本發(fā)明涉及通信信號(hào)波形檢測(cè)技術(shù)領(lǐng)域，具體的說(shuō)是一種用于ieee802.15.4的低功耗bpsk接收機(jī)。

背景技術(shù)：

ieee802.15.4是zigbee，wirelesshart等規(guī)范的基礎(chǔ)，描述了低速率無(wú)線個(gè)人局域網(wǎng)的物理層和媒體接入控制協(xié)議。其最初工作在868/915mhz、2.4ghz的ism頻段上，數(shù)據(jù)傳輸速率最高可達(dá)250kbps。低功耗、低成本的優(yōu)點(diǎn)使它在數(shù)據(jù)采集、處理與分析，遠(yuǎn)程控制精作農(nóng)業(yè)自動(dòng)化、環(huán)境保護(hù)和監(jiān)測(cè)等眾多領(lǐng)域獲得了廣泛應(yīng)用。在2011年工作的最新標(biāo)準(zhǔn)中，又加入了314–316mhz,430–434mhz,779–787mhz和950–956mhz工作頻段。

如圖1所示，802.15.4協(xié)議在不同載波頻段上采用調(diào)制方式和數(shù)據(jù)傳輸速率不同。在四個(gè)典型的頻段總共提供48個(gè)信道：868mhz頻段1個(gè)信道，915mhz頻段10個(gè)信道，2450mhz頻段16個(gè)信道，950mhz頻段21個(gè)信道。如圖2所示，在868/915/950-mhz頻段上，信號(hào)處理過(guò)程相同，只是數(shù)據(jù)速率不同。發(fā)送方首先將物理層協(xié)議數(shù)據(jù)單元(ppdu)的二進(jìn)制數(shù)據(jù)差分編碼，然后再將差分編碼后的每一以位轉(zhuǎn)換為長(zhǎng)度為15的片序列，最后使用bpsk調(diào)制到信道上。差分編碼是將數(shù)據(jù)的每一個(gè)原始比特與前一個(gè)差分編碼生成的比特進(jìn)行異或運(yùn)算：其中en是差分編碼的結(jié)果，rn為要編碼的原始比特，en-1是上一次差分編碼的結(jié)果。對(duì)每個(gè)發(fā)送的數(shù)據(jù)包，r1是第一個(gè)原始比特，計(jì)算e1時(shí)假定e0＝0。差分解碼過(guò)程與編碼過(guò)程類(lèi)似：對(duì)每個(gè)接收到的數(shù)據(jù)包，e1為第一個(gè)需要解碼的比特，計(jì)算e1時(shí)假定e0＝0。如圖3所示，差分編碼后的每個(gè)比特被轉(zhuǎn)換為長(zhǎng)度為15的片序列。擴(kuò)頻后的序列使用bpsk調(diào)制方式調(diào)制到載波上。

如圖4所示，ieee802.15.4協(xié)議物理層數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)的第一個(gè)字段是四個(gè)字節(jié)共計(jì)32位的全零前導(dǎo)碼，收發(fā)器在接收前導(dǎo)碼期間，會(huì)根據(jù)前導(dǎo)碼序列的特征完成片同步和符號(hào)同步。幀起始分隔符(sfd)字段長(zhǎng)度為一個(gè)字節(jié)，其值固定為0xa7，表示為一個(gè)物理幀的開(kāi)始，收發(fā)器接收完成前導(dǎo)碼后只能做到數(shù)據(jù)的位同步，通過(guò)搜索sfd字段的值0xa7才能同步到字節(jié)上。幀長(zhǎng)度由一個(gè)字節(jié)的低7位表示，其值就是物理幀負(fù)載的長(zhǎng)度，因此物理幀負(fù)載的長(zhǎng)度不會(huì)超過(guò)127個(gè)字節(jié)。物理幀的負(fù)載長(zhǎng)度可變，稱(chēng)之為物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元(psdu)，一般用來(lái)承載mac幀。

傳統(tǒng)的802.15.4網(wǎng)絡(luò)用的bpsk接收機(jī)主要有兩種，一種是如圖5所示的868/915/950-mhz頻段的傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)。用表示經(jīng)信道傳輸后接收到的復(fù)基帶采樣信號(hào)，其中s(k)為待檢測(cè)的發(fā)送數(shù)據(jù)，s(k)∈{+1,-1}，ω0＝2πf0,f0和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個(gè)數(shù)據(jù)幀中保持不變，tc表示擴(kuò)頻碼碼片周期，η0(k)為復(fù)基帶加性高斯白噪聲。則圖5所示的檢測(cè)過(guò)程可歸納為：

