個FIR濾波器用于對輸入的M路陣元空域信號分別進行同頻帶子帶劃分，形成新的窄帶空域陣列信號；所述N個自適應濾波器用于將劃分后的窄帶空域陣列信號，分別取不同陣元的相同頻帶的子帶信號進行自適應濾波，輸出N路濾波信號；所述加法器用于對濾波后的N路輸出信號進行直接疊加，輸出合路后的抗干擾信號。

其中，加法器采用累加器將N路同一時刻濾波器輸出信號直接累加輸出。

還包括M*N個下變頻數(shù)字變頻器和M*N個低通濾波器，用于對子帶劃分后的窄帶空域陣列信號進行復數(shù)下變頻后濾掉高頻信號，再分別送入自適應濾波器進行自適應濾波。

還包括一個上變頻數(shù)字變頻器，用于將疊加后的復數(shù)輸出信號進行上變頻，取其正交分量，還原為原頻帶實數(shù)信號。

在此指明，以上敘述有助于本領域技術人員理解本發(fā)明創(chuàng)造，但并非限制本發(fā)明創(chuàng)造的保護范圍。任何沒有脫離本發(fā)明創(chuàng)造實質內容的對以上敘述的等同替換、修飾改進和/或刪繁從簡而進行的實施，均落入本發(fā)明創(chuàng)造的保護范圍。