本發(fā)明涉及無線通信，尤其是涉及一種融合碼下標(biāo)調(diào)制的多進(jìn)制差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)器。

背景技術(shù)：

混沌信號不僅易于產(chǎn)生，而且產(chǎn)生的成本低，它具有寬帶、非周期和類似噪聲等特性，使得以混沌信號為載波的混沌通信系統(tǒng)成為傳統(tǒng)擴頻通信系統(tǒng)的低成本替代方案。同時，混沌通信在保密通信、短距離通信和超寬帶通信系統(tǒng)中也具有很強的競爭力。差分混沌移位鍵控(DCSK:Differential Chaotic Shift Keying)作為混沌通信系統(tǒng)的一種，具有一般混沌通信系統(tǒng)的優(yōu)點。且DCSK系統(tǒng)具有非常簡單接收機結(jié)構(gòu)，在多徑衰落信道和時變信道下性能良好。

現(xiàn)有的差分混沌移位鍵控系統(tǒng)使用混沌信號作為載波，在發(fā)射端，系統(tǒng)通過混沌映射的方式產(chǎn)生混沌信號，在傳輸信號的前半個符號周期內(nèi)傳輸該混沌信號作為參考信號。在傳輸信號的后半個符號周期內(nèi)，根據(jù)傳輸信息比特的值重復(fù)或反轉(zhuǎn)的該混沌信號作為信息承載信號，即當(dāng)信息比特為1時，重復(fù)傳輸該混沌信號；當(dāng)信息比特為0時，傳輸該混沌信號的反轉(zhuǎn)信號。DCSK系統(tǒng)接收端接收到經(jīng)過信道的傳輸信號，一個周期的傳輸信號包含參考信號和信息承載信號兩部分，接收端將這兩部分信號送入自相關(guān)接收機，計算這兩部分信號之間的相關(guān)特性，根據(jù)計算得到的相關(guān)特性結(jié)果來判決傳輸?shù)男畔⒈忍兀粝嚓P(guān)特性結(jié)果大于0，則傳輸?shù)男畔⒈忍貫椤?”；否則傳輸?shù)男畔⒈忍貫椤?”。

現(xiàn)有的差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)器是通過參考段信號(前β個采樣信號)和信息承載段信號(后β個采樣信號)在時域上正交復(fù)用實現(xiàn)的。DCSK的發(fā)送信號時隙結(jié)構(gòu)如圖1所示，由于DCSK信號的半個符號周期被用于傳輸參考信號，而參考信號不攜帶信息，導(dǎo)致了現(xiàn)有的DCSK系統(tǒng)傳輸數(shù)據(jù)率和能量效率低下。此外，現(xiàn)有的DCSK系統(tǒng)在接收端需要對接收信號進(jìn)行半個符號周期的延時，需要相應(yīng)的延時電路。對于DCSK接收中的相關(guān)器有兩種實現(xiàn)方案，即數(shù)字實現(xiàn)和模擬實現(xiàn)，對于數(shù)字實現(xiàn)，當(dāng)寬帶傳輸時，如超寬帶(UWB)，需將模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，在數(shù)字域?qū)崿F(xiàn)信號延時，但是UWB的帶寬通常都達(dá)到數(shù)個GHZ，這必然要求接收機前端的A/D轉(zhuǎn)換具有很高的采用頻率，使得接收機的功耗和成本都急劇增加。而如果接收機相關(guān)器采用模擬實現(xiàn)，則要對寬帶信號進(jìn)行延時，就目前的技術(shù)來說，要實現(xiàn)寬帶信號長的模擬延時也難以做到低成本的集成。因此提升系統(tǒng)效率的同時消除接收機中的延時單元成為現(xiàn)有差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)器亟待解決的問題。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于針對現(xiàn)有的差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)器半個符號周期不承載信息，導(dǎo)致了系統(tǒng)的傳輸數(shù)據(jù)率和能量效率低下，以及在寬帶傳輸時實現(xiàn)困難等問題，提供可避免接收機使用延時單元，同時提升系統(tǒng)傳輸數(shù)據(jù)率的融合碼下標(biāo)調(diào)制的多進(jìn)制差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)器。

