專利名稱：預處理和解調(diào)m元和移鍵控(psk)信號的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)字信號處理，尤其涉及解調(diào)大類數(shù)字相位調(diào)制信號的技術(shù)及用于解調(diào)大類數(shù)字相移鍵控(digitalphaseshiftkeyed)調(diào)制信號的裝置和方法，其中，相位變化限于鄰近相位狀態(tài)。
數(shù)字相移鍵控信號(PSK信號)在通訊中有廣泛的應用。該信號通過周期波形的相位離散變化產(chǎn)生。相位按照用作控制信號的串行數(shù)字數(shù)據(jù)流而變化。本發(fā)明對其中調(diào)制限于在鄰近相位狀態(tài)之間相位變換的PSK信號特別有用。
已有技術(shù)的PSK調(diào)制方案需要其復雜性與調(diào)制信號的復雜性成比例的解調(diào)器。例如，一個二進制的PSK信號要求一個相對來說比較簡單的解調(diào)器，該解調(diào)器由一單通道構(gòu)成，其中，有一個與本機相位基準一起使用的乘法器。而正交相移鍵控(quadraturephaseshiftkeyed)(QPSK)信號過去需要兩個相位基準和兩個乘法器(multiplier)。當相位狀態(tài)增加時，為了區(qū)別不同的相位狀態(tài)，需要的相位基準、乘法器和比較器的數(shù)量也相應增加。這樣的電路復雜且可能代價很高，但在以往，為了提供足夠的信噪比余量，這是必需的。當相位數(shù)增加時，用于與本機產(chǎn)生的相位基準同步的電路的復雜性也隨之增加。該本機產(chǎn)生的基準需要一定的時間才能變成同步，它使信息的第一部分在脈沖模式傳輸期間不能適當解調(diào)。這樣的電路是復雜的而且可能費用很高，但在以往，對給定的位誤差率，為了為所需的信噪比提供足夠的余量，這是必需的。


圖1表示適用于解調(diào)脈沖模式BPSK傳輸?shù)牡湫偷囊延屑夹g(shù)的雙極相移鍵控(BPSK)解調(diào)器10。參見圖1。圖中的解調(diào)器10應用一個提供第一相位分量θ1和第二相位分量θ2輸出的分相器12，其中，第二相位分量由一短的延遲線14提供一個位周期(bit period)的額定延遲，第一相位分量和第二相位分量一起在混頻器或乘法器16中被混頻以產(chǎn)生一個加到低通濾波器18的基帶位流(base band bit stream)。低通濾波器18的輸出加到一兩電平的比較器20，它用于產(chǎn)生“1”和“0”的流作為數(shù)字輸出。
正交相移鍵控調(diào)制需要更復雜的解調(diào)器。在教科書“數(shù)字通訊-衛(wèi)星/地面站工程”(卡米羅費赫爾(KamiloFeher)著，普倫蒂斯-霍爾(Prentice-Hall)出版社出版)170-171頁中，給出一個例子。在那里敘述了一個差分偏移(differentialoffset)QPSK解調(diào)器和差分QPSK解調(diào)器。在這個解調(diào)器中，同相(I)輸出和相位差90°(Q)的輸出，在重新組合成一串行數(shù)據(jù)流前，分開地被轉(zhuǎn)換為數(shù)字電平。這種重新組合需要位時鐘相位(bitclockphase)的先驗知識。這個解調(diào)器僅適用于QPSK信號。相信以前從未有過可以用于較高次M元(M-ary)PSK信號的簡單的解調(diào)器。
人們需要的是一種簡單的解調(diào)器，它能在信噪比不是主要考慮的情況下用于M元PSK信號。此外，人們還需要一種用于QPSK的簡單的解調(diào)器，它能消除重行交錯(reinterleaving)信號的模糊、能在信噪比不是主要考慮時用于M元PSK信號，并能從傳輸開始后以最小的延時提供有效數(shù)據(jù)。
本發(fā)明提供了一種用于解調(diào)其調(diào)制限于在鄰近的相位狀態(tài)之間相位轉(zhuǎn)換的M元PSK信號的方法。此方法包括在解調(diào)前產(chǎn)生被調(diào)制的源信號的諧波，由此擴展鄰近相位狀態(tài)間的相位差分;然后解調(diào)一個選擇的諧波信號，就像它是一個簡單的兩或四相位PSK信號。由此引起的信噪比余量的損失由解調(diào)電路的相應簡化和成本節(jié)省所補償。但是，復雜的PSK信號的譜效率(Spectralefficiency)被保留。
