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      誤差跟蹤環(huán)路的制作方法

      文檔序號:7564669閱讀:243來源:國知局
      專利名稱:誤差跟蹤環(huán)路的制作方法
      技術領域
      本發(fā)明一般涉及作為選定射頻(RF)信號的調(diào)制而發(fā)送的數(shù)字信號的接收,并特別涉及用于降低所接收數(shù)字數(shù)據(jù)中的誤差的新型電路。
      很多用于接收以數(shù)字格式發(fā)送的數(shù)據(jù)的信號接收器,包括電視接收機,都在接收機前端采用一種雙轉換調(diào)諧器。這種接收器的第一本機振蕩器一般呈現(xiàn)出較高的相位噪聲電平,它與其他的相位噪聲源一起傾向于降低解調(diào)的數(shù)字數(shù)據(jù)的可檢測性(eyeopenings)。因此未補償?shù)南辔辉肼暤倪^大電平會造成不可接受的對解調(diào)數(shù)據(jù)的誤差率,特別是在打包較為緊密的數(shù)據(jù)的構型(constellation)的情況下更是如此。
      另外,解調(diào)數(shù)據(jù)會由于幅度誤差而退化,造成數(shù)據(jù)在帶有不希望的偏移和/或在不希望的增益的情況下得到恢復。這些與幅度有關的誤差還傾向于降低解調(diào)數(shù)據(jù)的可檢測性,而且,象在相位噪聲的情況下那樣,如果這些誤差得不到校正的話,就會造成不可接受的誤差率,特別是在緊密打包的數(shù)據(jù)構型的情況下。
      因此,本發(fā)明的一個基本目的,是提供一種用于校正解調(diào)數(shù)字數(shù)據(jù)信號的誤差的改進系統(tǒng)。
      本發(fā)明的一個更具體的目的,是提供一種改進的系統(tǒng),用于降低解調(diào)數(shù)字數(shù)據(jù)信號的由于相位噪聲而引起的誤差率。
      本發(fā)明的另一目的,是提供一種改進的系統(tǒng),用于降低解調(diào)數(shù)字數(shù)據(jù)信號中的幅度誤差。
      本發(fā)明的進一步的目的,是提供一種改進的系統(tǒng),用于迅速地跟蹤和校正解調(diào)數(shù)字數(shù)據(jù)信號中的誤差。
      本發(fā)明的再一個目的,是提供一種改進的系統(tǒng),用于校正解調(diào)數(shù)字數(shù)據(jù)信號與所接收信號的信/噪比(S/N)有關的誤差。
      本發(fā)明的這些和其他目的和優(yōu)點,通過以下結合附圖的描述,將變得更為明顯。在附圖中

      圖1顯示了用于解釋本發(fā)明的操作的兩種數(shù)據(jù)構型;
      圖2是矢量圖,顯示了在圖1的數(shù)據(jù)構型中的相位噪聲的影響;
      圖3是包含本發(fā)明的HDTV接收機的簡化方框圖;
      圖4是圖3所示誤差跟蹤電路的更詳細的方框圖;
      圖5是矢量圖,用于解釋圖4的誤差跟蹤電路的操作;
      圖6-9以示例的形式顯示了圖4的誤差跟蹤電路的各種LUT的內(nèi)容;且圖10和11是矢量圖,用于解釋圖4的誤差跟蹤電路的操作。
      在不對本發(fā)明的范圍構成任何限制的情況下,將利用一種數(shù)字電視信號發(fā)送系統(tǒng)來描述以下的最佳實施例。該系統(tǒng),例如,可被用于數(shù)字式地傳送一或多個NTSC信號或者一或多個HDTV信號,并且最好-雖然不是必需的-是如在這里被包含在參考文獻中的美國專利第5,087,975和5,181,112號中所公布的類型。