本發(fā)明包括調(diào)制器和解調(diào)器；

所述調(diào)制器設(shè)有：

信源RCG；

比特符號轉(zhuǎn)換器BC₁,BC₂,BC₃；

切換開關(guān)SW_2,1,SW_2,2,SW_3,1,SW_3,2；

方波發(fā)生器S_1,1,S_1,2,...,S_1,2N,S_1,R；

乘法器M_1,1M_1,2,...,M_1,2N,M_1,R,M_a,M_b；

M-ary DCSK編碼器EC；

加法器ADD；

所述信源RCG包括：混沌載波發(fā)生器G、延時單元D₁,D₂,...,D_P-1、切換開關(guān)SW₁；

由方波發(fā)生器S_1,1,S_1,2,...,S_1,N分別連接對應(yīng)的乘法器M_1,1M_1,2,...,M_1,N，乘法器M_1,1M_1,2,...,M_1,N分別連接切換開關(guān)SW_2,1、SW_2,2的對應(yīng)節(jié)點T_2,1,1,T_2,1,2,...,T_2,1,N、T_2,2,1,T_2,2,2,...,T_2,2,N組成第一支路；

由方波發(fā)生器S_1,N+1,S_1,N+2,...,S_1,2N分別連接對應(yīng)的乘法器M_1,N+1M_1,N+2,...,M_1,2N，乘法器M_1,N+1M_1,N+2,...,M_1,2N分別連接到切換開關(guān)SW_3,1、SW_3,2的對應(yīng)節(jié)點T_3,1,1,T_3,1,2,...,T_3,1,N、T_3,2,1,T_3,2,2,...,T_3,2,N組成第二支路；

所述解調(diào)器設(shè)有：

接收器R；

方波發(fā)生器S_2,1,S_2,2,...,S_2,2N,S_2,R；

乘法器M_2,1,M_2,2,...,M_2,2N,M_2,R,M_3,1,M_3,2,...,M_3,2N；

累加器AC₁,AC₂,...,AC_2N；

取絕對值器AB₁,AB₂,...,AB_2N；

比較器CP₁,CP₂；

切換開關(guān)SW₄,SW₅；

碼下標(biāo)檢測器CD₁,CD₂；

選擇器SL₁,SL₂；

符號比特轉(zhuǎn)換器SC₁,SC₂,SC₃；

判決器DE；

由方波發(fā)生器S_2,1、乘法器M_2,1,M_3,1、累加器AC₁和取絕對值器AB₁串聯(lián)組成分支1；

由方波發(fā)生器S_2,2、乘法器M_2,2,M_3,2、累加器AC₂和取絕對值器AB₂串聯(lián)組成分支2，以此類推，共組成2N個分支。

本發(fā)明將傳輸?shù)男畔⒈忍赜成湓诘谝恢泛偷诙返腤alsh碼的選擇上，通過在發(fā)射端利用信息比特轉(zhuǎn)換成信息映射符號選擇相應(yīng)的Walsh碼，在接收端比較輸出信號的絕對值大小來檢測發(fā)送端所選擇的Walsh碼，并將檢測出的Walsh碼下標(biāo)值作為信息映射符號的估計值，將其解映射后得到信息映射比特的估計值。碼下標(biāo)調(diào)制利用Walsh碼的下標(biāo)值作為傳輸信息比特的載體，有效地提高了現(xiàn)有DCSK系統(tǒng)的傳輸數(shù)據(jù)率，此外，本發(fā)明利用兩個正交的Walsh碼實現(xiàn)對兩路正交信號符號的傳輸，從而實現(xiàn)了多進(jìn)制的調(diào)制，多進(jìn)制調(diào)制方式可有效地增加了現(xiàn)有DCSK系統(tǒng)的傳輸數(shù)據(jù)率。另外，由于本發(fā)明將差分混沌移位鍵控的參考信號和信息承載信號復(fù)用在相互正交的Walsh碼上，使得參考信號和信息承載信號在碼域上實現(xiàn)正交，而在時域上是重疊的，這樣就消除了接收機中的延時電路，從而降低了系統(tǒng)實現(xiàn)的復(fù)雜度。