相位差分的擴大最大不超過180°以避免由相位重疊引起的模糊。
按照本發(fā)明，一種方法和裝置被提供用于解調(diào)其調(diào)制被限于鄰近的相位狀態(tài)間相位轉(zhuǎn)換的M元PSK信號。該方法在這樣一個解調(diào)器中運行它包括把源信號分成各相位間具有預定的相位關(guān)系的三個通路的分相器，相位之一被延遲一個額定位周期;一對混頻器或乘法器，每個混頻器接收一相位延遲的分量作為一個輸入并各自把另兩個相位分量之一作為第二個輸入接收。被混頻的信號通過混頻器提供給組合器(combiner)，它按照所期望的輸入信號類型，加和減該組合信號以產(chǎn)生1到N個中間輸出信號。中間輸出信號耦合到相應的兩電平比較器，每個比較器接收并響應于各自的中間輸出信號以產(chǎn)生數(shù)字輸出數(shù)字邏輯電路響應每個比較器的數(shù)字輸出以把該數(shù)字輸出構(gòu)成“1”和“0”的單個的數(shù)位流。所引起的余量和信噪比的損失由解調(diào)電路的相應簡化和成本的節(jié)省所補償。但是，復雜的M元PSK信號的譜效率仍保持。
本發(fā)明提供一種用于解調(diào)其調(diào)制限于在鄰近的相位狀態(tài)間的相位轉(zhuǎn)換的M元PSK信號的方法和裝置。該方法在這樣一個解調(diào)器中運行它包括把源信號僅分成在相位間具有預定相位關(guān)系的兩個通路的分相器，相位之一被延遲一個額定位周期;一個單個的混頻器或乘法器，它把延遲的相位分量作為一個輸入接收并把另一個相位分量作為第二個輸入接收。輸出信號耦合到至少一個兩電平比較器，每個比較器產(chǎn)生一個數(shù)字輸出。數(shù)字邏輯電路響應每個比較器的數(shù)字輸出把該數(shù)字輸出構(gòu)成“1”和“0”的單個數(shù)位流。所引起的余量和信噪比損失由解調(diào)電路的相應簡化和成本節(jié)省所補償。但是，復雜的M元PSK信號的譜效率仍保持。
閱讀下面通過參照附圖所作的詳細敘述，本發(fā)明將能被更好地理解。
圖1是適用于已有技術(shù)的BPSK解調(diào)器的方框圖。
圖2是用于把M相位調(diào)制信號轉(zhuǎn)換為M/N相位調(diào)制信號作為預處理，然后通過一個M/N相位解調(diào)器解調(diào)的方法的框圖。
圖3是與按照本發(fā)明的轉(zhuǎn)換方法相聯(lián)系的差分雙極相移鍵控(BPSK)信號解調(diào)器的框圖。
圖4是按照本發(fā)明的一般的M元PSK解調(diào)器的框圖。
圖5是第一個具體的DOQPSK解調(diào)器的一部分的框圖。
圖6是第二個具體的DOMPSK解調(diào)器的一部分的框圖。
圖7是按照本發(fā)明的一般的M元PSK解調(diào)器的框圖。
圖8是第一個具體的DOQPSK解調(diào)器的一部分的框圖。
圖9是第二個具體的DOMPSK解調(diào)器的一部分的框圖。
圖10是用于解碼圖6和圖9例子的比較器的輸出的數(shù)字邏輯電路示意圖。
下面參照附圖敘述本發(fā)明的實施例。
參見圖2。圖中示出了說明按照本發(fā)明轉(zhuǎn)換PSK信號的方法的框圖。一個帶有360°的幾分之一的差分相位變化的輸入數(shù)字化調(diào)制信號輸給諧波發(fā)生器112。該諧波發(fā)生器112例如是一個乘法器，它把輸入信號例如與自身相乘，以獲得一個其相位分量等于輸入相位兩倍的倍頻輸出信號，以至相位狀態(tài)為輸入信號的一半。諧波發(fā)生器112的頻率可以是輸入信號的基波的2、3、4或N倍，其限制在于所得相鄰相位狀態(tài)間的相位差的擴展最大不能超過180°。
諧波發(fā)生器112的輸出然后輸給帶通濾波器114，它僅讓含有預期要處理的第N次諧波的通道通過。輸入數(shù)字調(diào)制信號的第N次諧波有360°×N/M的差分相位變化。所產(chǎn)生的信號的相移將是較低狀態(tài)調(diào)制格式像N＝2，N＝4等等(但不限制于此)的相移。這個輸出信號然后提供給解調(diào)器16，它按通常和熟知的原理工作用以解調(diào)PSK信號。
