本發(fā)明涉及通信技術(shù)領(lǐng)域，特別地，涉及一種改進(jìn)的酉變換預(yù)處理ofdm傳輸方法。

背景技術(shù)：

無(wú)線通信中，在多徑信道下會(huì)產(chǎn)生較大的時(shí)延，造成傳輸中的符號(hào)間干擾。采用ofdm(正交頻分復(fù)用技術(shù))方案可以依靠其較長(zhǎng)的符號(hào)周期以及循環(huán)前綴(cp)的加入來(lái)消除時(shí)延所帶來(lái)的符號(hào)間的干擾。但多徑信道造成的頻率選擇性衰落可能會(huì)使ofdm符號(hào)中部分子載波產(chǎn)生嚴(yán)重衰落，影響系統(tǒng)性能。

酉變換預(yù)處理的ofdm系統(tǒng)可以獲得頻率分集增益來(lái)緩解個(gè)別子載波嚴(yán)重衰落所帶來(lái)的影響，它的基本思路是在發(fā)送端與接收端對(duì)頻域ofdm符號(hào)進(jìn)行酉變換與酉逆變換，使得每一個(gè)發(fā)送符號(hào)都擴(kuò)散到ofdm所有子載波上來(lái)抵抗個(gè)別子載波嚴(yán)重衰落的影響。目前，對(duì)于酉變換預(yù)處理ofdm的檢測(cè)方案主要有兩種：

第一種、迫零檢測(cè)(zf)，它的主要思想是直接消除信道的衰落，也就是直接除以信道衰落系數(shù)。此種方法雖然可以均衡信道，但當(dāng)嚴(yán)重衰落的子載波出現(xiàn)時(shí)，它會(huì)放大該子載波所攜帶的噪聲，使系統(tǒng)整體的性能下降。

第二種、最小均方誤差檢測(cè)(mmse)，它的主要思想是尋找均衡矩陣使得檢測(cè)信號(hào)的與發(fā)送信號(hào)間的均方誤差最小。此種方法引入了噪聲方差因子來(lái)控制噪聲放大效應(yīng)，但其對(duì)信道衰落的均衡不徹底。

因此，設(shè)計(jì)一種能獲得頻率分集增益、能夠采用簡(jiǎn)單的zf檢測(cè)接收且能夠有效控制噪聲放大效應(yīng)的ofdm通信傳輸方法具有重要意義。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的第一目的在于提供一種采用改進(jìn)的zf檢測(cè)方案來(lái)有效控制噪聲放大效應(yīng)的基于酉變換預(yù)處理的ofdm通信傳輸方法，詳細(xì)技術(shù)方案如下：

一種改進(jìn)的酉變換預(yù)處理ofdm傳輸方法，包括以下步驟：

第一步：數(shù)據(jù)輸入；將輸入的數(shù)據(jù)進(jìn)行星座映射；

第二步：將星座映射后的信號(hào)進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換；

第三步：將經(jīng)過(guò)第二步處理的信號(hào)矢量進(jìn)行酉變換處理；

第四步：將經(jīng)過(guò)第三步處理的信號(hào)進(jìn)行ofdm調(diào)制；

第五步：將經(jīng)過(guò)第四步處理的調(diào)制信號(hào)過(guò)信道傳輸；

第六步：將經(jīng)過(guò)第五步信道傳輸后的接收信號(hào)進(jìn)行ofdm解調(diào)；

第七步：將經(jīng)過(guò)第六步處理的信號(hào)進(jìn)行改進(jìn)的zf檢測(cè)，改進(jìn)的zf檢測(cè)具體是：假設(shè)信道狀態(tài)已知，判斷每個(gè)頻域信號(hào)所對(duì)應(yīng)的頻域信道能量是否大于門(mén)限值，若信道能量大于等于門(mén)限值，通過(guò)普通的zf方法來(lái)均衡信道，進(jìn)入下一步；若檢測(cè)到的信道能量小于門(mén)限值，則將此接收信號(hào)置零，進(jìn)入下一步；

第八步：將經(jīng)過(guò)第七步處理的信號(hào)進(jìn)行酉逆變換處理；

第九步：將經(jīng)過(guò)第八步處理的信號(hào)進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換；