附圖說明

圖1為現(xiàn)有DCSK的發(fā)射信號時隙結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2為本發(fā)明實施例的組成結(jié)構(gòu)示意圖；

圖3為本發(fā)明實施例的信源RCG組成結(jié)構(gòu)示意圖；

圖4為Walsh碼碼長為8的Walsh碼分配方案及其傳輸?shù)挠成浔忍財?shù)；

圖5為融合碼下標(biāo)調(diào)制的多進(jìn)制DCSK的發(fā)射信號時隙結(jié)構(gòu)示意圖；

圖6為融合碼下標(biāo)調(diào)制的多進(jìn)制DCSK解調(diào)器的組成結(jié)構(gòu)示意圖；

圖7為加性高斯白噪聲(AWGN)信道下，碼下標(biāo)調(diào)制的多進(jìn)制DCSK在不同Walsh碼碼長下與常規(guī)DCSK的誤比特率性能比較，調(diào)制進(jìn)制數(shù)為4，擴頻因子為128；

圖8為加性高斯白噪聲(AWGN)信道下，碼下標(biāo)調(diào)制的多進(jìn)制DCSK在不同Walsh碼碼長下與常規(guī)DCSK的誤比特率性能比較，調(diào)制進(jìn)制數(shù)為8，擴頻因子為128；

圖9為多徑瑞利(Rayleigh)衰落信道下，碼下標(biāo)調(diào)制的多進(jìn)制DCSK在不同Walsh碼碼長下與常規(guī)DCSK的誤比特率性能比較，調(diào)制進(jìn)制數(shù)為4，擴頻因子為512；

圖10為多徑瑞利(Rayleigh)衰落信道下，碼下標(biāo)調(diào)制的多進(jìn)制DCSK在不同Walsh碼碼長下與常規(guī)DCSK的誤比特率性能比較，調(diào)制進(jìn)制數(shù)為8，擴頻因子為512。

具體實施方式

圖2給出融合碼下標(biāo)調(diào)制的多進(jìn)制DCSK調(diào)制器的組成結(jié)構(gòu)示意圖，系統(tǒng)傳輸?shù)拿繋忍亓鞅硎緸槠渲斜忍亓鞅硎镜谝恢反a下標(biāo)調(diào)制的信息映射比特流，映射成信息映射符號a_l,CIM；比特流表示第二支路的碼下標(biāo)調(diào)制的信息映射比特流，映射成信息映射符號b_l,CIM；比特流表示多進(jìn)制DCSK調(diào)制信息比特流，映射成信息調(diào)制符號s_l。第一支路信息映射符號a_l,CIM∈{1,...,N}，對應(yīng)于P行Walsh碼矩陣中的其中N行Walsh碼其中N滿足這里a_l,_CIM＝1對應(yīng)于Walsh碼a_l,CIM＝2對應(yīng)于Walsh碼以此類推，信息映射符號a_l,CIM與N行Walsh碼一一對應(yīng)，因此碼下標(biāo)調(diào)制映射符號可用于Walsh碼的選擇。同理，第二支路信息映射符號b_l,CIM∈{1,...,N}，對應(yīng)于Walsh碼信息調(diào)制符號s_l∈{1,...,M}，M表示多進(jìn)制DCSK調(diào)制的進(jìn)制數(shù)。

系統(tǒng)的Walsh碼分配方案及其傳輸?shù)挠成浔忍財?shù)：對于碼長為P的Walsh碼矩陣，如果參考序列Walsh碼選擇矩陣中前P/2中的任意一個，則第一支路的信息承載Walsh序列從后P/2的前P/4中選取，第二支路的信息承載Walsh序列從剩余的P/4中選取，其中每個支路傳輸?shù)淖畲笥成浔忍財?shù)為則兩個支路傳輸?shù)淖畲笥成浔忍財?shù)為圖4為Walsh碼碼長為8的Walsh碼分配方案及其傳輸?shù)挠成浔忍財?shù)，前4行Walsh碼序列w₁,w₂,w₃,w₄分配給參考信號分支，即從這4個Walsh碼中任選一個作為參考信號的Walsh碼序列，Walsh碼序列w₅,w₆分配給第一支路，則第一支路碼下標(biāo)調(diào)制的映射比特數(shù)為Walsh碼序列w₇,w₈分配給第二支路，則第二支路碼下標(biāo)調(diào)制的映射比特數(shù)為因此兩個支路傳輸?shù)目偟挠成浔忍財?shù)最大為2。