參見圖3。它示出了一個合適的差分BPSK信號解調(diào)器116。這樣的解調(diào)器主要適用于解調(diào)雙極(N＝2)PSK信號。來自帶通濾波器114(圖2)的輸入調(diào)制信號施加于分相器118，它把輸入信號分成具有相等相位θ1和θ2的兩個通路。θ1相位信號直接提供給混頻器，它例如是一個乘法器120。第二相位信號θ2提供給延遲線122，它的延時等于被解調(diào)的數(shù)據(jù)流的位周期。延遲線122的輸出提供給乘法器120第二輸入端以與輸入信號θ1混頻。其輸出信號是這兩個相位信號的和與差。這個和與差信號通過輸出線124提供給低通濾波器126。該低通濾波器126具有僅讓差頻信號通過的特性。因此，只有差頻信號通過傳輸線128加到比較器130上。比較器130接受兩個模擬信號電平，產(chǎn)生所希望的BPSK信號的兩電平的數(shù)字輸出信號。通過處理電路可以理解，這個BPSK信號表示實際上不是BPSK信號的該輸入信號。
但是應該理解，輸入信號仍然限于其調(diào)制限于在鄰近相位狀態(tài)間進行相位轉(zhuǎn)換的那類信號。
任何合適的諧波發(fā)生器都可以使用。除乘法器外，帶有合適濾波器的非線性元件也可用作倍頻器，全波整流器可用于所產(chǎn)生的頻率的倍頻，任何上述技術(shù)的組合可被用于產(chǎn)生頻率的諧波。另一種可能的頻率諧波產(chǎn)生器是一個鎖相環(huán)，鎖相環(huán)具有一個分頻系數(shù)為N的分頻器，該分頻器接在壓控振蕩器的輸出端，它的輸出回輸給相位檢測器。后一方法是特別有利的，有利之處在于它僅產(chǎn)生希望頻率的單個諧波。
參見圖4。它示出了一個解調(diào)器230的具體實施例。解調(diào)器230具有一個產(chǎn)生三個輸出的分相器232、信號延遲線234、第一混頻器236、第二混頻器238和按照本發(fā)明的組合器240。另外，本發(fā)明的每個具體實施例具有經(jīng)選擇的若干組合器輸出通道，它的信號被組合分析以取出希望的數(shù)字輸出。具體的如圖4所示，有第一比較器242，第二比較器244和數(shù)字邏輯電路246，下面將進行說明。
分相器有一個用于接收調(diào)制信號的單一的模擬信號輸入端248，分相器把源信號分成在相位間個有預定相位關(guān)系的三個通路，相位之一經(jīng)延遲線234或等同的器件像電荷耦合器件(CCD)被延時一個位周期。在解調(diào)器這一級，整個頻譜應被保存以使信號能被解調(diào)。一對混頻器236和238可以是乘法器，混頻器236和238中的每一個都通過輸入線250接受被延遲的相位分量，同時，每個混頻器236和238也各自通過第二輸入線252和254接受來自分相器232的另一個相位分量。例如，分相器232的相位輸出是θ1為0°，θ2為45°和θ3為90°。延遲線234的延時是加在45°相位線上的。額定的延遲是一位且相位延遲是360°的倍數(shù)，頻率為輸入口248的輸入載波頻率。
信號線256和258上的兩個組合信號是由混頻器236和238提供給組合器240的。組合器240如下所述是針對所希望的解調(diào)形式定制的。組合器240把信號按照所期望的輸入信號的類形以選擇的權(quán)相加或相減，以便在例如對于兩個輸出端的組合器，在信號線260和262上產(chǎn)生從1到N的中間輸出信號供兩輸出組合之用。來自含有低通濾波器的組合器240的中間輸出信號被濾波以濾除附加的高頻分量，然后分別通過信號線260和262耦合到相應的兩電平比較器242和244，每個比較器分別在輸出線264和266上產(chǎn)生數(shù)字二進制電平輸出提供給數(shù)字邏輯電路246。數(shù)字邏輯電路246響應于每個比較器242和244的數(shù)字輸出。把該數(shù)字輸出變換成在輸出線268上的“1”和“0”的單個數(shù)位流。
下面的例子對于理解本發(fā)明的工作和在具體實施例中各部分的功能是有用的。參見圖5。第一個例子是其中轉(zhuǎn)換僅在鄰近相位狀態(tài)之間進行的差分偏移正交相移鍵控(DOQPSK)(DifferentialOffsetQuadraturePhaseShiftKeyed)調(diào)制?？紤]一個具有調(diào)制相移為+90°，0°和-90°并經(jīng)輸入口248提供給分相器232的輸入信號。