步驟一、利用32個(gè)比特的前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號(hào)計(jì)算含有頻率偏移信息的觀測(cè)值y0：

其中，j表示前導(dǎo)碼的比特總數(shù)量，j＝32，n表示擴(kuò)頻長(zhǎng)度，n＝15，1≤m≤j-1，0≤n≤n-1，p[n+nm]表示前導(dǎo)碼的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，(·)^*表示取共軛運(yùn)算，η1表示所有的噪聲項(xiàng)。

步驟二、對(duì)psdu對(duì)應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號(hào)進(jìn)行比特級(jí)差分處理，得到判決觀測(cè)值a0[m]：

其中，r[n+nm]表示psdu的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，η2[m]表示所有的噪聲項(xiàng)，e[m]表示發(fā)送的第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)。

步驟三、利用步驟一中的y0提取頻偏偏移信息，對(duì)步驟二中的a0[m]進(jìn)行補(bǔ)償后進(jìn)行檢測(cè)判決：

其中，表示接收端對(duì)第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)的判決結(jié)果，q(·)為量化函數(shù)，|·|表示取模運(yùn)算。bloch,m.r.、hayashi,m.、和thangaraj,a.于2010年9月在《ieeetranscactionsonsignalprocessing》上發(fā)表的文章“ieee802.15.4bpskreceiverarchitecturebasedonanewefficientdetectionscheme”中提供了一種y0的量化函數(shù)的計(jì)算方法其中是y0的相位，也是頻率偏移信息nω0tc的估計(jì)值，的計(jì)算方法具體描述為：

其中，re(·)表示取實(shí)部運(yùn)算，im(·)表示取虛部運(yùn)算。

如上所述，傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)的不足之處是：公式(3)的檢測(cè)判決過(guò)程需要事先從y0中提取頻率偏移信息nω0tc的估計(jì)值然后對(duì)a0[m]進(jìn)行補(bǔ)償。由公式(4)可知，步驟三中需要通過(guò)除法運(yùn)算和復(fù)雜的反正切運(yùn)算從y0中得到頻率偏移信息nω0tc的估計(jì)值這對(duì)于能量供給嚴(yán)格受限的802.15.4網(wǎng)絡(luò)終端來(lái)說(shuō)，能耗較大。

為降低從y0中提取頻偏補(bǔ)償信息nω0tc的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，lee,s.、kwon,h.、jung,y.、和kim,j.s.于2007年8月在《electronicsletter》上發(fā)表的文章“efficientnon-coherentdemodulationschemeforieee802.15.4lr-wpansystems”中，在傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)的基礎(chǔ)上提出了一種簡(jiǎn)化形式的接收機(jī)，對(duì)頻偏觀測(cè)值y0的量化函數(shù)做了改變，具體可描述為：