調(diào)制器具體調(diào)制過程如下：信源RCG輸出的是周期性混沌載波信號，由如圖3所示的電路產(chǎn)生，具體產(chǎn)生過程是由混沌載波發(fā)生器G產(chǎn)生長度為R的混沌載波信號分兩路分別進(jìn)入切換開關(guān)SW₁(此時切換開關(guān)切換到節(jié)點T_1,1)和延時單元D₁，進(jìn)入延時單元D₁的信號延時R后分兩路分別進(jìn)入切換開關(guān)SW₁(此時切換開關(guān)切換到節(jié)點T_1,2)和延時單元D₂，以此類推，經(jīng)過P-1個類似的操作后,切換開關(guān)SW₁輸出單位長度為R，周期為P,總長度為β的周期性混沌載波信號，其中β滿足β＝PR。

信源RCG產(chǎn)生的周期性混沌載波信號分三路分別進(jìn)入乘法器M_1,R，M_a和M_b，參考序列Walsh碼w_R進(jìn)入方波發(fā)生器S_1,R產(chǎn)生與混沌載波信號等長的信號后進(jìn)入乘法器M_1,R，在乘法器M_1,R中與混沌載波信號相乘，相乘結(jié)果送入加法器ADD。傳輸?shù)拿繋畔⒈忍亓鞅硎緸槠渲斜忍亓鬟M(jìn)入比特符號轉(zhuǎn)換器BC₁轉(zhuǎn)換成信息映射符號a_l,CIM后輸出，送入第一支路的切換開關(guān)SW_2,1，根據(jù)a_l,CIM值選擇對應(yīng)的Walsh碼后切換開關(guān)SW_2,1切換到相應(yīng)的節(jié)點并連接到相應(yīng)的乘法器，對應(yīng)的Walsh碼序列經(jīng)過相應(yīng)的方波發(fā)生器后進(jìn)入該乘法器，該乘法器的輸出通過切換開關(guān)SW_2,2進(jìn)入乘法器M_a，乘法器M_a把切換開關(guān)SW_2,2輸入的信號與混沌載波信號相乘，相乘結(jié)果送入M-ary DCSK編碼器EC。同理，比特流進(jìn)入比特符號轉(zhuǎn)換器BC₂轉(zhuǎn)換成信息映射符號b_l,CIM后輸出，進(jìn)入第二支路的切換開關(guān)SW_3,1，根據(jù)映射符號b_l,CIM選擇對應(yīng)的Walsh碼并將切換開關(guān)SW_3,1切換到相應(yīng)的節(jié)點后輸出，連接到相應(yīng)的乘法器，對應(yīng)的Walsh碼經(jīng)過相應(yīng)的方波發(fā)生器后進(jìn)入該乘法器，該乘法器的輸出經(jīng)過切換開關(guān)SW_3,2后進(jìn)入乘法器M_b，在乘法器M_b中與混沌載波信號相乘，相乘結(jié)果送入M-ary DCSK編碼器EC。比特流進(jìn)入比特符號轉(zhuǎn)換器BC₃轉(zhuǎn)換成信息調(diào)制符號s_l后直接進(jìn)入M-ary DCSK編碼器EC，M-ary DCSK編碼器EC將三個輸入的信號調(diào)制編碼后送入加法器ADD，在加法器ADD中與乘法器M_1,R輸入的信號相加，相加結(jié)果作為加法器ADD輸出端的輸出信號s_k。

