專利名稱：正交相位響應(yīng)載波恢復(fù)的方法和裝置的制作方法
本申請(qǐng)是美國專利申請(qǐng)?zhí)枮?7/618，744，名稱為“用于發(fā)送、接收和通信帶有數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號(hào)的節(jié)目數(shù)據(jù)信號(hào)的方法和裝置”的部分繼續(xù)申請(qǐng)，原申請(qǐng)是1990年11月27日以L.Rovira等人的名義提交的，受讓給共同的受讓人。因此，Rovira等人的申請(qǐng)信息援引在這里，以資參考。
一般來講，本發(fā)明涉及一種正交局部響應(yīng)通信系統(tǒng)，更為具體地講，是涉及一種具有增加解調(diào)效率的正交部分響應(yīng)解調(diào)器。用于通過傳輸鏈路傳送數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)，在現(xiàn)有技術(shù)中正交部分響應(yīng)通信系統(tǒng)是公知的。QPR通信系統(tǒng)一般包含一個(gè)QPR調(diào)制器，它將數(shù)字信息調(diào)制為一種能將其通過傳輸鏈路傳送到QPR解調(diào)器的形式，在解調(diào)器上該數(shù)字信息被恢復(fù)。
稱之為正交部分響應(yīng)(QPR)的調(diào)制過程是一種多種技術(shù)的組合。部分響應(yīng)涉及到這樣的通信方法，在該方法中預(yù)定數(shù)量的一個(gè)符號(hào)影響到下一個(gè)符號(hào)。用于傳送二進(jìn)制數(shù)的一種特定的部分響應(yīng)通信方法是形成三電平的雙二進(jìn)制(相對(duì)于零基準(zhǔn)的正的和負(fù)的電平)。這種方案是可靠的并以低的帶寬提供高的比特傳輸速率。在載波上雙二進(jìn)制信號(hào)的調(diào)制相位可以與另外的相類似的已調(diào)雙二進(jìn)制信號(hào)以正交分量(90°相移)相組合。這種正交調(diào)制在保持了雙二進(jìn)制的有效帶寬的同時(shí)，使比特速率加倍。
多種優(yōu)秀的雙二是制方案之一是具有以下關(guān)系yk＝xk+xk-1其中yk是在時(shí)間k的一個(gè)符號(hào)的編碼值，它是由在時(shí)間k所取的當(dāng)前符號(hào)值xk加上前面一個(gè)符號(hào)周期的符號(hào)值xk-1來形成的。如果輸入數(shù)據(jù)流是具有碼元(-1、1)的二進(jìn)制，那么輸出數(shù)據(jù)流是具有碼元(2、0、-2)的三進(jìn)制。因此，如果yk通過該通信系統(tǒng)被編碼符號(hào)傳送，則xk＝y(tǒng)k-xk-1其中xk是解碼符號(hào)值，和yk-xk-1的差值是當(dāng)前的編碼減去前次的編碼值。
從上面對(duì)于二進(jìn)制的解碼算法可以看出，解碼器是相關(guān)的，即該方法中對(duì)所傳送的比特值yk進(jìn)行解碼，要求知道前一個(gè)比特xk-1。雖然這種方法提供了許多好處，但是相關(guān)性可能產(chǎn)生從一個(gè)比特到下一個(gè)比特的傳送差錯(cuò)。從一個(gè)比特到下一個(gè)比特的傳送差錯(cuò)的概率是 1/2 ，并且多條復(fù)用信道的傳送差錯(cuò)的概率涉及一條單獨(dú)的信道中各比特之間的空間間隔。通過復(fù)用甚至于在一起的較小數(shù)目的信道中，在任何一個(gè)信道中的傳送差錯(cuò)的概率可能變得十分小，例如，在六個(gè)信道中，其概率變?yōu)?/26。但是，當(dāng)QPR調(diào)制發(fā)生時(shí)，信道去復(fù)用I和Q兩個(gè)相位的情況，而對(duì)于偶數(shù)信道去除原始復(fù)用的許多差錯(cuò)。在一般的六信道QPR通信系統(tǒng)中，一半信道被去復(fù)用為一種相位而另一半去復(fù)用為QPR信號(hào)的另一種相位。這就使傳送差錯(cuò)的概率增加為1/23。因此，提供一種具有復(fù)用的QPR通信系統(tǒng)將是極為顯著的優(yōu)點(diǎn)，這種系統(tǒng)在提供QPR調(diào)制的各種優(yōu)越性的同時(shí)，還為減小傳送差錯(cuò)概率保持最雙信道比特間隔的長處。
用于解調(diào)QPR調(diào)制信息的優(yōu)選的技術(shù)是精確的反饋電路。在精確的反饋解調(diào)方案中，一個(gè)調(diào)幅的部分響應(yīng)信號(hào)輸入一個(gè)混合器中，并且被與已調(diào)數(shù)據(jù)載波相關(guān)的一個(gè)載波相乘。而后，該信號(hào)被分路為I和Q兩個(gè)信道，在上述信道中，精確的反饋電路可以用于解調(diào)含在其中的數(shù)據(jù)。許多這種精確反饋解調(diào)器過于復(fù)雜，并且沒有十分昂貴的費(fèi)用也不能提供精密的解碼。人們所需要的是一種用于正交部分響應(yīng)信號(hào)的精密反饋解調(diào)器，它是簡(jiǎn)單而不昂貴的，但是它能夠精確的執(zhí)行QPR信號(hào)上的信息的解調(diào)和解碼。
正交部分響應(yīng)信號(hào)的相關(guān)解調(diào)載波可以通過多種不同電路來恢復(fù)或提取，但是對(duì)于產(chǎn)生這種載波的更為理想的方法之一是科斯塔斯環(huán)路。這種科斯塔斯(Costas)環(huán)路的實(shí)現(xiàn)是有問題的，因?yàn)樗枰冒嘿F的乘法器，該乘法器還要求通過該環(huán)進(jìn)行精密的增益控制。這些要求使電路與假如是以鎖相環(huán)解調(diào)載波恢復(fù)QPR信號(hào)的載波相比較變得更為復(fù)雜了。人們需要一種用于QPR信號(hào)精密以饋解調(diào)器的載波提取電路，它是簡(jiǎn)單的和不昂貴的，但是能精密的執(zhí)行與QPR載波相關(guān)的解調(diào)載波提取。
本發(fā)明提供一種QPR解調(diào)器的載波恢復(fù)電路。該載波恢復(fù)電路產(chǎn)生一個(gè)同頻同相與正交相位的解調(diào)載波。這一載波是與輸入QPR調(diào)制信號(hào)相位相關(guān)的。該解調(diào)載波是由一個(gè)壓控振蕩器產(chǎn)生的，該振蕩器具有一個(gè)對(duì)于解調(diào)QPR信號(hào)所必須的代表解調(diào)載波的相位調(diào)整的控制輸入電壓。控制電壓是將QPR調(diào)制信號(hào)與解調(diào)載波之間的四個(gè)相位關(guān)系中的一個(gè)饋入差分積分器產(chǎn)生的。
輸入到差分積分器的是對(duì)QPR信號(hào)的每個(gè)解調(diào)通路的比特值的邏輯組合。該邏輯組合是由相位選擇電路來實(shí)現(xiàn)的。在優(yōu)選的實(shí)施例中相位選擇電路包含一個(gè)第一模擬開關(guān)，該開關(guān)以解調(diào)信號(hào)的解碼值和QPR信號(hào)的一個(gè)相位的反相值作為具輸入信號(hào);該電路還包括第二模擬開關(guān)，該開關(guān)以解調(diào)信號(hào)的解碼值和QPR信號(hào)的另外一個(gè)相位的反相值作為其輸入信號(hào)。第一和第二開關(guān)的輸出由限幅器的邏輯值進(jìn)行交叉控制，該限幅器用于QPR信號(hào)的相反相位。這些開關(guān)的輸出而后在積分器中取差分值，產(chǎn)生控制信號(hào)去控制解調(diào)載波的相位。用這種方法，各比特值選擇不同的象限或相位，從而按照改進(jìn)的科斯塔斯(Costas)進(jìn)行簡(jiǎn)單的QPRK載波相位跟蹤。