      在上述專利中公布的系統(tǒng),采用了殘留邊帶(VSB)形式的發(fā)送,其中數(shù)字數(shù)據(jù)在整個選定的RF信道上以多個多電平符號的形式得到發(fā)送。數(shù)據(jù)符號是以小的導頻器進行發(fā)送的,以有利于接收機中的載波恢復,并可能包括相對值為-2,0,+2和+4的四個電平。該發(fā)送得到格式化處理,以提供相繼的數(shù)據(jù)場,每一場包括多個數(shù)據(jù)段。每一數(shù)據(jù)場包括一個含有相對高低不平(rugged)的兩電平垂直基準信號的數(shù)據(jù)段,而且每一數(shù)據(jù)段包括四個相繼的兩電平符號,該兩電平符號包括一個相對高低不平的數(shù)據(jù)段同步字符。該垂直基準信號和數(shù)據(jù)段同步字符分別以NTSC垂直和水平速率出現(xiàn)。
      這種多電平數(shù)字數(shù)據(jù)是在接收器中作為抑制載波的同相位(I)分量而得到恢復的,而從發(fā)送的VSB形式產(chǎn)生的相關正交(Q)分量則一般被忽略。在圖1中顯示了解調(diào)數(shù)字數(shù)據(jù)信號的一種理想化構型的例子,它包括分別以相對數(shù)據(jù)電平-2,0,+2和+4與I軸相交的多個水平行2,4,6和8。假定數(shù)據(jù)是純隨機的,導頻器因而被設置在相對電平+1上,如虛線10所示。雖然包括四個數(shù)據(jù)電平的構型被認為在陸上廣播環(huán)境中是最優(yōu)的,但對于電纜發(fā)送則可以采用包括十六個數(shù)據(jù)電平的構型,如圖1中的十六個水平行所示的。應該理解的是,雖然圖1的十六電平構型提供了兩倍于四電平的構型的數(shù)據(jù)速率,但對它的打包更緊密,因而在數(shù)據(jù)恢復中更容易受到誤差的影響。與構型的規(guī)模無關,歸因于發(fā)送的VSB形式,各個數(shù)據(jù)電平的特征在于Q值的連續(xù)范圍,這些Q值是I數(shù)據(jù)電平變化的時間速率的直接函數(shù)。
      存在著兩種類型的誤差可能會影響接收機精確恢復由圖1的構型所代表的數(shù)據(jù)的能力,即由于幅度噪聲而產(chǎn)生的誤差和由于相位噪聲而產(chǎn)生的誤差。幅度噪聲引起的誤差造成每一水平數(shù)據(jù)電平行沿Q方向均勻地變得模糊,而相位噪聲引起的誤差造成每一數(shù)據(jù)電平行的模糊性隨著Q的增大而增大。因此,相位噪聲在解調(diào)的信號中引入隨著Q值的增大而直接增大的誤差。相位噪聲對解調(diào)信號的影響被顯示在圖2的部分構型中。假定一個解調(diào)數(shù)據(jù)符號由分別具有I分量I1和Q分量Q1的矢量V1表示。如果與數(shù)據(jù)電平I2相對應的矢量V2被發(fā)送,則矢量V1與正確的矢量V2相差一個角度T,該角度T代表了表征解調(diào)信號的相位噪聲??梢钥闯觯瑢τ谙嗤康南辔辉肼?,即由角度T代表的相位噪聲,與正確的數(shù)據(jù)電平I2的差別隨著Q而線性增大,因而在I軸的兩側定義了一條三角形相位噪聲包絡線E.因此,由角度T代表的相位噪聲量將使正確的矢量V4被解調(diào)成矢量V3和使正確的矢量V6被解調(diào)成矢量V5.可以理解到,對于負的Q值和對應于相反方向角度的相位噪聲,類似的一些誤差將會在解調(diào)數(shù)據(jù)中產(chǎn)生。