分相器232產(chǎn)生θ1＝+45°，θ2＝0°和θ3＝-45°的固定相移輸出(這些相位關(guān)系與上述基本上是相同的。關(guān)鍵是每個混頻器236和238的兩個輸入端之間有45°的差分)。延遲線234的長度是具有0°純相移(net phase shift)的一位(例如720°)。+/-15%的延遲誤差和+/-15°的純相位誤差不是臨界，因此，仍可以認為是在帶有零純相移的一位延遲的范圍之內(nèi)。
組合器240包括第一電阻340，第二電阻342和低通濾波器344。第一電阻340一端耦合到混頻器236，另一端耦合到節(jié)點346。第二電阻342一端耦合到混頻器238，另一端耦合到節(jié)點346。節(jié)點346連到低通濾波器344的輸入端。這樣，組合器240是一個對于在分相器232的三個相位輸出的單位電壓具有下列轉(zhuǎn)換特性的裝置。
輸入端相位混頻器1電壓混頻器2電壓組合器電壓變化輸出輸出輸出a)0°到90°-0.707+0.7070.00b)0°到-90°+0.707-0.7070.00c)0°到0°+0.707-0.7071.414/2參見表示具體例子的圖5。組合器240的輸出提供給單個比較器242，因為在DOQPSK的情況，更多的比較器是不必要的。在上述例子中比較器242的邏輯電平輸出對情況a)是0，對b)是0，對c)是1。
由上述可見，對于DOQPSK的情況，以相等的權(quán)把輸出相加以及使用在0.3535伏(0.707伏的1/2，組合器高電壓輸出)判定電平嚴格限制輸出的比較器可以重建原始數(shù)據(jù)。數(shù)字邏輯電路246對于解碼單個比較器像比較器242的輸出是不需要的。因而，比較器242的輸出是所希望的數(shù)字數(shù)據(jù)流。
組合器240的單個輸出能耦合到兩個標準的雙輸入比較器242，244的輸入端(一般地示于圖4)。在這樣的配置中，比較復雜的差分偏移M元相移鍵控(DOMPSK)(DifferentialOffsetMaryPhaseShiftKeyed)調(diào)制能用簡單的電路加以分析。一個例子如下參見圖6。第二個例子是其中僅在鄰近相位狀態(tài)間轉(zhuǎn)換的一個偏移M元相移鍵控(OMPSK)調(diào)制。考慮一個具有調(diào)制相移+△°，0°，-△°并經(jīng)輸入口248提供給分相器232的輸入信號。下面是對于在差分相移小于180°但不是精確的90°的分相器輸出端的單位電壓的轉(zhuǎn)換特性分相器232產(chǎn)生θ1＝+90°+△°，θ2＝0°和θ3＝+90°-△°的固定相移輸出。
輸入端的相位混頻器1電壓混頻器2電壓組合器電壓變化輸出輸出輸出a)0°到+△°SIN+2△°SIN0°(1/2)SIN+2△°b)0°到-△°SIN0°SIN-2△°(1/2)SIN-2△°c)0°到0°SIN+△°SIN-△°0組合器240與圖5的組合器相同。但是這里，組合器240的單個輸出通過線260和262分別加到第一比較器242的正參考(基準)輸入端和第二比較器244的負參考(基準)輸入端，每個輸入端獨立地各自以幅度相等但極性相反的不同電壓基準為基準。這樣，在上述例子中，比較器242和244的輸出取決于△的幅度以確定a)、b)、c)的二進制邏輯電平。這樣，在上述例子中，比較器242的邏輯電平輸出對a)是1，對b)是1，對c)是0。
由上述可見，對OMPSK的情況，如果使用適當?shù)臄?shù)字邏輯電路246，把輸出以等權(quán)相加且使用在(1/2)SIN(+2△°)伏的1/2和(1/2)SIN(-2△°)伏的1/2的判定電平嚴格限制輸出的比較器，該裝置將重新構(gòu)成原始數(shù)據(jù)。為了解碼兩個比較器例如比較器242和244的輸出，簡單的數(shù)字邏輯電路246是需要的。
參見圖7。圖中示出了根據(jù)本發(fā)明的解調(diào)器430的具體實施例。解調(diào)器430有產(chǎn)生兩個輸出的分相器412、單個延遲線414、單個混頻器416和低通濾波器418。根據(jù)本發(fā)明，本發(fā)明的每個具體實施例都有來自低通濾波器418的經(jīng)選定的若干輸出通道460、462，低通濾波器的信號耦合到二電平比較器。如圖7所示，有一個第一比較器442、第二比較器444和數(shù)字邏輯電路446，下面進行敘述。