因此，本發(fā)明的一個(gè)目的是提供一種改進(jìn)的QPR解調(diào)器。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種改進(jìn)的包含有用于控制解調(diào)器載波相位裝置的QPR解調(diào)器。
本發(fā)明還有一個(gè)目的是提供一種改進(jìn)的包含有用于控制解調(diào)器載波相位裝置的QPR解調(diào)器，其中解調(diào)器載波的相位是基于已解調(diào)信息比特的值和符號(hào)來控制的。
如果結(jié)合說明書附圖閱讀了下面的詳細(xì)描述，本發(fā)明的這些和那些特點(diǎn)、目的以及各個(gè)方面就會(huì)更為清楚地理解并得到全面的說明。各個(gè)附圖為

圖1是按照本發(fā)明構(gòu)成的數(shù)字聲頻通信系統(tǒng)的系統(tǒng)框圖;
圖2是在圖1中所說明的接收機(jī)和聲頻電纜調(diào)制器的詳細(xì)功能圖;
圖3是對(duì)于一個(gè)相位的QPR信號(hào)的部分響應(yīng)編碼比特流的實(shí)際表示;
圖4是在QPR格式中編碼之前的數(shù)字聲頻信道去復(fù)用的比特流的實(shí)際表示;
圖5是在一個(gè)載波上的9-QPR調(diào)制的相位圖;
圖6是標(biāo)準(zhǔn)的CATV頻譜的實(shí)際表示，該頻譜被分為每個(gè)帶寬為6MHz的多個(gè)信道;
圖7是如圖6所示系統(tǒng)中單個(gè)6MHz頻帶(信道A)的實(shí)際表示，其中含有兩個(gè)3MHz數(shù)字聲頻信道;
圖8是如圖1所示的詳細(xì)的調(diào)諧器的框圖;
圖9是如圖8所說明的應(yīng)用特殊的集成電路的詳細(xì)功能框圖;
圖10是如圖8所示的解調(diào)器的詳細(xì)功能性示意圖;
圖11是如圖10所示的I和Q解調(diào)器的詳細(xì)功能性示意圖;
圖12和圖13是說明在如圖11所示的解調(diào)器的當(dāng)前組合方法中，用于I和Q相位的解調(diào)方法的波形的實(shí)際表示;
圖14是如圖10所示的改進(jìn)的科斯塔斯(Costas)環(huán)路載波恢復(fù)電路的詳細(xì)電路示意圖;
圖15是解碼解調(diào)的相位圖。
參照?qǐng)D1，將用于說明本發(fā)明的數(shù)字聲頻通信系統(tǒng)的整體框圖以8來標(biāo)示。系統(tǒng)8所說明的是通過電纜系統(tǒng)提供數(shù)字聲頻節(jié)目的通信。光盤機(jī)10-1到10-n為系統(tǒng)提供多種數(shù)字聲音信號(hào)。這些光盤機(jī)(CDplayers)可以是所謂“投幣式唱機(jī)”(jukebox)型的，其中可以存多達(dá)60個(gè)或更多個(gè)光盤，并由該光盤機(jī)選取。
來自光盤機(jī)10-1到10-n的數(shù)字聲音信號(hào)輸入到編碼器20-1到20-n編碼器將數(shù)據(jù)編碼為專用的數(shù)字格式。控制器和音樂數(shù)據(jù)庫30-1到30-k控制光盤機(jī)20-1到20-n的輸出，和對(duì)這些光盤機(jī)中各個(gè)光盤的任何一個(gè)的選擇，并在這些光盤的一一相應(yīng)的軌跡中提供包括數(shù)據(jù)節(jié)目的數(shù)據(jù)庫。最好是，這些節(jié)目數(shù)據(jù)包括對(duì)于含有光盤中的每一首歌的名稱、軌跡、藝術(shù)家、出版者、作曲者、歌曲識(shí)別以及放音時(shí)間，等等信息塊。
由光盤機(jī)10-1到10-n輸入的多個(gè)數(shù)字聲音信號(hào)利用由控制器和音樂數(shù)據(jù)庫30-1到30-k提供的相應(yīng)的節(jié)目數(shù)據(jù)信號(hào)在編碼器20-1到20-n中組合。來自編碼器20-1到20-n的組合信號(hào)而后被輸入復(fù)用器40，復(fù)用器將這些信號(hào)組合為一個(gè)串行的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)碼流。系統(tǒng)的這種方式在復(fù)用的數(shù)據(jù)流中提供30個(gè)數(shù)字聲音信道。
一些附加信號(hào)可以與數(shù)字聲音和節(jié)目信息信號(hào)相組合。用戶控制器45含有那些可以接收數(shù)字聲音數(shù)據(jù)的各個(gè)用戶的信息。這個(gè)存在用戶控制器45中的用戶信息是與數(shù)字聲音和在復(fù)用的40中的節(jié)目數(shù)據(jù)信號(hào)相復(fù)用的，產(chǎn)生一個(gè)含有數(shù)字聲音、節(jié)目信息和國內(nèi)用戶信息的串行數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流。
更為具體地講，從光盤機(jī)10-1到10-n的輸出被輸入到復(fù)用器40并被處理為一個(gè)特殊格式化的串行數(shù)據(jù)流。最好是，從16個(gè)光盤機(jī)10-1到10-16的輸出被輸入到復(fù)用器40，在復(fù)用器中這些信號(hào)被組合和以兩個(gè)信道輸出到一對(duì)速率同步器。而后，速率同步后的信號(hào)輸入到一復(fù)用器和信號(hào)壓縮器。該復(fù)用器和信號(hào)壓縮器最好利用在美國專利4922537中所描述的數(shù)據(jù)壓縮格式，援引在這里以資參考。復(fù)用器和數(shù)據(jù)壓縮器受來自主控制器30-1的輸入信號(hào)的控制，它還輸入相應(yīng)于該數(shù)字聲音信號(hào)的節(jié)目數(shù)據(jù)信號(hào)。該數(shù)字聲音信號(hào)被壓縮，節(jié)目數(shù)據(jù)信號(hào)與之復(fù)用，而后該混合信號(hào)輸入到一個(gè)幀同步檢測(cè)器和輸出格式化器。輸出格式化器還可以包括利用例如，數(shù)據(jù)加密標(biāo)準(zhǔn)(DES)或利用其他類似的在現(xiàn)有技術(shù)中公知的加密技術(shù)對(duì)混合后和壓縮后信號(hào)進(jìn)行加密的電路。該信號(hào)可以包括利用例如，說明編碼或BCH編碼(BoseChandhuilHocqueghen)或其他公知糾錯(cuò)/編碼方法糾錯(cuò)編碼。
聲音信號(hào)被以每秒44.1K/S(每秒千樣值數(shù))的速率來定時(shí)。對(duì)于每個(gè)信道而言，已復(fù)用、已壓縮、和已加密的信號(hào)以1.13Mb/S進(jìn)行輸出。30個(gè)信道被復(fù)接為33.9Mb/S的復(fù)合數(shù)據(jù)流而后在傳送前被進(jìn)行偏移正交相移鍵控(OQPSK)格式調(diào)制。來自復(fù)用器40的串行數(shù)字聲音/節(jié)目數(shù)據(jù)流輸入到數(shù)字衛(wèi)星發(fā)射機(jī)50，它實(shí)現(xiàn)OQPSK調(diào)制并經(jīng)天線51廣播到天線59及衛(wèi)星接收機(jī)60。衛(wèi)星接收機(jī)60的位置可以是用于數(shù)字聲音碼流的多個(gè)接收站之一。衛(wèi)星接收機(jī)最好位于電纜系統(tǒng)，或其他可以附加的經(jīng)衛(wèi)星接收CATV信號(hào)的分配系統(tǒng)的首端。而如圖所示的衛(wèi)星發(fā)送，本專業(yè)的技術(shù)人員都清楚，可以利用不限于衛(wèi)星傳輸?shù)娜魏蝹鬏斚到y(tǒng)，諸如，電纜電視(CATV)、微波分配網(wǎng)(MDS或MMDS)，電話系統(tǒng)，陸地廣播，和其他同軸或光纖鏈路。