本發(fā)明將參考信號和信息承載信號復(fù)用在相互正交的Walsh碼上，實現(xiàn)了參考信號和信息承載信號碼域正交，時域重疊。圖5為融合碼下標(biāo)調(diào)制的多進(jìn)制DCSK的一個符號周期內(nèi)的發(fā)送信號的時隙結(jié)構(gòu)。從時隙結(jié)構(gòu)可以看出，在一個傳輸?shù)牟蓸又芷讦聝?nèi)，參考信號段和信息承載信號段在碼域上是正交的，在時域上是重疊的，因此這樣可以有效地消除延時單元，降低系統(tǒng)實現(xiàn)的復(fù)雜度。

圖6給出融合碼下標(biāo)調(diào)制的多進(jìn)制DCSK解調(diào)器的組成結(jié)構(gòu)示意圖，解調(diào)器的具體實施過程如下：接收器R接收到的信號r_k分兩路輸出，一路進(jìn)入乘法器M_2,R，參考序列Walsh碼w_R進(jìn)入方波發(fā)生器S_2,R產(chǎn)生與接收到的信號等長的信號后進(jìn)入乘法器M_2,R，在乘法器M_2,R中與接收到的信號相乘，相乘結(jié)果分別送入2N個分支中對應(yīng)的乘法器M_3,1,M_3,2,...,M_3,2N，另一路分別進(jìn)入2N個分支中對應(yīng)的乘法器M_2,1,M_2,2,...,M_2,2N。在分支1中，Walsh碼進(jìn)入方波發(fā)生器S_2,1產(chǎn)生與接收到的信號等長的信號后送入的乘法器M_2,1，在乘法M_2,1中與接收到的信號相乘，相乘結(jié)果送入乘法器M_3,1，在乘法器M_3,1中與乘法器M_2,R送入的信號相乘后輸出，進(jìn)入累加器AC₁后分兩路輸出，一路連接到切換開關(guān)SW₄的節(jié)點T_4,1，另一路送入取絕對值器AB₁后輸出，送入比較器CP₁。在分支2中，Walsh碼進(jìn)入方波發(fā)生器S_2,2產(chǎn)生與接收到的信號等長的信號后送入乘法器M_2,2，在乘法M_2,2中與接收到的信號相乘，相乘結(jié)果送入乘法器M_3,2，在乘法器M_3,2中與乘法器M_2,R送入的信號相乘后輸出，進(jìn)入累加器AC₂后分兩路輸出，一路連接到切換開關(guān)SW₄的節(jié)點T_4,2，另一路送入取絕對值器AB₂后輸出，送入比較器CP₁。以此類推，經(jīng)過2N個類似的操作后,2N個分支共有2N個累加器的輸出和2N個取絕對值器的輸出。其中分支1至分支N的N個累加器的輸出分別連接到切換開關(guān)SW₄的對應(yīng)節(jié)點，N個取絕對值器的輸出送入比較器CP₁；分支N+1至分支2N的N個累加器的輸出分別連接到切換開關(guān)SW₅的對應(yīng)節(jié)點，N個取絕對值器的輸出送入比較器CP₂。比較器CP₁比較分支1至分支N輸入的N個絕對值，選擇其中的最大值送入碼下標(biāo)檢測器CD₁，檢測出其對應(yīng)的Walsh碼下標(biāo)值作為信息映射符號估計值后分兩路輸出，一路進(jìn)入符號比特轉(zhuǎn)換器SC₁輸出相應(yīng)的比特流估計值另一路進(jìn)入選擇器SL₁根據(jù)估計值將切換開關(guān)SW₄切換到對應(yīng)節(jié)點后輸出對應(yīng)的值z_a,Max送入判決器DE。同理，比較器CP₂比較選擇出分支N+1至分支2N輸入的N個絕對值中的最大值，將其送入碼下標(biāo)檢測器CD₂，并檢測出其對應(yīng)的Walsh碼下標(biāo)值作為信息映射符號估計值后分兩路分別進(jìn)入符號比特轉(zhuǎn)換器SC₂和選擇器SL₂，符號比特轉(zhuǎn)換器SC₂將轉(zhuǎn)換成相應(yīng)的比特流估計值選擇器SL₂根據(jù)估計值將切換開關(guān)SW₅切換到對應(yīng)節(jié)點后輸出對應(yīng)的值z_b,Max送入判決器DE,判決器DE根據(jù)送入的值z_a,Max、z_b,Max得到信息調(diào)制符號估計值后輸出，送入符號比特轉(zhuǎn)換器SC₃輸出信息調(diào)制比特流的估計值