      進一步參見圖2,可以理解到,解調(diào)矢量V1的校正隨著構型的打包密度的增大而變得更為重要,且該校正要求將矢量逆時針轉動角度T而到達矢量V2的位置。解調(diào)矢量V3和V5,可以以類似的方式,通過將矢量逆時針地轉動角度T而分別到達矢量V4和V6的位置,而得到校正。因此,例如,校正的矢量V2可以從解調(diào)矢量V1利用以下三角等式計算出來I2=I1cosT-Q1sinTQ2=I1sinT+Q1cosT圖3中一般地顯示了包括用于實現(xiàn)上述校正的電路的接收器。發(fā)送信號由一個調(diào)諧器12所接收,后者可包括一個雙轉換調(diào)諧器,其第一本機振蕩器級將一個較大量的相位噪聲引入到被接收的信號之中。調(diào)諧器12的輸出被加到一個IF放大器和同步檢測器14上,后者產(chǎn)生出數(shù)據(jù)信號的解調(diào)I和Q分量。在發(fā)送信號中采用導頻器10有利于載波信號在IF放大器和同步檢測器14中的快速恢復。在根據(jù)恢復的載波解調(diào)接收信號后,恢復出數(shù)據(jù)段同步字符,后者又使得能夠?qū)?shù)據(jù)時鐘和垂直基準信號進行快速恢復。該同步檢測器本身能夠跟蹤約在1至2KHz之間的相位噪聲,這對于某些形式的發(fā)送信號可以是足夠的,但當在一個緊密打包的構型中采用較多數(shù)目的數(shù)據(jù)電平時,例如圖1所示的十六電平構成的,它是不夠的。
      解調(diào)數(shù)據(jù)信號的Ⅰ分量由一個信道均衡器16處理,并隨后被耦合到一個誤差跟蹤環(huán)路電路18。如下面所要詳細描述的,電路18跟蹤相位噪聲,以根據(jù)上述三角公式,通過適當?shù)剞D動數(shù)據(jù)矢量來校正解調(diào)數(shù)據(jù)中的誤差。最后,校正的解調(diào)數(shù)據(jù)信號被從電路18加到一個用于對相應的數(shù)據(jù)狀態(tài)進行轉換的限制器20。
      圖4中更詳細地顯示了相位噪聲跟蹤環(huán)路電路18。解調(diào)數(shù)據(jù)信號的I分量被從IF放大器和同步檢測器14加到一個增益調(diào)節(jié)乘法器22,后者的輸出通過一個延遲電路24和一個偏移調(diào)節(jié)加法器26而被加到一個復式乘法器28的一個輸入端。在所述的實施例中,均衡器16不處理解調(diào)數(shù)據(jù)信號的Q分量,以最大限度地降低成本。因此,均衡器的I分量被加到一個希伯特變換濾波器30,后者的輸出與數(shù)據(jù)信號的相應Q分量近似,該輸出隨后被加到復式乘法器28的一個第二輸入端上。該希爾伯特變換濾波器可包括例如一個8位48管腳FIR濾波器。延遲電路24被設置在解調(diào)數(shù)據(jù)信號的I分量的路徑上,以與由希爾伯特變換濾波器30引入的Q分量的延遲相匹配。可以理解的是,如果需要,來自同步檢測器14的Q分量可以由均衡器16進行處理,如虛線所表示的,在此情況下,可以不需要延遲電路24和希爾伯特變換濾波器30。復式乘法器28根據(jù)前述三角公式,對所加的I和Q分量進行校正,以提供校正的10位輸出分量I’和Q’。
      用于控制乘法器28的相位噪聲角度,在一個判定反饋環(huán)路中導出,該判定反饋環(huán)路對所施加的數(shù)據(jù)矢量進行遞增調(diào)節(jié)直至它們沿著適當?shù)姆较虻玫搅俗銐虻霓D動,以補償解調(diào)信號中的相位噪聲誤差。就解調(diào)的構型來說,這具有把圖2的發(fā)散相位噪聲包絡線E收斂成圖1的水平行的作用。