數(shù)字衛(wèi)星接收機(jī)60將數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)傳送到首端處理器70，處理器70而后再將該信息變換和發(fā)送到聲音電纜調(diào)制器75。首端處理器70允許來自本地節(jié)目源73的其他數(shù)字聲音信道與固有的國內(nèi)廣播的30個(gè)數(shù)字聲音信道相加。首端處理器70還起一個(gè)數(shù)字信號(hào)分配員的作用，它允許在數(shù)字聲音數(shù)據(jù)碼流中以任何次序減去或加上本地信道，以形成不同的信道安排。處理器70還將數(shù)字聲音數(shù)據(jù)流去復(fù)用使之成為更高效率的規(guī)模數(shù)據(jù)流，以便用于聲音電纜調(diào)制器75。來自衛(wèi)星接收機(jī)60的CATV信號(hào)被傳送到CATV電纜調(diào)制器78并被以典型的方式調(diào)制。而后，已調(diào)數(shù)字聲音數(shù)據(jù)與來自其他CATV電纜調(diào)制器78的已調(diào)信號(hào)在組合電路80中相加并通過電纜分配系統(tǒng)發(fā)送。
電纜分配系統(tǒng)包括線路放大器85，用來放大信號(hào)和補(bǔ)償任何線路損耗。系統(tǒng)抽頭90用于將組合信號(hào)引入具有數(shù)字音樂調(diào)諧器100的用戶的房屋。數(shù)字音樂調(diào)諧器100選擇包括數(shù)字聲音和節(jié)目數(shù)據(jù)信號(hào)中的一個(gè)信道。此外，數(shù)字音樂調(diào)諧器100將數(shù)字聲音信號(hào)從節(jié)目信息信號(hào)中分離出來。分離之后，數(shù)字聲音信號(hào)被變換為模擬信號(hào)，放大和輸出到一個(gè)用戶的音頻設(shè)備，同時(shí)節(jié)目信息信號(hào)被處理并送到本地顯示或遙控器200。CATV信號(hào)通過分路器93從抽頭90輸入到CATV的機(jī)頂變換器300，在一個(gè)用戶監(jiān)視器310上收看。變換器300可以由遙控器200或不同的遙控器予以控制。
參照?qǐng)D2，它是更為詳細(xì)地表示出衛(wèi)星接收機(jī)60的數(shù)字聲音部分的功能性框圖。經(jīng)衛(wèi)星接收天線59在C波段或Ku波段將經(jīng)復(fù)用的壓縮的和加密的數(shù)字聲音信號(hào)予以接收，和進(jìn)行放大，以及有可能與其他衛(wèi)星分配的CATV信號(hào)一道在一個(gè)低噪聲數(shù)據(jù)塊變換器63(或僅僅在一個(gè)低噪聲放大器LNA中)中進(jìn)行數(shù)據(jù)塊變換。該信號(hào)是在950-1450MHzL波段輸出的，并輸入到分路器，在分路器中聲音信號(hào)選擇去OQPSK接收機(jī)67。由分路器65分離出來的LNB63的輸出的其他CATV信號(hào)由視頻接收機(jī)(未示出)按照其衛(wèi)星傳輸調(diào)制方式進(jìn)行解調(diào)，此后送到CATV電纜調(diào)制器78。
接收機(jī)67解調(diào)OQPSK數(shù)字音頻信息和提供含有30個(gè)衛(wèi)星信道的33.9Mb/S數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流。來自接收機(jī)67的33.9Mb/S信號(hào)與33.9Mb/S時(shí)鐘一道輸出到首端處理器70的去復(fù)用器71。最好是，該去復(fù)用器71是一個(gè)1∶6的去復(fù)用器，它將單一的數(shù)據(jù)流分為5個(gè)信道的六組，每組含有5.65Mb/S的數(shù)字音頻和節(jié)目數(shù)據(jù)。5個(gè)信道的每一組連時(shí)鐘一起送到六個(gè)調(diào)制器75-1到75-6中的一個(gè)。調(diào)制器75-1至75-6的信號(hào)被鎖定到5.65MHz。75-1到75-6的每個(gè)調(diào)制器是一種9狀態(tài)正交部分響應(yīng)(9-QPR)調(diào)制器能夠處理5個(gè)音頻信道和產(chǎn)生占3MHz帶寬的復(fù)用輸出。在RF組合器80中將六個(gè)QPR信號(hào)組合，通過電纜系統(tǒng)傳送到數(shù)字音樂調(diào)諧器100，在那里它們被解調(diào)而后去復(fù)用為各個(gè)單個(gè)的音頻信道。
去復(fù)用器71和CATV首端的調(diào)制器75-1到75-6與調(diào)諧器100的解調(diào)器和去復(fù)用器形成了按照本發(fā)明所構(gòu)成的正交部分響應(yīng)(QPR)通信系統(tǒng)。在QPR通信系統(tǒng)的優(yōu)選實(shí)施方案中，多個(gè)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信道，D1、D2、D3……Dn被時(shí)分復(fù)用為一個(gè)串行數(shù)據(jù)流。該串行數(shù)據(jù)流被加到一個(gè)QPR調(diào)制器上，該調(diào)制器取I和Q相位的一對(duì)比特，并將其調(diào)制為正交部分響應(yīng)信號(hào)，這個(gè)信號(hào)通過傳輸鏈路(電纜系統(tǒng))被傳送到QPR解調(diào)器。QPR解調(diào)器將QPR已調(diào)信號(hào)解調(diào)為并行的I和Q比特時(shí)，這個(gè)比特對(duì)而后可被組合成一個(gè)串行的數(shù)據(jù)流并利用去復(fù)用器去復(fù)用成相應(yīng)的D1、D2、D3……Dn各數(shù)據(jù)信道。
將支持QPR調(diào)制的傳輸鏈路可以是任何媒介。最好是，傳輸鏈路是電纜電視系統(tǒng)，它包括具有QPR調(diào)制器的首端，并且適合于通過電纜電視系統(tǒng)的分配系統(tǒng)將QPR已調(diào)信號(hào)分配給位于用戶房屋中的多個(gè)QPR解調(diào)器。用這種方法，QPR調(diào)制器對(duì)位于電纜電視頻段的一個(gè)載波調(diào)制QPR信號(hào)，對(duì)于通常的操作來說，這個(gè)頻段是在54MHz與550MHz之間。對(duì)這樣一個(gè)載波QPR調(diào)制將占用約3MHz頻帶，兩個(gè)這種調(diào)制將可能載在一個(gè)6MHz標(biāo)準(zhǔn)電視頻道。這樣產(chǎn)生一種相當(dāng)有效的通信系統(tǒng)，其數(shù)字信息可以以高達(dá)5.65Mb/S傳送，因此提供一個(gè)約2b/Hz的帶寬。
圖4是具有5個(gè)聲頻信道的單個(gè)組數(shù)據(jù)流的四個(gè)比特的單一種實(shí)際表示。比特A-D表示用于5個(gè)信道，其中各個(gè)比特是以時(shí)分原理來連續(xù)地復(fù)用的。另外，對(duì)于連續(xù)調(diào)制來說，這個(gè)比特流由75-1，75-6的每一個(gè)調(diào)制器分為兩個(gè)數(shù)據(jù)流I和Q。對(duì)于QPR調(diào)制，數(shù)據(jù)流的交替的比特分為I和Q碼流。通過將30個(gè)數(shù)字信道去復(fù)用為5個(gè)信道的6組，這些組又分為I和Q數(shù)據(jù)碼流，本發(fā)明有效地實(shí)現(xiàn)了許多人們所理想的優(yōu)點(diǎn)。