以下將基于計算機仿真過程，進(jìn)一步闡述本發(fā)明的實施方法：

假如，混沌載波由離散的Logistic映射產(chǎn)生，信號的采樣頻率設(shè)為f_s＝1000次/s，符號的持續(xù)時間為T＝0.08s，則等效的擴頻因子定義為β＝T×f_s＝80。產(chǎn)生混沌信號的Logistic映射方程為當(dāng)給定初始值時x(0)，通過迭代式x(i+1)＝1-2×x²(i),i＝0,....,i,....,β-1,可以產(chǎn)生長度為β(擴頻因子為β)的混沌載波序列n階Walsh碼構(gòu)造方法為w_n＝[w_n-1w_n-1；w_n-1-w_n-1]，P表示W(wǎng)alsh碼碼長，滿足P＝2ⁿ。

調(diào)制器根據(jù)以上產(chǎn)生的混沌載波序列，由如圖2所示的調(diào)制器完成調(diào)制，在每個符號周期內(nèi)其發(fā)送信號可通過以下公式表示為

式中E_s表示符號能量，擴頻因子SF＝β，{x_i,i＝1,...,R}是離散混沌序列，滿足這里P表示W(wǎng)alsh碼的碼長。表示信號空間的星座符號,a_l,CIM和b_l,CIM分別為調(diào)制到第一支路和第二支路的碼下標(biāo)調(diào)制信息映射符號，w_R＝[w_R,1,...,w_R,P]為參考序列Walsh碼，和分別為第一支路和第二支路的信息承載序列Walsh碼，三者相互正交，其中N滿足調(diào)制過程如下：周期性的混沌載波序列與經(jīng)過方波發(fā)生器的Walsh碼w_R序列相乘，相乘結(jié)果作為參考信號；同時，周期性的混沌載波信號分別與第一支路輸出的經(jīng)過方波發(fā)生器的Walsh碼序列和第二支路輸出的經(jīng)過方波發(fā)生器的Walsh碼序列相乘，兩個相乘結(jié)果與信息調(diào)制符號一起送入M-ary DCSK編碼器調(diào)制編碼，輸出結(jié)果作為信息調(diào)制信號，參考信號和信息調(diào)制信號相加最終得到發(fā)射端的發(fā)送信號s_k。

在接收端，解調(diào)過程如下：

采用如圖6所示的解調(diào)器調(diào)用如下公式，計算前N個分支中的第n個分支輸出的判決統(tǒng)計量

計算后N個分支中的第n個分支輸出的判決統(tǒng)計量

式中表示接收端接收到的信號，表示為1_R×1＝[1,...,1]^T，w_R＝[w_R,1,...,w_R,P]^T，是Kronecker乘積，⊙是Hadamard乘積。

根據(jù)上式中的計算可知，解調(diào)過程如下：當(dāng)n＝1時，為分支1，對應(yīng)的信息承載Walsh碼序列為和表示參考序列Walsh碼w_R和信息承載序列Walsh碼分別進(jìn)入對應(yīng)的方波發(fā)生器產(chǎn)生與接收到的信號等長的信號序列，和表示接收到的信號分別與經(jīng)過方波發(fā)生器的Walsh碼w_R和的序列相乘，相乘得到的兩個結(jié)果再相乘后輸出，輸出結(jié)果作為分支1的判決統(tǒng)計量當(dāng)n＝2時，再進(jìn)行類似的操作，輸出分支2的判決統(tǒng)計量經(jīng)過N次類似的操作，輸出的N個分支的判決統(tǒng)計量。同理，根據(jù)上式中的計算可知，的解調(diào)過程類似于當(dāng)n＝1時，為分支N+1，對應(yīng)的信息承載Walsh碼序列為經(jīng)過與類似的操作后輸出分支N+1的判決統(tǒng)計量以此類推，經(jīng)過N次類似的操作，輸出的N個分支的判決統(tǒng)計量。