分相器412有一個用于接收調(diào)制信號的模擬信號輸入端448，它把源信號只分為兩個有預定相位關(guān)系、通常是正交關(guān)系的通路，相位之一經(jīng)延遲線414或等效器件如電荷耦合器件(CCD)被延遲一個額定位周期。在解調(diào)器430的這一級，整個頻譜應被保存，以使信號能被解調(diào)?；祛l器416可以是一個乘法器，它通過輸入線450接收延時的相位分量而通過第二輸入線452接收來自分相器412的另一個相位分量。延遲線414的延遲加在90°相位線上，額定延遲是一位且相位延遲在輸入口448的輸入載波頻率處是360°的倍數(shù)。
混頻器416通過信號線456將混頻后的信號提供給低通濾波器418，由此，組合信號被濾波以濾除外加的高頻分量。濾波后的信號然后通過信號線460和462耦合到相應的兩電平比較器442和444，每個比較器響應而產(chǎn)生數(shù)字二進制電平輸出，分別通過輸出線464和466加到數(shù)字邏輯電路446上。數(shù)字邏輯電路446響應于每個比較器442和444的數(shù)字輸出，把該數(shù)字輸出在輸出線468上構(gòu)成“1”和“0”的單個數(shù)位流。這個解調(diào)器可工作于相位轉(zhuǎn)換限于鄰近相位狀態(tài)的M元PSK的情況下。這里，電路是具有電路元件數(shù)和所需的相位分量最小的一般情況。
對于理解本發(fā)明的工作和在這個具體實施例中各組成的功能，下面的一個例子是有用的。請參見圖8。第一個例子是其中轉(zhuǎn)換僅在鄰近相位狀態(tài)間進行的差分偏移正交相移鍵控(DOQPSK)調(diào)制?？紤]一個具有+90°、0°、-90°的調(diào)制相移并經(jīng)輸入口448施加于分相器412的輸入信號。
分相器412產(chǎn)生θ1＝+0°和θ2＝-0°的固定相移輸出。延遲線414的長度是帶有0°純相移(例如720°)的一位。+/-15%的延遲誤差和+/-15°的純相位誤差不是臨界的，因而可以認為仍舊是在一位延遲和零純相移的范圍內(nèi)。下面是分相器412的兩個相位輸出端的單位電壓的轉(zhuǎn)換特性。
輸入端448混頻器416邏輯電平的相位變化電壓輸出輸出a)0°到90°0.00b)0°到-90°0.00c)0°到0°1.01參見示出具體例子的圖8。圖中，低通濾波器418的輸出直接施加于單個比較器442，因為在DOQPSK的情況下，更多的比較器是不必要的。在上述例子中，比較器442的邏輯電平輸出示于上表的右邊的一列。由上述可見，對于DOQPSK的情況，使用在0.5伏的判定電平嚴格限制輸出的比較器將重新構(gòu)成原始數(shù)據(jù)。為了解碼單個比較器，例如比較器442的輸出，數(shù)字邏輯電路446是不需要的。因而，比較器442的輸出就是所希望的數(shù)字數(shù)據(jù)流。
低通濾波器418的單個輸出能夠耦合到兩個標準的雙輸入比較器442、444(見圖7)，在這樣的配置中，用簡單的電路，就能分析較復雜的差分偏移M元相移鍵控(DOMPSK)調(diào)制。一個例子如下參見圖9。第二個例子是其中轉(zhuǎn)換僅在鄰近的相位狀態(tài)之間進行的偏移M元相移鍵控(OMPSK)調(diào)制。考慮一個具有調(diào)制相移為+△°、0°和-△°并經(jīng)輸入口448施加于分相器412的輸入信號。對于差分相移小于180°但不是精確的90°的分相器的輸出端上的單位電壓，其轉(zhuǎn)換特性如下分相器412產(chǎn)生固定相移θ1＝+90°和θ2＝0°的輸出。
輸入端448混頻器416混頻器416邏輯電平的相位變化的電壓輸出的電壓輸出輸出(△＝45°)(△＝45°)a)0°到+△°Cos90+△°Cos135°1b)0°到-△°Cos90-△°Cos45°1c)0°到0°Cos90°0Cos90°0低通濾波器418的單個輸出通過信號線460和462上分別施加于第一比較器442的正基準輸入端和第二比較器444的負基準輸入端，它們獨立地以幅度相等但極性相反的不同的電壓基準461、463為基準。這樣，在上述例子中，比較器442和444的輸出取決于△的幅度以確定a)、b)和c)情況時的二進制邏輯電平。一個具體例子如上所示。在上述例子中，每個比較器442和444的邏輯電平輸出及最后的邏輯電平的輸出由下表給出情況比較器442比較器444邏輯輸出a)101b)011c)000由上述可見，對于OMPSK的情況，以等權(quán)把輸出相加且使用在(1/2)Cos(+90+△°)伏和(1/2)Cos(90-△°)伏的判定電平時嚴格限制輸出的比較器，若應用合適的數(shù)字邏輯電路446，該裝置將能重建原始數(shù)據(jù)。為了解碼兩個比較器，如比較器442和444的輸出，簡單的數(shù)字邏輯電路446是需要的。