由式(5)可知，在此簡(jiǎn)化方案中，頻率偏移信息nω0tc的估計(jì)值可以具體描述為：

可見(jiàn)，傳統(tǒng)簡(jiǎn)化形式接收機(jī)的不足之處是：該方案也需要事先從y0中提取頻率偏移信息nω0tc的估計(jì)值然后對(duì)a0[m]進(jìn)行補(bǔ)償。其本質(zhì)是用式(6)對(duì)式(1)進(jìn)行近似處理，從而大大降低傳統(tǒng)方案的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。但式(6)對(duì)式(1)的近似處理過(guò)程勢(shì)必產(chǎn)生較大誤差，即式(6)對(duì)頻率偏移信息nω0tc的估計(jì)過(guò)程存在更加嚴(yán)重的“過(guò)估計(jì)”或“欠估計(jì)”現(xiàn)象，會(huì)導(dǎo)致檢測(cè)可靠性的大幅下降，沒(méi)有在實(shí)現(xiàn)復(fù)雜和性能之間達(dá)到較好的平衡匹配。如圖6所示，相比于未經(jīng)簡(jiǎn)化的接收機(jī)，傳統(tǒng)簡(jiǎn)化形式接收機(jī)的檢測(cè)性能損失嚴(yán)重。仿真中采用的載波頻率為924mhz，頻率偏移為ieee802.15.4協(xié)議中規(guī)定的最大值80ppm，相位偏移θ在(0，2π]內(nèi)服從均勻分布，psdu的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度為20個(gè)字節(jié)(160個(gè)比特)，每個(gè)信噪比下至少采集3000幀錯(cuò)誤。而802.15.4網(wǎng)絡(luò)mac層沒(méi)有采用前向糾錯(cuò)(fec)機(jī)制，而是采用循環(huán)冗余校驗(yàn)(crc)來(lái)判斷傳輸幀的正確性，自動(dòng)請(qǐng)求重傳(arq)協(xié)議據(jù)此確定傳輸幀是否需要重傳。故物理層接收機(jī)性能的優(yōu)劣將將直接對(duì)能耗產(chǎn)生巨大影響。在信道條件較差，通信距離相對(duì)較遠(yuǎn)時(shí)，接收信號(hào)功率損耗較大。此時(shí)，如果采用該簡(jiǎn)化形式接收機(jī)，同一psdu數(shù)據(jù)幀可能經(jīng)過(guò)多次重傳才能成功被mac層校驗(yàn)通過(guò)。如果數(shù)據(jù)量巨大則多次重傳的通信過(guò)程也將消耗巨大的能量，這會(huì)降低能量供給匱乏的802.15.4網(wǎng)絡(luò)的使用壽命。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了解決兩種傳統(tǒng)非相干接收機(jī)的不足，基于反正切函數(shù)的泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi)理論，本發(fā)明提供一種適用于ieee802.15.4的低功耗bpsk接收機(jī)，計(jì)算復(fù)雜度和能源消耗更低，能夠大幅延長(zhǎng)ieee802.15.4網(wǎng)絡(luò)裝置的使用壽命。

為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的方案為：

一種用于ieee802.15.4的低功耗bpsk接收機(jī)，發(fā)送端物理層的數(shù)據(jù)幀經(jīng)過(guò)擴(kuò)頻和bpsk調(diào)制之后經(jīng)信道傳輸給接收端，數(shù)據(jù)幀包括32個(gè)比特的前導(dǎo)碼和物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元psdu；接收端接收到的復(fù)基帶采樣信號(hào)表示為其中s(k)為待檢測(cè)的發(fā)送數(shù)據(jù)，s(k)∈{+1,-1}，ω0＝2πf0,f0和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個(gè)數(shù)據(jù)幀中保持不變，tc表示擴(kuò)頻碼碼片周期，η0(k)為復(fù)基帶加性高斯白噪聲；接收過(guò)程的具體步驟為：

步驟一、利用32個(gè)比特的前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的信道接收數(shù)據(jù)提取包含頻率偏移信息的頻偏觀測(cè)值y0：

其中，j表示前導(dǎo)碼的比特總數(shù)量，j＝32，n表示擴(kuò)頻長(zhǎng)度，n＝15，1≤m≤j-1，0≤n≤n-1，p[n+nm]表示前導(dǎo)碼的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，(·)^*表示取共軛運(yùn)算，η1表示所有的噪聲項(xiàng)；

步驟二、對(duì)psdu對(duì)應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號(hào)進(jìn)行比特級(jí)差分處理，得到判決觀測(cè)值a0[m]：

其中，r[n+nm]表示psdu的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，η2[m]表示所有的噪聲項(xiàng)，e[m]表示發(fā)送的第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)；

步驟三、利用步驟一中的頻偏觀測(cè)值y0提取頻率偏移信息，并對(duì)步驟二中的a0[m]進(jìn)行補(bǔ)償后進(jìn)行檢測(cè)判決：

其中，表示檢測(cè)判決得到的第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)，q(·)為量化函數(shù)，q(y0)具體表示為：

其中，|·|表示取模運(yùn)算，表示a0[m]中頻率偏移信息nω0tc的估計(jì)值；

步驟四、檢測(cè)結(jié)束后將接收到的psdu數(shù)據(jù)傳送給mac層進(jìn)行crc校驗(yàn)；

所述步驟三中，的具體計(jì)算方法為：

其中，re(·)表示取實(shí)部運(yùn)算，im(·)表示取虛部運(yùn)算。

有益效果：

1、ieee802.15.4協(xié)議中規(guī)定，在信噪比為5～6db、psdu為20個(gè)字節(jié)(160個(gè)比特)時(shí)，誤包率要低于1％，即per要小于1×10^-2，如圖7所示，本發(fā)明在信噪比為0.6db時(shí)就已經(jīng)完全能夠滿(mǎn)足協(xié)議對(duì)檢測(cè)性能的要求；