根據(jù)圖6所示的解調(diào)器調(diào)用如下公式，計算信息符號a_l,CIM,b_l,CIM和s_l的估計量

上式中表示第一支路的碼下標(biāo)調(diào)制信息映射符號的估計量，表示第二支路的碼下標(biāo)調(diào)制信息映射符號的估計量，表示多進(jìn)制DCSK調(diào)制的信息調(diào)制符號的估計量。計算的式子表示比較判決統(tǒng)計量的N個值，選擇其中的最大值的下標(biāo)值作為信息映射符號a_l,CIM的估計量根據(jù)得到的估計量可解映射得到發(fā)射端的第一支路的碼下標(biāo)調(diào)制映射比特流的估計值同理，計算的式子表示比較判決統(tǒng)計量的N個值，選擇其中的最大值的對應(yīng)下標(biāo)值作為信息映射符號b_l,CIM的估計量根據(jù)得到的估計量可解映射得到發(fā)射端的第二支路的碼下標(biāo)調(diào)制映射比特流的估計值計算的式子是根據(jù)信號空間星座符號的映射原理得到的，即計算估計量到星座各點的距離，選擇距離最小的點作為的估計值，最后將解映射得到多進(jìn)制DCSK調(diào)制的調(diào)制比特流估計值

融合碼下標(biāo)調(diào)制的多進(jìn)制差分混沌移位鍵控調(diào)制解調(diào)器(CIM-CS-MDCSK)在加性高斯白噪聲信道(AWGN)下的誤比特率性能如圖7和8所示，在多徑瑞利(Rayleigh)衰落信道下的誤比特率性能如圖9和10所示。作為比較，圖中給出了常規(guī)DCSK在相同條件下即相同的擴頻因子和信道條件下的誤比特率性能。圖中M＝4表示調(diào)制方式為QPSK，M＝8表示調(diào)制方式為8PSK,WL表示W(wǎng)alsh碼碼長，SF表示擴頻因子。由圖7所示，在調(diào)制方式為QPSK的情況下，隨著Walsh碼碼長的增大，CIM-CS-MDCSK性能有明顯的改善，相比于相同擴頻因子的常規(guī)DCSK，性能優(yōu)勢明顯，當(dāng)WL＝64時，CIM-CS-MDCSK相比于常規(guī)DCSK在BER＝10^-4約有4db增益的性能改善。根據(jù)Walsh碼的分配及其映射比特數(shù)的規(guī)則，隨著Walsh碼碼長的增大，系統(tǒng)傳輸?shù)挠成浔忍財?shù)增加，有效地提高了系統(tǒng)的傳輸數(shù)據(jù)率。在圖8中，當(dāng)WL＝64時，CIM-CS-MDCSK和常規(guī)DCSK的性能相近，但CIM-CS-MDCSK的傳輸數(shù)據(jù)率遠(yuǎn)高于常規(guī)DCSK。從圖9中可以看出，CIM-CS-MDCSK在WL＝8和WL＝16情況下，系統(tǒng)性能均優(yōu)于常規(guī)DCSK，當(dāng)BER＝10^-4時，CIM-CS-MDCSK相比于常規(guī)DCSK均有約2db的性能增益，但在WL＝32和WL＝64情況下，由于符號間干擾導(dǎo)致系統(tǒng)性能有不同程度的惡化。從圖10可以看出，CIM-CS-MDCSK在WL＝8和WL＝16情況下系統(tǒng)性能與常規(guī)DCSK相近，但CIM-CS-MDCSK的傳輸數(shù)據(jù)率高于常規(guī)DCSK。

綜上所述，融合碼下標(biāo)調(diào)制的多進(jìn)制DCSK在提升系統(tǒng)性能、提高系統(tǒng)傳輸數(shù)據(jù)率和能量效率等方面具有很強的競爭力。