首先，將30個(gè)信道去復(fù)用為5個(gè)信道的6組允許選擇奇數(shù)的數(shù)據(jù)信道由QPR調(diào)制來傳輸。通過利用各奇數(shù)信道和將交替的比特分割為I和Q相位可以看出，在分割的相位中每個(gè)信道比特具有最大的間隔。換言之，在I數(shù)據(jù)碼流中的比特1A的差錯(cuò)在相同信道(A)看到一個(gè)差錯(cuò)之前將必須傳過5個(gè)其他的比特。這就極大地降低了利用QPR調(diào)制和偶數(shù)信道的系統(tǒng)中單個(gè)信道的傳送差錯(cuò)的概率。例如，如果在一個(gè)比特中出現(xiàn)一次差錯(cuò)，則那個(gè)差錯(cuò)傳送到下一個(gè)比特的概率是 1/2 。將每個(gè)比特分隔開使差錯(cuò)傳送的概率以1/2N速率下降，其中N為各個(gè)信道比特之間的比特?cái)?shù)。
當(dāng)利用QPR調(diào)制時(shí)，數(shù)據(jù)去復(fù)用為兩個(gè)I和Q數(shù)據(jù)碼流，加倍數(shù)據(jù)速率，從而保持了相同的帶寬。因?yàn)檫@些是分割信道和沒有交叉相關(guān)的解調(diào)，所以差錯(cuò)不能跨過相位傳送，但是，如果利用偶數(shù)信道分組，則各個(gè)信道比特之間的間隔也將被去掉一串(信道的一半將由I相位傳輸，一半由Q相位傳輸)。有優(yōu)越性地是如圖4所示，利用每組信道的奇數(shù)，允許在該信道出現(xiàn)的另外一個(gè)比特之前保持最大的間隔(所有信道在一個(gè)數(shù)據(jù)流相位上傳輸，但是每個(gè)信道占一半的比特)。這種保持最大間衛(wèi)和使任何差錯(cuò)的傳送最小，是同時(shí)取QPR調(diào)制技術(shù)的全面的和有效的優(yōu)點(diǎn)。十分明顯，這種技術(shù)不僅可以用于所表示的調(diào)制技術(shù)(9-QPR)，而且可以用于利用在其解調(diào)過程的相關(guān)性的其他技術(shù)。
另外，如圖4所示，通過在兩個(gè)數(shù)據(jù)流之間插入一個(gè)偏移比特，則每個(gè)分組可采用偶數(shù)的信道。在數(shù)據(jù)信道上利用偏移比特，以便在該信道上數(shù)據(jù)序列不重復(fù)，直至所有的比特都被利用。偏移比特顯著降低信息數(shù)據(jù)的速率，然而在相位分割的各信道中不能減小差錯(cuò)傳送的概率。但是，顯然數(shù)據(jù)比特不應(yīng)該被浪費(fèi)。傳加密控制消息，或者其他類型的有用數(shù)據(jù)可以填入這些間隙。
圖3以圖形的方式表示用于數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流的部分響應(yīng)信號(hào)(雙二進(jìn)制)。這是一種可以對(duì)一個(gè)載波進(jìn)行調(diào)幅的三狀態(tài)信號(hào)。當(dāng)提供這些調(diào)幅信號(hào)的兩個(gè)時(shí)，它們就構(gòu)成如圖5中狀態(tài)圖所示的9狀態(tài)QPR調(diào)制。I調(diào)制在0相位并具有2、0和-2電平，而Q調(diào)制相位在90°并具有2、0和-2電平。QPR信號(hào)的其他狀態(tài)是每個(gè)具有三狀態(tài)的兩個(gè)信號(hào)的不同狀態(tài)的組合。
來自調(diào)制器75-1到75-6的已調(diào)信號(hào)與來自其他電纜調(diào)制器77的其他已調(diào)信號(hào)一起在射頻組合器80中進(jìn)行組合。調(diào)制器75-1到75-6數(shù)字式濾波數(shù)據(jù)、正交部分響應(yīng)調(diào)制(QPR)并將QPR信號(hào)變換為具有抑制載波的選擇輸出頻率，以便與當(dāng)前的電纜電視系統(tǒng)的其他調(diào)制信道77相結(jié)合。5個(gè)信道的每組占用3MHz的帶寬，并可以在一個(gè)6MHz視頻信道的一半，或現(xiàn)存電纜電視系統(tǒng)的其他空閑頻段中傳送。因?yàn)楸鞠到y(tǒng)可以利用一個(gè)公共的6MHz視頻信道，所以不要求對(duì)當(dāng)前的CATV分配系統(tǒng)的設(shè)備進(jìn)行修改。另外，可靠的數(shù)字調(diào)制技術(shù)，對(duì)于聲頻信道而言，允許較大的S/N比。它們可以以較低的功率電平傳輸，從而降低了加載在電纜系統(tǒng)上的整個(gè)功率電平和避免了其他CATV信號(hào)的失真。
圖6表示典型的CATV頻譜，其中通常的電纜帶寬從54MHz到550MHz被分割為多個(gè)6MHz的信道。每個(gè)信道具有載波f1、f2、……fn，在這些載波上由標(biāo)準(zhǔn)MTSC電視信號(hào)進(jìn)行幅度調(diào)制。如果數(shù)字聲頻將要使用的話，電纜操作員可以預(yù)置30個(gè)聲頻信道，6MHz帶寬的3個(gè)電視信道，10個(gè)3MHz帶寬的其他頻帶，或者其任何的組合。圖7表示在一個(gè)單個(gè)的6MHz帶寬中數(shù)字聲頻信道的分隔。5個(gè)復(fù)用的數(shù)字聲頻信道是在一個(gè)被抑制載波C1上QPR調(diào)制的。該載波頻率位于6MHz帶寬的開始和其結(jié)束之間范圍的四分之一處。對(duì)QPR調(diào)制的比特速率基本上選擇為該信道的開始與該信道中間之間3MHz這個(gè)范圍。而另一個(gè)QPR調(diào)制的抑制載波C2可以位于信道的3/4距離，在這個(gè)位置上其帶寬將復(fù)蓋信道的第二個(gè)3MHz。
參照?qǐng)D8，它表示出一個(gè)數(shù)字音樂調(diào)制器100的框圖。來自方向耦合器85的數(shù)字聲頻與節(jié)目數(shù)據(jù)信號(hào)輸入到一個(gè)信道調(diào)諧器110。信道調(diào)諧器110最好在其本振中包括一個(gè)鎖相環(huán)電路。來自信道調(diào)諧器110的信號(hào)在由解調(diào)器125解調(diào)前，被變換為IF頻率并由中頻電路132處理。解調(diào)器125的輸出是一個(gè)QPR解調(diào)信號(hào)，產(chǎn)生一個(gè)5.65Mb/S的數(shù)據(jù)流，其中含有送到一個(gè)專用集成電路(ASIC)140的5個(gè)數(shù)字聲頻數(shù)據(jù)的立體聲對(duì)。解調(diào)器125還提供一個(gè)自動(dòng)增益控制信號(hào)130給調(diào)諧器110，以保持一個(gè)恒定的信號(hào)電平。此外，解調(diào)器125提供一個(gè)時(shí)鐘音到時(shí)鐘恢復(fù)電路1350數(shù)據(jù)時(shí)鐘恢復(fù)電路135含有一個(gè)用于定時(shí)用的33.9MHz晶體137。
這個(gè)定時(shí)信號(hào)到ASIC140，對(duì)此將參見圖11予以詳述。來自ASIC140的數(shù)字聲頻信號(hào)被輸出到一個(gè)數(shù)模變換器160。來自數(shù)模變換器160的模擬左和右聲頻信號(hào)通過濾波器165-1和165-2濾波，和輸入到分路器170。分路器170允許附加的聲頻分量(例如，光盤機(jī)或磁帶機(jī)的)將以可轉(zhuǎn)換的方式與數(shù)據(jù)音樂調(diào)諧器100相連接。