請參見圖10。圖中示出了一個適合于本發(fā)明中的數(shù)字邏輯電路246和446使用的電路。數(shù)字邏輯電路246和446僅是兩輸入端的或門。在更一般的情況下，數(shù)字邏輯電路246和446可以設計得能將多個比較器的信號解碼成為單個數(shù)字數(shù)位流。在這樣的配置中，用簡單的電路就能解調(diào)較復雜的差分和非差分的偏移M元相移鍵控調(diào)制。
本發(fā)明已參照具體實施例進行了敘述，熟悉本領(lǐng)域的技術(shù)人員完全可以提出其他種種實施例，因為這是顯而易見的。例如，本發(fā)明的方法能應用在一個特定情況中，在該情況中，相位轉(zhuǎn)換限于相對于初始相位狀態(tài)是+90°和-90°之間的多個選定的相位狀態(tài)。在這樣的特定情況中，由比較器組242、244(圖4)或442、444(圖7)通過比較識別每個相位狀態(tài)，各個比較器442、444的數(shù)目比可能的相位狀態(tài)數(shù)少1。因此，除了在后面的權(quán)項中所提出的以外，本發(fā)明不擬被限定。
權(quán)利要求
1.一種用于解調(diào)其中調(diào)制限于在鄰近相位狀態(tài)間轉(zhuǎn)換的M元相移鍵控(MPSK)信號的裝置(230、430)，其特征在于，所述的裝置包括用于產(chǎn)生所述MPSK信號的諧波、以便獲得在鄰近的相位狀態(tài)間具有擴展的差分的第N次諧波MPSK信號的裝置(112)；選擇用于解調(diào)的所述第N次諧波MPSK信號的裝置(114)；用于把源信號分成至少兩路，且至少在第一相位分量和第二相位分量間具有預定的相位關(guān)系的分相器裝置(232、412)；接收自所述分相器(232、412)輸出的所述第二相位分量的延遲裝置(234、414)，所述第二相位分量在所述延遲裝置(234，414)的輸出端被延遲額定的一個位周期，作為延遲的相位分量；至少一個把所述延遲的相位分量作為一個輸入接收并把另一相位分量作為第二輸入接收以產(chǎn)生至少一個混頻信號的混頻器(236、238、416)；和至少一個兩電平比較器裝置(242、442、444)，每一個所述的兩電平比較器裝置接收所述的經(jīng)加權(quán)的混頻信號以產(chǎn)生數(shù)字輸出信號。
2.一種用于解調(diào)其中調(diào)制限于鄰近相位狀態(tài)間相位轉(zhuǎn)換的M元相移鍵控(MPSK)信號的方法，其特征在于，所述的方法包括下述步驟產(chǎn)生(112)所述MPSK信號的諧波以獲得在鄰近相位狀態(tài)間具有擴展的相位差分的第N次諧波MPSK信號;選擇(114)用于解調(diào)的所述第N次諧波MPSK信號;和解調(diào)(116)所述第N次諧波MPSK信號作為較低值(lowervalue)M的相移鍵控(PSK)信號。
3.如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述的諧波產(chǎn)生步驟(112)產(chǎn)生的是鄰近相位間的差不超過180°的所述的第N次MPSK信號。
4.如權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，所述的諧波產(chǎn)生步驟(112)包括把所述MPSK信號與自身相乘。
5.如權(quán)利要求4所述的方法，其特征在于，所述的選擇步驟(114)包括用通帶濾波選出所述的第N次諧波。
6.如權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，所述的解調(diào)步驟(116)包括把雙極相移鍵控解調(diào)施加于所述的第N次諧波MPSK信號，其中，所述的第N次諧波MPSK信號確切地具有兩個相位狀態(tài)。