第十步：將經(jīng)過(guò)第九步處理的信號(hào)進(jìn)行星座映射判決，恢復(fù)原始數(shù)據(jù)；輸出數(shù)據(jù)。

以上技術(shù)方案中優(yōu)選的，所述第一步中的星座映射和第十步中的星座映射判決采用mpsk星座或qam星座。

以上技術(shù)方案中優(yōu)選的，所述第三步中的酉變換和第八步中的酉逆變換采用walsh-hadamard變換，其變換矩陣w為表達(dá)式1)：

假設(shè)m為串并轉(zhuǎn)換后每一列長(zhǎng)度，s為串并轉(zhuǎn)換后的一列，那么，酉變換后的信號(hào)和酉逆變換后的信號(hào)分別表示為表達(dá)式2)和表達(dá)式3)：

其中：sofdm為接收信號(hào)經(jīng)過(guò)ofdm解調(diào)以及改進(jìn)的zf檢測(cè)后的信號(hào)。

以上技術(shù)方案中優(yōu)選的，所述第四步中的ofdm調(diào)制的基帶處理具體是：先進(jìn)行逆快速傅里葉變換，再進(jìn)行cp插入。

以上技術(shù)方案中優(yōu)選的，所述逆快速傅里葉變換的點(diǎn)數(shù)為128，即m＝128，ofdm子載波數(shù)為128；

經(jīng)過(guò)逆快速傅里葉變換后的信號(hào)通過(guò)表達(dá)式4)表示：

sf＝f^hsw4)；

其中：f^h表示m點(diǎn)的歸一化的逆快速傅里葉變換矩陣，sw為酉變換后的信號(hào)；

所述cp插入的字符長(zhǎng)度大于等于信道的最大時(shí)延；現(xiàn)取cp長(zhǎng)度與多徑信道最大時(shí)延相等，即等于l，加入cp后的信號(hào)采用表達(dá)式5)進(jìn)行表示：

scp＝cpf^hsw5)；

其中：cp表示大小為(m+l)×m的cp添加矩陣，im表示m階的單位矩陣，表示矩陣im的后l列，l為信道的最大時(shí)延。

以上技術(shù)方案中優(yōu)選的，所述第五步中過(guò)信道傳輸包括經(jīng)過(guò)多徑信道以及添加噪聲；

過(guò)信道傳輸后的信號(hào)表示為表達(dá)式6)：

其中：h表示衰落信道傳輸矩陣，ν表示加性高斯白噪聲。

以上技術(shù)方案中優(yōu)選的，所述多徑信道為歸一化的15徑的瑞利分布信道，其最大時(shí)延為15個(gè)符號(hào)長(zhǎng)度，即l＝15，具體是：多徑信道為h＝[h0,h1,…,hl-1]^t(l＝15)，其中：服從零均值的復(fù)高斯分布，并且在一個(gè)ofdm符號(hào)中保持不變；h為等效的(m+l)×(m+l)的卷積矩陣，表示為：

以上技術(shù)方案中優(yōu)選的，所述第六步中的ofdm解調(diào)的基帶處理具體是：先去cp，再進(jìn)行快速傅里葉變換；

經(jīng)過(guò)ofdm解調(diào)的后的信號(hào)表示為表達(dá)式7)：

y＝fcprhcpf^hsw+fcprν7)；

其中：f表示歸一化的快速傅里葉變換矩陣，cpr表示大小為m×(m+l)的去cp矩陣，cpr＝[0m×l,im]。

以上技術(shù)方案中優(yōu)選的，所述第七步中的最佳門(mén)限值范圍為0-0.02。

以上技術(shù)方案中優(yōu)選的，對(duì)ofdm解調(diào)后的信號(hào)y中逐個(gè)符號(hào)進(jìn)行改進(jìn)的zf檢測(cè)，得到的信號(hào)采用表達(dá)式8)表示：

其中：sofdm表示檢測(cè)后得到的信號(hào)矢量，t’表示最佳門(mén)限值，gk表示第k個(gè)子載波所經(jīng)歷的衰落，y[k]為經(jīng)過(guò)快速傅里葉變換后的頻域接收信號(hào)；

假設(shè)已知信道狀態(tài)信息，即信道傳輸矩陣h已知，令矩陣g表示等效頻域信道矩陣，表示為表達(dá)式9)：

g＝fcprhcpf^h9)；

其中：由于循環(huán)卷積特性，g為對(duì)角矩陣，g1～gm表示每一個(gè)正交子載波所經(jīng)歷的衰落；或者是，g1～gm通過(guò)計(jì)算h＝[h0,h1,…,hl-1]^t的補(bǔ)零快速傅里葉變換獲得：

接下來(lái)，對(duì)檢測(cè)后的信號(hào)sofdm進(jìn)行酉逆變換，并串轉(zhuǎn)換以及星座映射判決即可恢復(fù)原數(shù)據(jù)。