微處理器150控制調(diào)諧器110的鎖相環(huán)、ASIC140，數(shù)模變換器160和分路器170的操作。來自ASIC140的節(jié)目數(shù)據(jù)信號(hào)送到微處理器150，在那里將該信號(hào)存在微處理器150的內(nèi)部存儲(chǔ)器中，并可以在前面板的接口上顯示或通過遙控器傳送到發(fā)射機(jī)190。遙控接收機(jī)195通過遙控器200經(jīng)微處理器150可以選擇具體的節(jié)目數(shù)據(jù)信息或聲頻信道。另外，調(diào)諧器100最好在其外殼上有例如按鍵或乒乓開關(guān)這樣的輸入裝置。這些輸入裝置允許選擇信道、臺(tái)站、節(jié)目數(shù)據(jù)的顯示、和含在節(jié)目數(shù)據(jù)信號(hào)中的特定的信息的塊的顯示。
參照?qǐng)D9，經(jīng)提供了一個(gè)ASIC140的更詳細(xì)的框圖。來自解調(diào)器125的信號(hào)輸入到解調(diào)器支持電路141，它包括為取樣解調(diào)信號(hào)所需要的邏輯電路(例如，雙穩(wěn))。來自解調(diào)器支持電路141的信號(hào)而后輸入到去復(fù)用器143，它分離5.65Mb/S的數(shù)據(jù)流，選擇5個(gè)數(shù)字聲頻信號(hào)立體聲對(duì)中的一個(gè)。而后這個(gè)信號(hào)送到解密電路145。已解密信號(hào)而后在信號(hào)分離器148中分離，其中節(jié)目數(shù)據(jù)送往微處理器的I/O電路149，而聲頻數(shù)據(jù)送往電路147進(jìn)行解碼。解碼器147可以利用美國專利4922537中所描述的數(shù)據(jù)去壓縮技術(shù)，援引于此的資參考。微處理器的I/O、尋址和控制電路149與微處理器150接口。存儲(chǔ)器144分別存儲(chǔ)支持在電路143、145和147中的去復(fù)用、解密和解碼功能的數(shù)據(jù)比特。該存儲(chǔ)器可以是諸如EPROM的非易失型的，或者可以是由電池支持的易失型RAM存儲(chǔ)器。
下面結(jié)合圖10將更為詳細(xì)地描述QPR解調(diào)器和其支持電路。含有5個(gè)復(fù)用在一起的數(shù)字信道的(QPR)已調(diào)信號(hào)輸入到數(shù)字音樂終端100的信道調(diào)諧器110。終端100的微處理器150控制在調(diào)諧器中的本機(jī)振蕩器的頻率，使信道選擇信號(hào)與所選擇3MHz信道的受抑制的載波相混頻。對(duì)本振頻率進(jìn)行選擇，使該信道的頻率變換為44MHz的中頻頻率。該中頻信號(hào)在中頻放大器302中被放大，和在輸入到產(chǎn)生平衡輸出的第二中頻放大器306之前由表面聲波濾濾器(SAW)304進(jìn)行帶通濾波。
來自中頻放大器級(jí)302、306的中頻信號(hào)被分為兩部分。開始通路通過數(shù)據(jù)時(shí)鐘恢復(fù)電路135，提供數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)碼流的時(shí)鐘恢復(fù)和自動(dòng)增益控制。其次的通路通過第一和第二解調(diào)器級(jí)提供QPR信號(hào)解調(diào)為兩個(gè)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流?；謴?fù)的時(shí)鐘信號(hào)用于將已解調(diào)的數(shù)據(jù)鎖存到由D型雙穩(wěn)構(gòu)成的鎖存器336、350中。因此，信道調(diào)諧器110和解調(diào)器電路產(chǎn)生了兩個(gè)具有5個(gè)數(shù)字信道復(fù)用在其中的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流I和Q。
數(shù)據(jù)時(shí)鐘恢復(fù)電路135利用包絡(luò)檢測(cè)器308從輸入的QPR信號(hào)中產(chǎn)生一個(gè)時(shí)鐘單音頻率。該數(shù)據(jù)時(shí)鐘單音由放大器310放大和由濾波器312帶通濾波。而后其輸出在一個(gè)硬限幅器314中限幅，以在該單音波形的過零點(diǎn)上產(chǎn)生一個(gè)跳變沿。該跳變沿在乘法器316中與數(shù)字時(shí)鐘沿相比較，并利用積分器318使誤差最小。積分器產(chǎn)生一個(gè)使石英控制振蕩器320的頻率偏移的控制電壓。振蕩器320的輸出先在分頻器322進(jìn)行6次分頻，向SASIC140提供一個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘，而后在分頻器324中二次分頻，提供一個(gè)數(shù)據(jù)時(shí)鐘。乘法器316、積分器318，壓控振蕩器320，和分頻器322，324構(gòu)成了一個(gè)鎖相環(huán)，它跟隨來自限幅器314的恢復(fù)的時(shí)鐘單音輸出的相位。由分頻器324來的時(shí)鐘信號(hào)的速率為44.1Kb/S并用于對(duì)來自限幅器334、348并進(jìn)入鎖存器336、350的I和Q數(shù)據(jù)的同步。相對(duì)于已解調(diào)數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)時(shí)鐘邊緣的位置通過改變?yōu)V波器312的調(diào)諧而改變了。這就在數(shù)據(jù)時(shí)鐘單音產(chǎn)生了相位滯后的超前的可控量，因此改變了數(shù)據(jù)與時(shí)鐘之間相對(duì)的定時(shí)關(guān)系。一般來說，時(shí)鐘設(shè)置在解調(diào)信號(hào)的樣值大約一個(gè)比特的中間部位，那末最有可能的校正值是鎖存在鎖存器中。利用具有判決反饋電路的解調(diào)器級(jí)的解調(diào)產(chǎn)生了QPR信號(hào)的Q相位，該判決反饋電路包括四象限乘法器328、電流至電壓放大器330，低通濾波器332，限幅器334，雙穩(wěn)336，和電壓至電流放大器338。同樣，利用判決反饋電路進(jìn)行解調(diào)產(chǎn)生中頻QPR信號(hào)的I相位，該反饋電路包括四象限乘法器340，電路至電壓放大器342，低通濾波器346，限幅器348，雙穩(wěn)350，和電壓至電流放大器344。
Q相位判決電路具有至乘法器328的中頻QPR信號(hào)的一個(gè)輸入端和44MHz解調(diào)器載波的另一個(gè)輸入端，該解調(diào)器載波的正交相位取決于通過改進(jìn)的科斯塔環(huán)路電路所恢復(fù)的載波，關(guān)于科斯塔環(huán)路將在下文更為詳細(xì)的描述。四象限乘法器328的輸出是一個(gè)平衡的電流，它相應(yīng)于在中頻信號(hào)Q相位的載波上的幅度調(diào)制。這個(gè)幅度調(diào)制是當(dāng)前比特的部分響應(yīng)編碼值并必須從該值減去將要從部分響應(yīng)格式中被解碼值的前面一個(gè)比特的值。前面的比特值被鎖存在雙穩(wěn)336中，以便用于解碼和解調(diào)的過程。前面的比特值以平衡電流的形式通過放大器338被反饋，該值可以在乘法器328與放大器330之間的連接節(jié)點(diǎn)上進(jìn)行相減。而后解碼的幅度調(diào)制在放大器330中被轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷翰⒃跒V波器332中進(jìn)行低通濾波。濾波器的平衡輸出(Q和Q＊)輸入到限幅器334，它將平衡的模擬信號(hào)變換為數(shù)字的邏輯電平，該電平可以鎖存在雙穩(wěn)之中。