本發(fā)明的信源RCG產(chǎn)生的周期性混沌載波信號分三路分別進(jìn)入乘法器M_1,R,M_a和M_b，Walsh碼w_R進(jìn)入方波發(fā)生器S_1,R產(chǎn)生與混沌載波信號等長的信號后輸出，進(jìn)入乘法器M_1,R與混沌載波信號相乘后送入加法器ADD。傳輸?shù)谋忍亓髦邢鄳?yīng)的比特流分別進(jìn)入對應(yīng)的比特符號轉(zhuǎn)換器BC₁，BC₂和BC₃，分別產(chǎn)生信息映射符號a_l,CIM，b_l,CIM和信息調(diào)制符號s_l，信息映射符號a_l,CIM進(jìn)入第一支路選擇對應(yīng)的Walsh碼后進(jìn)入乘法器M_a與混沌載波信號相乘。同理，信息映射符號b_l,CIM進(jìn)入第二支路選擇對應(yīng)的Walsh碼后進(jìn)入乘法器M_b，在乘法器M_b中與混沌載波信號相乘。信息調(diào)制符號s_l與乘法器M_a、M_b輸出的結(jié)果一起送入M-ary DCSK編碼器EC,在M-ary DCSK編碼器EC中完成調(diào)制編碼后送入加法器ADD，在加法器ADD中與乘法器M_1,R輸入的信號相加，相加結(jié)果作為加法器ADD輸出端的輸出信號s_k。

系統(tǒng)通過碼下標(biāo)調(diào)制的方式在第一支路和第二支路通過選擇不同的Walsh碼來傳輸比特流，同時利用Walsh碼的下標(biāo)值作為傳輸信息比特的載體，有效地提高了系統(tǒng)的傳輸數(shù)據(jù)率。

本發(fā)明利用兩個正交的Walsh分別調(diào)制信息符號a_l和b_l，而a_l和b_l構(gòu)成了多進(jìn)制的信息符號s_l從而實現(xiàn)了多進(jìn)制的調(diào)制。

由接收器R接收到的信號r_k分兩路輸出，一路進(jìn)入乘法器M_2,R與經(jīng)過方波發(fā)生器的Walsh碼w_R相乘，相乘結(jié)果分別送入2N個分支中對應(yīng)的乘法器M_3,1,M_3,2,...,M_3,2N，另一路分別進(jìn)入2N個分支中對應(yīng)的乘法器M_2,1,M_2,2,...,M_2,2N。在每個分支中，對應(yīng)的Walsh碼經(jīng)過相應(yīng)的方波發(fā)生器后進(jìn)入對應(yīng)的乘法器與接收到的信號相乘，相乘結(jié)果送入下一級乘法器與乘法器M_2,R送入的信號相乘，相乘結(jié)果送入相應(yīng)的累加器后分兩路輸出，一路連接到對應(yīng)的切換開關(guān)的對應(yīng)節(jié)點，另一路送入對應(yīng)的取絕對值器后送入對應(yīng)的比較器。比較器CP₁比較選擇N個輸入值的最大值后，將其送入碼下標(biāo)檢測器CD₁,檢測出其對應(yīng)的下標(biāo)值估計值后分兩路輸出，一路進(jìn)入符號比特轉(zhuǎn)換器SC₁輸出第一支路的估計比特流，另一路進(jìn)入選擇器SL₁根據(jù)將切換開關(guān)SW₄切換到對應(yīng)節(jié)點輸出對應(yīng)的值z_a,Max送入判決器DE。同理，經(jīng)過類似于上述的操作后，也輸出了第二支路的估計比特流和把估計值z_b,Max送入判決器DE。判決器DE根據(jù)送入的值z_a,Max、z_b,Max得到信息調(diào)制符號估計值后輸出，進(jìn)入符號比特轉(zhuǎn)換器SC₃輸出信息調(diào)制比特的估計值。

相應(yīng)的比較器比較輸入的N個值選出其中的最大值，將其送入碼下標(biāo)檢測器檢測出其對應(yīng)的下標(biāo)值作為相應(yīng)支路的信息映射符號的估計值，并將該估計值通過相應(yīng)的符號比特轉(zhuǎn)換器解映射得到相應(yīng)支路的映射估計比特流。