本發(fā)明改進(jìn)的酉變換預(yù)處理ofdm傳輸方法，具體包括：在發(fā)送端將輸入的數(shù)據(jù)進(jìn)行星座映射、酉變換、ofdm調(diào)制；過(guò)多徑信道傳輸后在接收端進(jìn)行ofdm解調(diào)、再進(jìn)行改進(jìn)的zf檢測(cè)、以及酉逆變換處理、星座映射判決等步驟。本發(fā)明利用酉變換預(yù)處理的ofdm來(lái)對(duì)抗頻率選擇性衰落并獲得頻率分集增益，同時(shí)提出一種改進(jìn)的zf檢測(cè)方法來(lái)緩解信道條件差時(shí)傳統(tǒng)zf檢測(cè)會(huì)引起噪聲放大的問(wèn)題。應(yīng)用本發(fā)明的方法，效果是：當(dāng)出現(xiàn)個(gè)別嚴(yán)重衰落的子載波，即子載波信道能量低于某門(mén)限時(shí)，將該子載波置零，以防止zf檢測(cè)在該子載波上引起的噪聲放大效應(yīng)；同時(shí)，由于發(fā)端的酉變換預(yù)處理，被置零的子載波上所攜帶的信息符號(hào)已經(jīng)被擴(kuò)展到每一個(gè)子載波上了，因此通過(guò)其它信道條件好的子載波照樣可以被恢復(fù)。采用此方法整個(gè)ofdm系統(tǒng)通信性能可以獲得大幅提升，而且改進(jìn)的zf檢測(cè)與傳統(tǒng)zf檢測(cè)相比僅僅增加了一個(gè)門(mén)限比較處理，復(fù)雜度基本相當(dāng)。

除了上面所描述的目的、特征和優(yōu)點(diǎn)之外，本發(fā)明還有其它的目的、特征和優(yōu)點(diǎn)。下面將參照附圖，對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)的說(shuō)明。

附圖說(shuō)明

構(gòu)成本申請(qǐng)的一部分的附圖用來(lái)提供對(duì)本發(fā)明的進(jìn)一步理解，本發(fā)明的示意性實(shí)施例及其說(shuō)明用于解釋本發(fā)明，并不構(gòu)成對(duì)本發(fā)明的不當(dāng)限定。在附圖中：

圖1是實(shí)施例1中改進(jìn)的酉變換預(yù)處理ofdm傳輸方法的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖2是本發(fā)明不同門(mén)限下改進(jìn)的zf檢測(cè)方法與傳統(tǒng)zf檢測(cè)方案的比較；

圖3是本發(fā)明改進(jìn)的zf檢測(cè)方法在不同的信噪比下誤碼率隨門(mén)限值的變化情況；

圖4是本發(fā)明改進(jìn)的zf檢測(cè)方法在最佳門(mén)限范圍內(nèi)誤碼率隨門(mén)限值的變化情況；

圖5是本發(fā)明改進(jìn)的zf檢測(cè)方法(門(mén)限值0.005)與mmse檢測(cè)方法的比較圖。

具體實(shí)施方式

以下結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明，但是本發(fā)明可以根據(jù)權(quán)利要求限定和覆蓋的多種不同方式實(shí)施。

實(shí)施例1：

一種改進(jìn)的酉變換預(yù)處理ofdm傳輸方法，詳見(jiàn)圖1，具體包括以下十大步驟：

第一步：數(shù)據(jù)輸入；將輸入的數(shù)據(jù)進(jìn)行星座映射，具體是：采用mpsk星座或qam星座，假設(shè)映射后的信號(hào)為x，長(zhǎng)度為n；第二步串并轉(zhuǎn)換后每一列長(zhǎng)度為m，這里取其中一列s進(jìn)行傳輸說(shuō)明。

第二步：將星座映射后的信號(hào)進(jìn)行串并轉(zhuǎn)換。

第三步：將經(jīng)過(guò)第二步處理的信號(hào)矢量進(jìn)行酉變換處理，具體是：所述酉變換采用walsh-hadamard(wh)變換，其變換矩陣w為表達(dá)式1)：

假設(shè)m為串并轉(zhuǎn)換后每一列長(zhǎng)度，s為串并轉(zhuǎn)換后的一列，那么，酉變換后的信號(hào)表示為表達(dá)式2)：

第四步：將經(jīng)過(guò)第三步處理的信號(hào)進(jìn)行ofdm調(diào)制，ofdm調(diào)制的基帶處理具體是：先進(jìn)行逆快速傅里葉變換，再進(jìn)行cp插入。