      進一步參見圖4,乘法器28的10位Q’輸出被一個查尋表(LUT)32映射成相應的4位值,從而把數(shù)據(jù)構型的Q軸有效地分割成16個區(qū)域,這16個區(qū)域最好如圖5所示地相對于I軸對稱。乘法器28的10位I’輸出被LUT34映射成表示I’分量的符號(即正或負)的一個1位信號和表示I’和最接收的有效I數(shù)據(jù)電平之差的一個7位值。對于高于在最接收有效I數(shù)據(jù)電平的I’值,提供正差值,而對于低于最接近有效I數(shù)據(jù)電平的I’值,提供負差值。
      LUT34提供的差值的幅度,根據(jù)由如圖6的曲線圖所示的本發(fā)明的另一個方面來導出。圖6表示包括LUT34的內(nèi)容的五個存儲頁A-E,它們被有選擇地用于控制判定反饋環(huán)路的增益。對各個頁A-E,響應于I’和最接近有效I數(shù)據(jù)電平之差導出了一個加權因子W(其范圍在零-Wmax之間),且導出的該加權因子W隨著該差值的增大而增大。未加權的差△I’被乘以的加權因子W,以提供一個7位的加權差輸出值△I’w。由于代表存儲頁的曲線的斜率從而A至頁E逐漸增大,用于一給定的未加權△I’的加權因子W也相應地從頁A至頁E增大。其結果,加權輸出差△I’w也從頁A至頁E增大,如下面所要解釋的,這對判定反饋環(huán)路的增益(即響應時間)的控制有影響。
      LUT34的前四頁A-D是在表征接收信號的信/噪比的基礎上加以選擇的。因此,對于小于預定閾值的信/噪比,頁A得到選擇,從而使輸出的加權差△I’w對所有的輸入值都是零且不進行校正。當接收信號的信/噪比增大到該閾值以上時,存儲頁B、C或D得到選擇,以提供相應增大的增益電平。最后,在與響應于一個垂直頁選擇信號的垂直基準信號相重合的時期間里,選擇頁E以提供最高的增益電平。其結果,在每一數(shù)據(jù)場的垂直基準信號期間,將實現(xiàn)非常迅速的校正,而在該場的其余部分中校正的速率是表征接收信號的信/噪比的函數(shù)。特別地,校正速率對于低信/噪比電平將被降低,而對于高信/噪比電平將得到提高。
      LUT34的存儲頁A-D的選擇,由一個信/噪比估計器36控制。信/噪比估計器36響應于一個垂直基準選通信號,以對LUT32和34的輸出進行平方,從而提供對表征相對高低不平的2電平垂直基準信號的噪聲的功率的估計。該噪聲功率估計在一個累加器38中被積累起來,該累加器38在每一垂直基準信號的開始時得到復位,以提供對表征該垂直基準信號的信/噪比的估計,從而提供對接收數(shù)據(jù)信號的估計。該信/噪比估計隨后由一個控制邏輯電路40量化成一個兩位控制信號,以加到LUT34上。那些低于預定閾值的信/噪比估計值被量化成用于選擇LUT34的存儲頁A的控制信號00,而那些高于該閾值的值被量化成分別用于選擇頁B、C和D的控制信號01、10和11。
      經(jīng)過映射的LUT32的4位輸出和經(jīng)過映射的LUT34和7位輸出,被加到一個相位誤差LUT42。相位誤差LUT42,響應于來自LUT32和34的輸入,產(chǎn)生出一個輸出,該輸出代表將被加到復式乘法器28上的解調(diào)數(shù)據(jù)矢量I、Q上的轉動的方向和遞增量,以校正表征該信號的相位噪聲。因此,如果來自LUT34的差值代表一個正值(例如圖5中的矢量A和B),則如果Q是正的(矢量A),轉動方向就是順時針的,如果Q是負的(矢量B),則轉動方向就是逆時針的。另一方面,如果來自LUT34的差值是負的(矢量C和D),則如果Q是正的(矢量D),轉動方向是逆時針的,而如果Q是負的(矢量C),轉動方向便是順時針的。以類似的方式,可以看出矢量J和L的轉動是逆時針的而矢量K和M的轉動是順時針的。
      由LUT42的輸出表示的增量轉動的量可以是一個固定的較小值,或者最好是可以隨著Q和△I’的值的增大而從一個較小值增大的值。對較大的那些△I’w值采用較大的遞增轉動值,對于更迅速地校正與較大的△I’w值有關的較大幅度的相位誤差應當是有利的。對較大的Q值采用較大的增量轉動值,對于對有關的誤差更可能是由于相位噪聲而不是幅度噪聲引起這一情況進行補償,應當是有利的。