2、和傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)相比，本發(fā)明具有更低的計(jì)算復(fù)雜度和更低的能耗，由公式(4)可知，傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)通過(guò)一次除法和一次反正切運(yùn)算來(lái)對(duì)頻率偏移信息nω0tc的估計(jì)量，由公式(10)可知，本發(fā)明公布的頻率偏移信息nω0tc的估計(jì)方法中只需要一次比較、一次除法和一次加法運(yùn)算，比較運(yùn)算和加法運(yùn)算的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度要遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于反正切運(yùn)算，因此本發(fā)明的估計(jì)方法具有更低的計(jì)算復(fù)雜度和更低的能耗；

3、和傳統(tǒng)典型低復(fù)雜度接收機(jī)相比，本發(fā)明具有更高的檢測(cè)可靠性，傳統(tǒng)簡(jiǎn)化形式的接收機(jī)用式(6)對(duì)nω0tc進(jìn)行估計(jì)，即用0，-π和四種相位對(duì)nω0tc進(jìn)行估計(jì)，造成的誤差較大，本發(fā)明采用式(10)的計(jì)算方式對(duì)頻率偏移信息nω0tc進(jìn)行估計(jì)，估計(jì)過(guò)程中存在的“過(guò)估計(jì)”或“欠估計(jì)”現(xiàn)象較弱，檢測(cè)性能更好，可靠性更高。

附圖說(shuō)明

圖1是ieee802.15.4協(xié)議物理層四個(gè)頻段基本特性圖；

圖2是ieee802.15.4協(xié)議868/915/950-mhz頻段物理層數(shù)據(jù)發(fā)送過(guò)程圖；

圖3是ieee802.15.4協(xié)議868/915/950-mhz頻段擴(kuò)頻映射方式圖；

圖4是ieee802.15.4協(xié)議物理層幀結(jié)構(gòu)圖；

圖5是適用于868/915/950-mhz頻段的典型傳統(tǒng)非相干接收機(jī)結(jié)構(gòu)圖；

圖6是適用于868/915/950-mhz頻段的傳統(tǒng)接收機(jī)和簡(jiǎn)化形式接收機(jī)檢測(cè)性能比較圖；

圖7是本發(fā)明公布的接收機(jī)和已有的兩種典型接收機(jī)檢測(cè)性能比較圖；

圖8是頻偏偏移量f0的概率分布圖；

圖9是復(fù)坐標(biāo)平面下y0處于不同區(qū)域時(shí)對(duì)應(yīng)的角度α圖。

具體實(shí)施方式

下面根據(jù)附圖具體說(shuō)明本發(fā)明的實(shí)施方式。

一種用于ieee802.15.4的低功耗bpsk接收機(jī)，發(fā)送端物理層的數(shù)據(jù)幀經(jīng)過(guò)擴(kuò)頻和bpsk調(diào)制之后經(jīng)信道傳輸給接收端，數(shù)據(jù)幀包括32個(gè)比特的前導(dǎo)碼和物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元psdu；接收端接收到的復(fù)基帶采樣信號(hào)表示為其中s(k)為待檢測(cè)的發(fā)送數(shù)據(jù)，s(k)∈{+1,-1}，ω0＝2πf0,f0和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個(gè)數(shù)據(jù)幀中保持不變，tc表示擴(kuò)頻碼碼片周期，η0(k)為復(fù)基帶加性高斯白噪聲；接收過(guò)程的具體步驟如下：

步驟一、利用32個(gè)比特的前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的信道接收數(shù)據(jù)提取包含頻率偏移信息的頻偏觀測(cè)值y0：

步驟二、對(duì)psdu對(duì)應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號(hào)進(jìn)行比特級(jí)差分處理，得到判決觀測(cè)值a0[m]：

步驟三、利用步驟一中的頻偏觀測(cè)值y0提取頻率偏移信息，并對(duì)步驟二中的a0[m]進(jìn)行補(bǔ)償后進(jìn)行檢測(cè)判決：

其中，表示接收端判決得到的第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)，|·|表示取模運(yùn)算。利用頻偏觀測(cè)值y0提取的頻率偏移信息nω0tc的估計(jì)值，同時(shí)作為判決觀測(cè)值a0[m]的頻率偏移信息的估計(jì)值，的具體計(jì)算過(guò)程為：