中頻QPR信號(hào)的I相位在解調(diào)器的相應(yīng)電路中以相同的方式解調(diào)。中頻信號(hào)輸入到乘法器340，在那里與44MHz振蕩器的同相位信號(hào)相混頻。乘法器340的平衡輸出已經(jīng)從中減去由放大器344產(chǎn)生的平衡的電流，該平衡電流代表存在雙穩(wěn)350中的先前比特值。乘法器340與放大器344相連的接點(diǎn)上的電流在放大器342中被變換為電壓。而后，放大器342的輸出由低通濾波器346濾波和在限幅器348中比較，產(chǎn)生一個(gè)數(shù)字邏輯電平信號(hào)，該信號(hào)可以存入雙穩(wěn)350。
為了將44MHz振蕩器鎖到受抑制載波上，本發(fā)明利用了一個(gè)改進(jìn)的科斯塔環(huán)路，去提取一個(gè)相關(guān)的載波信號(hào)。用于Q相位(Q、Q＊)的濾波器332的平衡輸出連接到一個(gè)單刀雙擲模擬開關(guān)352的輸入端，而用于I相位(I、I＊)的濾波器342的平衡輸出端連接到另一個(gè)單刀雙擲模擬開關(guān)3540開關(guān)352、354的刀端連到積分放大器356的差分輸入端。開關(guān)352、354的控制端被分別跨接到限幅334、348的輸出端，這樣限幅器輸出端的數(shù)字值控制這些開關(guān)的動(dòng)作。
狀態(tài)是這樣進(jìn)行轉(zhuǎn)換的，對(duì)于Q相位限幅器334的輸出端的高邏輯電平，I＊信號(hào)從開關(guān)354輸出，和對(duì)于低邏輯電平，I信號(hào)從開關(guān)354輸出。相反，對(duì)于I相位限幅器346的輸出端的高邏輯電平，Q信號(hào)從型352輸出，和對(duì)于低電平信號(hào)，Q＊信號(hào)從開關(guān)352輸出。通過積分放大器356的輸入端所選擇的I和Q信號(hào)組合是不同的，以產(chǎn)生最小的誤差電壓。積分電路356的輸出控制44MHz振蕩器的頻率，使一個(gè)相關(guān)的載波加到乘法器328、340上，用于數(shù)據(jù)信號(hào)的解調(diào)。
利用乘法器328、340的同樣和正交相位的混頻實(shí)現(xiàn)的QPR信號(hào)的解調(diào)，可以參照下列方程予以解釋V(t)＝Mi(t)Sin(ωct)+Mq(t)Cos(ωct) (1)其中V(t)代表QPR信號(hào)的時(shí)間變化函數(shù);Sin(ωct)和Cos(ωct)分別為同相和正交的載波頻率，Mi(t)和Mq(t)是在那些各個(gè)載波上的部分響應(yīng)幅度調(diào)制。
如果V(t)由一個(gè)相關(guān)載波(載波之間沒有相角)Sin(ωct)相乘，則方程(1)變?yōu)閂(t)Sin(ωct)＝M1(t)Sin2(ωct)+Mq(t)[Sin(ωct)Cos(ωct)] (2)由于右邊第一項(xiàng)Sin(ωct)＝ 1/2 [1-Cos(2ωct)]，方程變?yōu)閂(t)Sin(ωct)＝Mi(t)＊ 1/2 [1-Cos(2ωct)
+Mq(t)＊ 1/2 Sin(2ωct) (3)其中， 1/2 Mi(t)代表對(duì)于I相位的部分響應(yīng)比特的已解調(diào)的幅度電平，而2ω頻率由低通濾波器去掉。
同樣，如果方程(1)乘載波的正交相位Cos(ωct)則方程變?yōu)閂(t)Cos(ωct)＝Mi(t)[Sin(ωct)Cos(ωct)]+Mq(t)Cos2(ωct) (4)利用三角的數(shù)等式Cos2(ωct)＝ 1/2 [1+Cos(2ωct)]公式(4)右手第二項(xiàng)變?yōu)閂(t)Cos(ωct)＝Mi(t)＊ 1/2 Sin(2ωct)+Mq(t)＊ 1/2 [1+Cos(2ωct)] (5)其中 1/2 Mq(t)代表對(duì)于Q相位部分響應(yīng)比特的已解調(diào)幅度電平，2ω頻率由低通濾波器濾掉。
由于I和Q相位的電平 1/2 Mi(t)和 1/2 Mq(t)分別是作為部分響應(yīng)信號(hào)編碼的，所以它們通過從這些電平中減去前面比特值來解碼。這是由通過電壓至電流變換器328、344的判決反饋來實(shí)現(xiàn)的，該變換器將來自鎖存器336、350的數(shù)字比特電平變換為代表前面的比特值的電流電平。而后，這個(gè)電流電平可以從 1/2 Mi(t)和 1/2 Mq(t)電平中減去(反相位相加)，從而產(chǎn)生代表當(dāng)前比特值的模擬電平。將當(dāng)前的比特值傳輸?shù)綖V波器332、346并由限幅器334、348從方程(3)和(5)中提取。當(dāng)前的比特值以數(shù)據(jù)時(shí)鐘頻率取代在鎖存器326、350中前面的比特值，并且對(duì)于數(shù)據(jù)流中的后續(xù)比特周期性的重復(fù)。
圖11是如圖10所示的解調(diào)電路的詳細(xì)電路圖。解調(diào)器電路包括對(duì)于QPR信號(hào)的I和Q相位的兩個(gè)基本相同的電路，這些電路包含執(zhí)行基本類似的功能的部件，這些部件的標(biāo)號(hào)由相差100的數(shù)字來表示。Q相位電路包括四象限積分電路乘法器402，它具有來自中放306的平衡輸入端IN+，IN-。到乘法器402的其它平衡輸入端是來自由電阻407、411、400和401組成的網(wǎng)絡(luò)。去耦電容404和409為高頻噪聲分量到地提供通路。在此基礎(chǔ)上，直流偏置被調(diào)制到科斯塔環(huán)載波恢復(fù)電路的90°輸出(正交相位)上。乘法電路402還有一個(gè)連接在增益輸入端G1、G2的增益控制電阻404。偏置電阻408連在編置輸入端與地之間，以提供用于啟動(dòng)該IC芯片的電路元件的偏置。四象限乘法器產(chǎn)生的平衡電流從端子(+0)和(-0)經(jīng)電阻448、454輸出到一對(duì)NPN晶體管450和456。與電阻420和422組合的晶體管450和456構(gòu)成電流至電壓放大器和形成射隨器狀態(tài)。晶體管450的發(fā)射極連到電阻452，電阻452又連到地。同樣，晶體管456具有射極電阻458，電阻458連在發(fā)射極與地之間。射隨器為電流組合節(jié)點(diǎn)提供高輸入阻抗，并且其輸出電壓與晶體管450、456基極上被放大的電壓成比例。
從射隨器的平衡輸出經(jīng)一對(duì)耦合電容460、462輸入到低通濾波器。該濾波器是平衡輸入平衡輸出，由電容464、472，電感466、468和電阻470、474構(gòu)成的貝賽爾函數(shù)型濾波器。濾波器通過低頻調(diào)制分量Mi(t)和Mq(t)，而濾掉諸如2ω頻率和較高次諧波的噪聲分量。濾波器的平衡輸出是信號(hào)Q和Q＊，該信號(hào)變?yōu)橐唤M輸入信號(hào)送到載波恢復(fù)電路。另外，這些模擬信號(hào)分別通過反相和非反相輸入端輸入到比較器476。比較器476作為限幅器工作，它具有連在其輸出端與正電壓+V之間的正偏電阻478。電容482用作為RF地線，以便去耦噪聲。比較器476取濾波器平衡輸出之間的幅度之差，取決于差的符號(hào)而產(chǎn)生+OV或+V的輸出。這樣就將比特解碼為數(shù)字邏輯電平信號(hào)，0比特狀態(tài)相應(yīng)于低邏輯電平+OV;1狀態(tài)相應(yīng)于邏輯高電平+V。這種數(shù)字信號(hào)是與歸納邏輯兼容的TTL信號(hào)，諸如D型雙穩(wěn)484，其輸入端在D端。來自限幅器476的數(shù)據(jù)比特以與QPR信號(hào)的比特速率相同數(shù)量級(jí)的一個(gè)時(shí)鐘速率鎖入鎖存器。如前文所述，任何當(dāng)前的數(shù)據(jù)(Q數(shù)據(jù))或其反相(Q＊數(shù)據(jù))都用于電路的其他部分以便去復(fù)用。