7.一種用于解調(diào)其中調(diào)制限于鄰近相位狀態(tài)間相位轉(zhuǎn)換的M元相移鍵控(MPSK)信號的方法，其特征在于，所述的方法包括下述步驟把源信號(248)分成在第一相位分量(θ1)，第二相位分量(θ2)和第三相位分量(θ3)之間具有預定的相位關(guān)系的三個通路(250、252、254);把所述的第二相位分量(θ2)延遲額定的一個位周期，所述被延遲相位分量(θ2)相對于所述第一相位分量(θ1)和所述第三相位分量(θ3)都具有相位差以產(chǎn)生延遲的相位分量(250);把所述延遲的相位分量(250)的所述第一相位分量(θ1)混頻以產(chǎn)生第一混頻信號(256);把所述延遲的相位分量(250)和所述第三相位分量(θ3)混頻以產(chǎn)生第二混頻信號(258);把所述的第一混頻信號(256)和所述的第二混頻信號(258)組合，產(chǎn)生按期望的輸入信號形式的加權(quán)的混頻信號(260、262);和在至少一個比較器(242)裝置中，把所述的加權(quán)混頻信號(260、262)與預先選定的判定門限值比較，產(chǎn)生數(shù)字輸出信號(264)。
8.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，提供了多個兩電平比較器裝置(242、244)，該方法進一步包括識別所述加權(quán)混頻信號(260、262)的不同信號電平;和分析所述兩電平比較器裝置(242、244)的不同信號電平，以便組合所述兩電平比較器裝置的輸出，產(chǎn)生所述數(shù)字輸出信號(264)。
9.如權(quán)利要求8所述的方法，其特征在于，剛好提供兩個兩電平比較器裝置(242、244)且所述的數(shù)字邏輯電路裝置(246)包括一個二輸入端的或門。
10.如權(quán)利要求7所述的方法，其特征在于，相位變化限于相對于原始相位狀態(tài)在+90°和-90°間的選擇的相位狀態(tài);且所述的比較步驟包括通過各個比較器裝置(242、244)識別每個相位狀態(tài)，所述各個比較器比可能的相位狀態(tài)數(shù)少1。
11.一種用于解調(diào)其中調(diào)制限于鄰近相位狀態(tài)間相位轉(zhuǎn)換的M元相移鍵控調(diào)制信號(248)的裝置(230)，其特征在于，所述裝置包括用于把源信號分成在第一相位分量、第二相位分量和第三相位分量間具有預定相位關(guān)系的三個通路的分相器裝置(232);接收由所述分相器(232)輸出的所述第二相位分量的延遲裝置(234)，所述第二相位分量在所述延遲裝置(234)的輸出端被延遲額定的一個位周期作為延遲的相位分量，所述被延遲的相位分量與所述第一相位分量和所述第三相位分量之間具有相位差;第一混頻器(236);第二混頻器(238);所述第一混頻器(236)和所述第二混頻器(238)的每一個把所述的延遲的相位分量作為一個輸入接收，且所述第一混頻器(236)把所述第一相位分量作為第二輸入接收，以產(chǎn)生第一混頻信號，所述第二混頻器(238)接收所述第三相位分量作為第二輸入，產(chǎn)生第二混頻信號;接收所述第一混頻信號和所述第二混頻信號、組合所述第一混頻信號和所述第二混頻信號以按照期望的輸入信號類型產(chǎn)生加權(quán)混合信號的裝置(240);至少一個兩電平比較器裝置(242)，所述每個兩電平比較器裝置接收所述的加權(quán)的混合信號以產(chǎn)生數(shù)字輸出信號。
12.如權(quán)利要求11所述的裝置，其特征在于，提供了多個兩電平比較器裝置(242、244)用于識別所述加權(quán)混合信號的不同信號電平，該解調(diào)裝置進一步包括接收所述兩電平比較器裝置(242、244)的輸出、以便組合所述的兩電平比較器裝置(242、244)的輸出產(chǎn)生所述數(shù)字輸出信號的數(shù)字邏輯電路裝置(246)。
13.如權(quán)利要求12所述的裝置，其特征在于，剛好提供兩個兩電平比較器裝置(242、244)且所述數(shù)字邏輯電路裝置(246)包括一個兩輸入端的或門(246)。