其中，re(·)表示取實(shí)部運(yùn)算，im(·)表示取虛部運(yùn)算。

步驟四、檢測(cè)結(jié)束后將接收到的psdu數(shù)據(jù)傳送給mac層進(jìn)行crc校驗(yàn)。

作為進(jìn)一步簡(jiǎn)化，由于|y0|≥0，故對(duì)于式(13)中判決依據(jù)“re{a0[m]·q(y0)}≥0”而言有：

故|y0|項(xiàng)不會(huì)影響式(13)的最終判決結(jié)果，忽略式(13)中的量化函數(shù)中的|y0|項(xiàng)并以替代用以相互區(qū)分便可得：

式(13)中的量化函數(shù)和式(15)所示的量化函數(shù)對(duì)應(yīng)的檢測(cè)性能完全一致，而式(15)擁有更低的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，能夠進(jìn)一步減少對(duì)能源的消耗，提高裝置的使用壽命。

本發(fā)明的理論依據(jù)闡述如下。

首先，在x＝0處對(duì)tan^-1x進(jìn)行泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi)可得到：

當(dāng)|x|較小時(shí)，有近似關(guān)系tan^-1x≈x。

其次，當(dāng)頻率偏移量nω0tc較小和信噪比snr較大的前提下，成立。直接利用tan^-1x≈x對(duì)式(4)進(jìn)行簡(jiǎn)化處理后得到：

但是當(dāng)頻率偏移量nω0tc較大或信噪比不高的情況下，tan^-1x≈x對(duì)式(4)的近似計(jì)算將會(huì)帶來(lái)較大誤差，造成最終檢測(cè)性能的極大損失。即式(16)僅適用于頻率偏移量較小和信噪比較大的兩個(gè)約束條件下的情況。

為得到一種無(wú)約束條件下的低復(fù)雜度頻率偏移估計(jì)方法，對(duì)式(4)進(jìn)行等價(jià)變換處理。如圖9所示，當(dāng)y0的角度滿(mǎn)足或時(shí)，成立，此時(shí)用tan^-1x≈x的近似過(guò)程不會(huì)引入較大誤差。故可以繼續(xù)采用如下的計(jì)算方法：

如圖9所示，當(dāng)y0的相位滿(mǎn)足時(shí)，我們有：

當(dāng)y0的相位滿(mǎn)足時(shí)，我們有：

由式(19)和式(21)可得

類(lèi)似地，當(dāng)y0的角度滿(mǎn)足時(shí)，我們有：

由式(17)、式(22)和式(23)可得：

由式(24)可知，和在各自區(qū)域范圍內(nèi)恒成立，因此直接使用近似關(guān)系tan^-1x≈x對(duì)式(24)中的近似計(jì)算而不會(huì)引入較大誤差，由此可得到:

最后，比較式(6)和式(24)可知，使用近似關(guān)系tan^-1x≈0對(duì)式(24)中的簡(jiǎn)化后即可得到式(6)中的故有結(jié)論：對(duì)式(24)中的分別使用近似關(guān)系tan^-1x≈0和tan^-1x≈x簡(jiǎn)化后可得到和

顯然近似關(guān)系tan^-1x≈x比tan^-1x≈0具有更小的近似誤差，故本發(fā)明提出方案的檢測(cè)性能比傳統(tǒng)簡(jiǎn)化形式的接收機(jī)可靠性更高。

如圖7所示，本發(fā)明公布的接收機(jī)和傳統(tǒng)兩種接收機(jī)相比較，在保證性能的情況下，能夠?qū)崿F(xiàn)更低的計(jì)算復(fù)雜度和更低的能耗，對(duì)于能量供給嚴(yán)格受限的ieee802.15.4網(wǎng)絡(luò)裝置而言，能夠大幅延長(zhǎng)其使用壽命。仿真中采用的載波頻率為924mhz，頻率偏移f0服從如圖8所示的三角對(duì)稱(chēng)分布，相位偏移θ在(0，2π]內(nèi)服從均勻分布，psdu的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度為20個(gè)字節(jié)(160個(gè)比特)，每個(gè)信噪比下至少采集3000幀錯(cuò)誤?？梢?jiàn)，本發(fā)明公布的接收機(jī)和傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)的檢測(cè)性能基本一致，性能損失極低。和傳統(tǒng)簡(jiǎn)化形式的接收機(jī)相比，在誤包率為1×10-3時(shí)，可獲得不小于1.7db的增益。故本發(fā)明公布的方案在實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度和檢測(cè)性能之間達(dá)到了更好的平衡匹配。