雙穩(wěn)484的Q數(shù)據(jù)輸出還反饋到電壓至電流放大器，該放大器通過從當(dāng)前的比特值減去前次比特值而產(chǎn)生判決反饋編碼。電壓至電流放大器包括鏡象NPN晶體管424和430，這些晶體管在其發(fā)射極與NPN晶體管436的集電極相耦合構(gòu)成電流源。晶體管436的基極包括通過電阻440、444、二極管438和可變電阻446到地的偏置。集電極至發(fā)射極電流可如此被控制，即將其發(fā)射極通過一個(gè)電阻442連接到一個(gè)負(fù)電源-V。對(duì)晶體管436的恒定偏置提供了一個(gè)可控制的電流源，該電流源的鏡象晶體管通過其發(fā)射極供電。晶體管424和430的集電極分別通過電阻422和420連到正電源++V。電容423對(duì)從電路進(jìn)入電源的噪聲去耦。電阻420與晶體管430的集電極的結(jié)點(diǎn)形成了在乘法器402的輸出端(+0)上的一個(gè)電流組合節(jié)點(diǎn)。同樣，電阻422與晶體管424的集電極的結(jié)點(diǎn)形成了在乘法器402的輸出端(-0)上的一個(gè)電流組合節(jié)點(diǎn)。晶體管424的基極偏置是連接在E電壓與地之間由電阻426與428組成的分壓器的結(jié)點(diǎn)的一個(gè)恒定電壓。晶體管430的偏置來自電阻432與434的結(jié)點(diǎn)，上述電阻連接在雙穩(wěn)484的Q數(shù)據(jù)輸出端與地之間。
從操作上講，對(duì)于來自雙穩(wěn)484的輸出端的一個(gè)低電平電壓，該電壓代表前一個(gè)比特的數(shù)字零，晶體管430截止，晶體管424導(dǎo)通。因此，在電阻422與442確定電平下，流過恒流源晶體管436的電流量是恒定的。然而，如果從雙穩(wěn)484的Q輸出的電壓電平是高TTL電平，則晶體管處于更多地導(dǎo)通狀態(tài)，流過恒流源晶體管436的恒定電流是由電阻420、422相串聯(lián)再與電阻443并聯(lián)組合來確定的。這一恒定電流對(duì)應(yīng)于Mi(t)直流電平的反相狀態(tài)電平。電壓至電流變換器將該邏輯電平(Q數(shù)據(jù))變換為相應(yīng)于輸入信號(hào)解調(diào)幅度電平的平衡電流電平。以這種方式，前次比特電平被從目前比特電平中減去，對(duì)部分響應(yīng)信號(hào)進(jìn)行了解碼，該部分響應(yīng)信號(hào)是原來出現(xiàn)在乘法器402的輸出端的信號(hào)。
判決反饋電流是取決于判決比特值是1或是零，將預(yù)定量的正電流或負(fù)電流與乘法器的電流輸出相組合來操作的。在圖12和13中，分別說明了I和Q信道的乘法器402、502的正(+0)輸出的這種操作。乘法器402、502的負(fù)(-0)輸出將具有所示波形的反向波形。波形A表示來自乘法器402、具有三個(gè)電平(1、0、-1)的三電平電流信號(hào)Mi(t)。具有兩個(gè)電平(+5，-5)的二進(jìn)制判決反饋波形B與波形A組合而產(chǎn)生波形C，波形C實(shí)質(zhì)上是在取樣時(shí)間上的兩電平信號(hào)。限幅器476用于變換模擬信號(hào)和其反向信號(hào)為一種數(shù)字邏輯電平信號(hào)，并從而去掉由于噪聲、不良調(diào)制，或其他差錯(cuò)在最終信號(hào)上的幅度變化。
I相位電路的操作與Q相位電路相類似，利用具有來自中頻放大器306的平衡輸入端1N+，1N-，和來自載波恢復(fù)電路的其他輸入端的乘法器。I相載波恢復(fù)信號(hào)在0°相位。電流至電壓放大器對(duì)于I相位是由NPN晶體管550與556來實(shí)現(xiàn)的，上述晶體管組成射隨器。平衡濾波器由電容564、572，電阻570、574，和電感566和568組成。對(duì)于I相位信號(hào)通路的限幅器是由具有正偏電阻578的運(yùn)放576實(shí)現(xiàn)的。限幅器576如上文所述是連到D型雙穩(wěn)584的D端，該雙穩(wěn)是由恢復(fù)的數(shù)據(jù)時(shí)鐘鎖定的。它的輸出同樣是I相位的數(shù)據(jù)或者該數(shù)據(jù)的反相I＊被送ASIC處理電路的復(fù)位端。類似的電壓至電流減法電路是由電流源晶體管536和鏡象開關(guān)晶體管524和530供電。
下面圖12更為詳細(xì)地解釋驅(qū)動(dòng)I和Q相位的解調(diào)器的載波恢復(fù)電路的操作。為了實(shí)現(xiàn)解調(diào)，正如上文已描述過的那樣，需要產(chǎn)生與信息載波相關(guān)的解調(diào)載波的相位，為了正交解調(diào)，需要載波的同相與正交相位。圖10的優(yōu)選實(shí)施例以有效的和有優(yōu)點(diǎn)的方式實(shí)現(xiàn)了這些功能，該實(shí)施例通過提供一種改進(jìn)的科斯塔環(huán)路載波恢復(fù)電路，這種電路是與QPR信號(hào)相位相關(guān)的。
載波恢復(fù)電路包括一對(duì)雙刀單擲固態(tài)模擬開關(guān)的變形，這個(gè)開關(guān)最好是集成電路600。來自限幅器476、576的數(shù)字輸出通過到該開關(guān)的A、B控制端的輸入用于對(duì)每個(gè)開關(guān)的控制狀態(tài)。來自平衡濾波器的Q與Q＊信號(hào)輸入到一個(gè)開關(guān)的x0、x1的端子，來自平衡濾波器的I和I＊信號(hào)輸入到另一開關(guān)的y0、y1端子。當(dāng)LA與B控制輸入為低電平，x0的輸入是來自X輸出端的輸出，而y0輸入是來自Y輸出端的輸入。當(dāng)施加一個(gè)高邏輯電平到A端時(shí)X輸出轉(zhuǎn)至x1輸入，和法施加一個(gè)高邏輯電平到B端時(shí)Y輸出轉(zhuǎn)至y1輸入。
這些開關(guān)的X、Y輸出端部分分別通過預(yù)濾波濾波器連接到運(yùn)放614的反相與非反相輸入端。X輸出端由電阻604與電容608濾波，而Y輸出端由電阻608和電容606濾波。運(yùn)放614作為積分器的組態(tài)并具有差分輸入。輸入網(wǎng)絡(luò)包括電阻610與電阻618，它們的結(jié)點(diǎn)連到非反相輸入端，對(duì)積分器的時(shí)間常數(shù)做出貢獻(xiàn)。反饋電路包括電容621和電阻624它們與電容622相并聯(lián)，并耦合在運(yùn)放614的輸出端與其反相輸入端之間。取決于在限幅器中這些比特的狀態(tài)，I和Q信號(hào)的不同組合對(duì)于確定它們之間是否存在任何相位誤差的相關(guān)性是不同的。如果存在差錯(cuò)，則積分器從電阻628產(chǎn)生一個(gè)控制電壓輸出。如果差別是正的，控制電壓是一種極性;如果差別是負(fù)的，控制電壓是另一種極性。