此處選擇所述逆快速傅里葉變換的點(diǎn)數(shù)為128，即m＝128，ofdm子載波數(shù)為128；

經(jīng)過(guò)逆快速傅里葉變換后的信號(hào)通過(guò)表達(dá)式4)表示：

sf＝f^hsw4)；

其中：f^h表示m點(diǎn)的歸一化的逆快速傅里葉變換矩陣，sw為酉變換后的信號(hào)；

所述cp插入的字符長(zhǎng)度大于等于信道的最大時(shí)延；現(xiàn)取cp長(zhǎng)度與多徑信道最大時(shí)延相等，即等于l，加入cp后的信號(hào)采用表達(dá)式5)進(jìn)行表示：

scp＝cpf^hsw5)；

其中：cp表示大小為(m+l)×m的cp添加矩陣，im表示m階的單位矩陣，表示矩陣im的后l列，l為信道的最大時(shí)延。

第五步：將經(jīng)過(guò)第四步處理的調(diào)制信號(hào)過(guò)信道傳輸，過(guò)信道傳輸包括經(jīng)過(guò)多徑信道以及添加噪聲；過(guò)信道傳輸后的信號(hào)表示為表達(dá)式6)：

其中：h表示衰落信道傳輸矩陣，ν表示加性高斯白噪聲。

優(yōu)選的，所述多徑信道為歸一化的15徑的瑞利分布信道，其最大時(shí)延為15個(gè)符號(hào)長(zhǎng)度，即l＝15，具體是：多徑信道為h＝[h0,h1,…,hl-1]^t(l＝15)，其中：服從零均值的復(fù)高斯分布，并且在一個(gè)ofdm符號(hào)中保持不變；h為等效的(m+l)×(m+l)的卷積矩陣，表示為：

第六步：將經(jīng)過(guò)第五步信道傳輸后的接收信號(hào)進(jìn)行ofdm解調(diào)，ofdm解調(diào)的基帶處理具體是：先去cp，再進(jìn)行快速傅里葉變換；

經(jīng)過(guò)ofdm解調(diào)的后的信號(hào)表示為表達(dá)式7)：

y＝fcprhcpf^hsw+fcprν7)；

其中：f表示歸一化的快速傅里葉變換矩陣，cpr表示大小為m×(m+l)的去cp矩陣，cpr＝[0m×l,im]，im表示m階的單位矩陣。

第七步：將經(jīng)過(guò)第六步處理的信號(hào)進(jìn)行改進(jìn)的zf檢測(cè)，改進(jìn)的zf檢測(cè)具體是：假設(shè)信道狀態(tài)已知，判斷每個(gè)頻域信號(hào)所對(duì)應(yīng)的頻域信道能量是否大于門(mén)限值，若信道能量大于等于門(mén)限值，通過(guò)普通的zf方法來(lái)均衡信道，進(jìn)入下一步；若檢測(cè)到的信道能量小于門(mén)限值，則將此接收信號(hào)置零，進(jìn)入下一步。此步驟中：最佳門(mén)限值范圍為0-0.02。

對(duì)ofdm解調(diào)后的信號(hào)y中逐個(gè)符號(hào)進(jìn)行改進(jìn)的zf檢測(cè)，得到的信號(hào)采用表達(dá)式8)表示：

其中：sofdm表示檢測(cè)后得到的信號(hào)矢量，t’表示最佳門(mén)限值，gk表示第k個(gè)子載波所經(jīng)歷的衰落，y[k]為經(jīng)過(guò)快速傅里葉變換后的頻域接收信號(hào)；

假設(shè)已知信道狀態(tài)信息，即信道傳輸矩陣h已知，令矩陣g表示等效頻域信道矩陣，表示為表達(dá)式9)：

g＝fcprhcpf^h9)；

其中：由于循環(huán)卷積特性，g為對(duì)角矩陣，g1～gm表示每一個(gè)正交子載波所經(jīng)歷的衰落；或者是，g1～gm通過(guò)計(jì)算h＝[h0,h1,…,hl-1]^t的補(bǔ)零快速傅里葉變換獲得：

第八步：將經(jīng)過(guò)第七步處理的信號(hào)進(jìn)行酉逆變換處理，具體是：酉逆變換采用walsh-hadamard變換，其變換矩陣w為表達(dá)式1)：

酉逆變換后的信號(hào)表示為表達(dá)式3)：

其中：sofdm為接收信號(hào)經(jīng)過(guò)ofdm解調(diào)以及改進(jìn)的zf檢測(cè)后的信號(hào)。

第九步：將經(jīng)過(guò)第八步處理的信號(hào)進(jìn)行并串轉(zhuǎn)換。

第十步：將經(jīng)過(guò)第九步處理的信號(hào)進(jìn)行星座映射判決(具體是采用mpsk星座或qam星座)，恢復(fù)原始數(shù)據(jù)；數(shù)據(jù)輸出。