14.一種用于解調(diào)其中調(diào)制限于在鄰近相位狀態(tài)間的相位轉(zhuǎn)換的M元相移鍵控(MPSK)信號的方法，其特征在于，所述的方法包括下述步驟把源信號(448)分成在第一相位分量(θ1)和第二相位分量(θ2)間具有預定相位關(guān)系的兩個通路(452、450);把所述的第二相位分量(θ2)延遲額定的一個位周期以產(chǎn)生一個延遲的相位分量;使該延遲的相位分量和所述的第一相位分量(θ1)混合以產(chǎn)生混頻信號(456);用低通濾波選出所述的混頻信號(456)以產(chǎn)生濾波信號(460、462);和在至少一個比較器裝置(442、444)中，把所述的濾波信號(460、462)與預定的判定門限值進行比較，以產(chǎn)生數(shù)字輸出信號(464、466)。
15.如權(quán)利要求14所述的方法，其特征在于，提供多個兩電平比較器裝置(442、444)，該方法進一步包括識別所述加權(quán)混合信號(460、462)的不同信號電平;和分析所述兩電平比較器裝置(442、444)的不同信號電平，以便組合所述兩電平比較器裝置(442、444)的輸出，產(chǎn)生所述的數(shù)字輸出信號(464、466)。
16.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，剛好提供兩個兩電平比較器裝置，且所述的數(shù)字邏輯電路裝置(446)包括一個兩輸入端的或門。
17.如權(quán)利要求14所述的方法，其特征在于，相位變化限于相對于初始相位狀態(tài)為+90°和-90°間的預定的相位狀態(tài)，且，所述的比較步驟包括，通過各個比較器裝置(442、444)識別每個相位狀態(tài)，所述各個比較器(442、444)的數(shù)量比可能的相位狀態(tài)數(shù)少1。
18.一種用于解調(diào)其中調(diào)制限于鄰近相位狀態(tài)間的相位轉(zhuǎn)換的M元相移鍵控調(diào)制信號(448)的裝置(430)，其特征在于，該裝置包括用于把源信號分成在第一相位分量和第二相位分量間具有預定的相位關(guān)系的兩個通路的分相器裝置(412);接收由所述的分相器(412)輸出的所述第二相位分量的延遲裝置(414)，所述第二相位分量在所述延遲裝置(414)的輸出端被延遲額定的一個位周期，作為延遲的相位分量;把延遲的相位分量作為一個輸入接收并把所述的第一相位分量作為第二個輸入接收、以產(chǎn)生混頻信號的混頻器(416);接收所述的混頻信號、用于產(chǎn)生濾波信號的低通濾波器裝置(418);和至少一個兩電平比較器裝置(442、444)，每個所述的兩電平比較器裝置(442、444)接收所述的濾波信號以產(chǎn)生數(shù)字輸出信號。
19.如權(quán)利要求18所述的裝置，其特征在于，提供了多個兩電平比較器裝置(442、444)用于識別所述加權(quán)混頻信號的不同信號電平;所述的解調(diào)裝置進一步包括，接收所述兩電平比較器裝置(442、444)的輸出、以便組合所述兩電平比較器裝置(442、444)的輸出、產(chǎn)生所述數(shù)字輸出信號的數(shù)字邏輯電路裝置(446)。
20.如權(quán)利要求19所述的裝置，其特征在于，剛好提供兩個兩電平比較器裝置(442、444)，且所述的數(shù)字邏輯電路裝置(446)包括兩輸入端的或門。
全文摘要
一種用于預處理和解調(diào)M元PSK信號的方法和裝置。該方法包括，產(chǎn)生調(diào)制的源信號的諧波，然后解調(diào)選擇的一個諧波信號。該裝置包括，把源信號分成具有預選相位關(guān)系的二個或三個通路的分相器，相位之一被延遲額定的一個位周期；一個或二個混頻器或乘法器，每個混頻器把延遲的相位分量和其余的一個相位分量混頻，把混頻信號以預定方式組合的組合器，比較組合信號以提供數(shù)字輸出的至少一個兩電平比較器；還可包括把數(shù)字輸出變成數(shù)位流的數(shù)字邏輯電路。
文檔編號H04L27/22GK1045320SQ9010101
公開日1990年9月12日 申請日期1990年2月22日 優(yōu)先權(quán)日1989年2月28日
發(fā)明者詹姆斯·C·朗, 邁克爾·J·塞隆 申請人:第一太平洋網(wǎng)絡股份公司