控制電壓輸入到一個(gè)變?nèi)荻O管630，該二極管的電容隨著施加的電壓而改變。變?nèi)荻O管630與包括電容632、634、638-642和電感636的電路確定由NPN晶體管650、652組成的壓控振蕩器的振蕩頻率。晶體管650的集電極通過電感644和并聯(lián)電阻668連接到電源+V和在其集電極到地和在其發(fā)射極通過電感654和串聯(lián)電阻656到地。用于晶體管650、652的直流偏置網(wǎng)絡(luò)包括連接在電源+V與地間的電阻644、646和648。
從電阻646與648的結(jié)點(diǎn)向晶體管650的基極提供編置電流，而從電阻644、646的結(jié)點(diǎn)向晶體管652的基極提供偏置電流。通過由電容658和662組成的電容網(wǎng)絡(luò)提供一個(gè)正反饋通路。一個(gè)來自發(fā)射極與電感654的反饋信號(hào)，通過電容658送到晶體管652的基極，并通過電容660送到晶體管650的基極。電感654、664和電容658、660、662連同上文提及的控制電路一起確定選擇作為44MHz中頻載波頻率的振蕩頻率。這個(gè)頻率可以通過加在變?nèi)荻O管630上的控制電壓略微地改變，去對(duì)用于解調(diào)的恢復(fù)載波的相位鎖相。
而后，相關(guān)的恢復(fù)載波通過電容670耦合到由電容672，電感674和電容676組成的匹配與諧波抑制濾波器。恢復(fù)載波信號(hào)而后在可變電容678與電感680的結(jié)點(diǎn)分路。電感使恢復(fù)載波信號(hào)輸出在電容676上及其輸出端上產(chǎn)生一個(gè)90°的滯后。這就提供了用于解調(diào)處理的同相與正交相位的相干的載波。正交相位的差可以通過可變電容678調(diào)整。
載波恢復(fù)電路的操作可以從用于控制積分器614的科斯塔誤差電壓Ve的方程中理解。實(shí)質(zhì)上可以將科斯塔誤差電壓Ve表示為Ve＝(SIGN(I)＊Q-[SIGN(Q)＊I] (6)應(yīng)當(dāng)注意到，方程6提供一個(gè)差電壓，基于四象限的解碼數(shù)據(jù)使本機(jī)振蕩器處于或向正確的方向(或正或負(fù))移動(dòng)。由于從每個(gè)解調(diào)器環(huán)路的每個(gè)限幅器輸出的數(shù)字電壓電平實(shí)質(zhì)上執(zhí)行SIGN函數(shù)，所以僅僅需要選擇對(duì)于該信息代替相位的已解碼比特的正確的模擬電壓電平。濾波器的平衡輸出為了產(chǎn)生方程6的右側(cè)的兩項(xiàng)，允許簡(jiǎn)單的轉(zhuǎn)換選擇。例如，如果對(duì)于I相位限幅器576的輸出是0電壓，即SIGN(I)＝(-)，則模擬電壓Q＊由開關(guān)600選取以區(qū)別積分器614中的值。如果對(duì)于I相位限幅器576的輸出是+V電壓，即SIGN(I)＝(+)，則模擬電壓Q由開關(guān)600選取，以區(qū)別積分器614的值。對(duì)于反相Q，情況也如此，其中對(duì)于限幅器476的輸出為0+V電壓，開關(guān)600分別選擇模擬電壓I＊、I，以區(qū)別積分器中的值。差電壓Ve的符號(hào)代表相位誤差的方向，而差電壓Ve的幅度代表相位誤差需要重新同步的量(當(dāng)誤差已經(jīng)減到接近于0)?？扑顾h(huán)將已解調(diào)載波同步到QPR信號(hào)載波上，應(yīng)注意，相位誤差將產(chǎn)生與正常電平(±1)不同的解調(diào)(模擬比特電平)。圖15表示對(duì)于解碼比特的正常電平輸出(各種狀態(tài))。這個(gè)點(diǎn)陣是以載波頻率ω旋轉(zhuǎn)的并產(chǎn)生正常電平要求的相對(duì)于所發(fā)送的載波無相位誤差的解調(diào)載波。對(duì)于一個(gè)相位的比特電平在幅度上的誤差還涉及反相位的比特電平的誤差，即如果I小，由于相位誤差，Q將成比例地大(見方程3和5)。通過取兩個(gè)電平間的差，可以計(jì)算出校正這種誤差的相位誤差和方向的量的表示值。例如，如果I等于+.8，Q等于1.2，則在第一象限正常狀態(tài)應(yīng)為(1.1)和SIGN(I)＊Q-SIGN Q＊I＝+.4，這表示解調(diào)載波滯后于QPR信號(hào)載波，它必須增加，直至誤差電壓+.4減小。
至此已經(jīng)表示和描述了本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，十分明顯本專業(yè)的技術(shù)人員可以做出各種改進(jìn)，但未脫離開后面所附的權(quán)利要求書所限定的本發(fā)明的精神與范圍。
權(quán)利要求
1.一種用于產(chǎn)生與Mi(t)＊sin(ω0t)+Mq(t)＊cos(ω0t)形式的正交部分響應(yīng)(QPR)信號(hào)的載波相關(guān)的同相和正交相位的解調(diào)載波的載波恢復(fù)電路，其中Mi(t)和Mq(t)是頻率為ω0t的同相和正交相位載波的部分響應(yīng)信息的編碼調(diào)制，上述載波恢復(fù)電路包括用于按照解調(diào)值與Mi(t)、Mq(t)信息信號(hào)的正常值之間的絕對(duì)差值，而產(chǎn)生一個(gè)誤差信號(hào)的裝置；用于響應(yīng)于一個(gè)控制信號(hào)而產(chǎn)生一個(gè)可變頻率的載波信號(hào)的裝置；用于產(chǎn)生一個(gè)控制信號(hào)的裝置，該控制信號(hào)改變上述所產(chǎn)生的信號(hào)的頻率為誤差最小的信號(hào)；用于將上述載波信號(hào)分路為一個(gè)同相通路和一個(gè)正交通路的裝置；和在上述正交通路中，用于將載波信號(hào)至少相移90°的裝置。
2.如權(quán)利要求1所述的載波恢復(fù)電路，其中上述誤差信號(hào)產(chǎn)生裝置包括用于產(chǎn)生代表信息信號(hào)Mi(t)和其反相信號(hào)＊Mi(t)的實(shí)際解調(diào)值的模擬信號(hào)的裝置;用于產(chǎn)生代表信息信號(hào)Mq(t)和其反相信號(hào)＊Mq(t)的實(shí)際解調(diào)值的模擬信號(hào)的裝置;依據(jù)信號(hào)Mq(t)的數(shù)字邏輯狀態(tài)，來選擇模擬信號(hào)Mi(t)或其反相信號(hào)＊Mi(t)的裝置;依據(jù)信號(hào)Mi(t)的數(shù)字邏輯狀態(tài)，來選擇模擬信號(hào)Mq(t)或其反相信號(hào)＊Mq(t)的裝置;用于從所選的各模擬信號(hào)的差值中產(chǎn)生上述誤差信號(hào)的裝置。
全文摘要
一種包括數(shù)字調(diào)制與解調(diào)方案的數(shù)字射頻通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)有效地利用了電纜電視系統(tǒng)的帶寬與信道分割，一個(gè)30個(gè)信道數(shù)字比特流被去復(fù)用為5個(gè)信道的6組。此后每組信道以正交部分響應(yīng)(QPR)方法調(diào)制一個(gè)載波。而后該QPR信號(hào)，即調(diào)幅雙邊帶載波抑制(AMDSBSC)信號(hào)通過電纜系統(tǒng)傳送到多個(gè)用戶，這些用戶都具有QPR解調(diào)器。這些解調(diào)器是具有改進(jìn)科斯塔環(huán)載波恢復(fù)電路的判決反饋型的。
文檔編號(hào)H04L25/497GK1081043SQ93105490
公開日1994年1月19日 申請(qǐng)日期1993年3月16日 優(yōu)先權(quán)日1992年3月16日
發(fā)明者L·蒙特勒伊 申請(qǐng)人:亞特蘭大科研公司