在酉變換預(yù)處理ofdm的檢測(cè)方案中，zf算法可以完全消除衰落信道的干擾，但它會(huì)忽略噪聲的影響，甚至?xí)糯笤肼?，?yán)重影響其性能。而mmse算法是犧牲了信道均衡的精度來(lái)抑制噪聲。

本實(shí)施例采用改進(jìn)的zf檢測(cè)方法提高通信性能，具體是：當(dāng)出現(xiàn)個(gè)別嚴(yán)重衰落的子載波，即子載波信道能量低于某門(mén)限時(shí)，將該子載波置零，以防止普通的zf檢測(cè)在該子載波上引起的噪聲放大效應(yīng)；同時(shí)，由于發(fā)端的酉變換預(yù)處理，被置零的子載波上所攜帶的信息符號(hào)已經(jīng)被擴(kuò)展到每一個(gè)子載波上了，因此通過(guò)其它信道條件好的子載波照樣可以被恢復(fù)。采用此方法整個(gè)ofdm系統(tǒng)通信性能可以獲得大幅提升，而且改進(jìn)的zf檢測(cè)與傳統(tǒng)zf檢測(cè)相比僅僅增加了一個(gè)門(mén)限比較處理，復(fù)雜度基本相當(dāng)。

實(shí)施例2：

采用實(shí)施例1的方法進(jìn)行仿真，具體參數(shù)是：所述第一步中的星座映射和第十步中的星座映射判決采用qpsk星座；酉變換矩陣為wh矩陣，所述逆快速傅里葉變換的點(diǎn)數(shù)為128，ofdm子載波數(shù)為128，即m＝128；cp長(zhǎng)度與多徑信道最大時(shí)延相等(即等于l)，多徑信道為歸一化的15徑的瑞利分布信道，即l＝15。

仿真(采用蒙特卡洛仿真，仿真次數(shù)為4×10⁴)結(jié)果如下：

圖2是不同門(mén)限下改進(jìn)的zf檢測(cè)方法與傳統(tǒng)zf檢測(cè)方法下酉變換預(yù)處理ofdm的性能比較圖，從圖2中可以看出：整個(gè)信噪比范圍內(nèi)改進(jìn)的zf檢測(cè)方法在性能上都有明顯的提升；當(dāng)信噪比為10^-3時(shí)，其信噪比提升10db左右。

圖3是改進(jìn)的zf檢測(cè)方法在不同的信噪比下誤碼率隨門(mén)限值的變化情況，圖4是本發(fā)明改進(jìn)的zf檢測(cè)方法在最佳門(mén)限范圍內(nèi)誤碼率隨門(mén)限值的變化情況。從圖3可以看出：每一個(gè)信噪比下基本上都存在一個(gè)最佳的門(mén)限，但它隨信噪比的不同而發(fā)生變化。同時(shí)在高性噪比下門(mén)限對(duì)誤碼率的影響更明顯。整體來(lái)看，最佳門(mén)限的取值范圍應(yīng)當(dāng)在0到0.02之間。從圖4中可以看出：當(dāng)門(mén)限值取0.005左右時(shí)，各個(gè)信噪比下的誤碼率均接近最小值，因此，取0.005為其最佳門(mén)限值。

圖5是改進(jìn)的zf檢測(cè)方法與mmse檢測(cè)方法在最佳門(mén)限值條件下的性能比較圖，從圖5中可以看出：在高性噪比下，改進(jìn)的zf方案性能要比mmse檢測(cè)方法更好；在信噪比為10^-5時(shí)，信噪比提升7db左右，而且改進(jìn)的zf檢測(cè)方法不需要估計(jì)噪聲方差。

綜上所述，采用本發(fā)明的改進(jìn)的酉變換預(yù)處理ofdm傳輸方法，其采用的改進(jìn)的zf檢測(cè)方法與現(xiàn)在最好的最小均方誤差檢測(cè)(mmse)方案相比：在信噪比較高時(shí)(大于16db)，其誤碼率要比mmse檢測(cè)方法下更低，并且不需要估計(jì)噪聲方差。以小的傳輸誤差換取了噪聲的抑制，通信性能得到大大提升。

以上所述僅為本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例而已，并不用于限制本發(fā)明，對(duì)于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，本發(fā)明可以有各種更改和變化。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。