      圖7的示意圖表更詳細地描述了LUT42的操作。該圖表顯示了對于LUT32和34的不同輸出而加到輸入矢量I、Q上的增量轉動的量和方向。該圖表中具有正號的一個值,表示轉動是順時針方向的;而具有負號的一個值,則表示轉動是逆時針方向的。因此,如果LUT32和34的輸出具有相同的符號,則轉動是沿著順時針方向的;如果它們的符號是不同的,則轉動是沿著逆時針方向的。對于低于選定閾值的所有Q值,增量轉動的量為零,且對于高于△I’w的一個選定閾值,該增量轉動量隨著Q值的增大而增大。這是合乎需要的,因為如上面所述的,給定量的誤差是由于相位噪聲引起的可能性隨著Q而增大。可以看到,對于高于前述閾值的輸入,增量轉動的量隨著△I’w的值的增大而增大。與LUT34的多頁存儲器相配合,這使得能夠?qū)ε卸ǚ答伃h(huán)路的相位誤差校正速率進行有選擇的控制。即,在垂直基準信號期間且對于較高的信/噪比,通過LUT42提供較大量的增量轉動,以在這種狀態(tài)下增大相位誤差校正的速率。
      LUT42的輸出通過一個PLL濾波器44而被加到一個累加器46上。累加器46在每一數(shù)據(jù)場開始時由一個從由檢測器14恢復的垂直基準信號導出的復位信號復位,它對LUT42的濾波輸出進行累積,以提供一個表示解調(diào)矢量I、Q的相角誤差的輸出。該相角誤差由一個LUT48轉換成相應的正弦和余弦值,這些值隨后被加到乘法器28以把輸入矢量轉向正確的輸出矢量。因此可以理解到,判定反饋環(huán)路響應于垂直基準信號而得到周期性的操作,在開始時把輸入矢量迅速地轉動到一個確定的校正位置,隨后通過以較低的速率跟蹤接收信號中的相位噪聲變化,從而降低表征接收信號的相位噪聲。
      如前面所解釋的,以小的Q值為特征的解調(diào)數(shù)據(jù)很少呈現(xiàn)由于相位噪聲引起的誤差。因此,在這種數(shù)據(jù)中的任何明顯的誤差最可能是由于不希望的幅度變化-諸如偏移誤差和增益誤差-而引起的。因此,根據(jù)本發(fā)明的另一方面,LUT32和34的Q和△I’w輸出分別被加到偏移誤差和增益誤差LUT50和52上。增益誤差LUT52還接收LUT34的表示I’的符號的單位輸出。一般地說,LUT50和52為小的Q值產(chǎn)生出相應的輸出誤差值,以對于不希望的偏移或增益電平對解調(diào)數(shù)據(jù)進行補償。這些誤差值在各個數(shù)據(jù)場期間被累積在相應的累加器54和56中,這些累加器也在各個數(shù)據(jù)場開始時由一個復位信號進行復位。累加器54通過一個限制器和控制單元58而將累積的偏移誤差信號加到加法器26,以適當調(diào)節(jié)解調(diào)數(shù)據(jù)信號的偏移;而累加器56通過一個限制器和控制單元60而將累積的增益誤差信號加到乘法器22上,以適當調(diào)節(jié)解調(diào)數(shù)據(jù)信號的I分量的增益。
      在圖8和9的示意圖表中,更詳細地描述了LUT50和52的操作。圖8的圖表表示LUT50,該LUT50得到編程,以對解調(diào)數(shù)據(jù)信號中的幅度偏移誤差進行補償。參見圖10,這種誤差可由其各自的有效值均向上偏移了相應的量Y的矢量A和M的組合來表示,或由其有效電平均向下偏移相應的量Y的矢量J和D的組合來表示。正的偏移(例如矢量A和M)造成來自LUT34的正的△I’w值,而后者又提供了來自LUT50的負偏移誤差信號。其結果,累加器54產(chǎn)生的偏移誤差信號被減小,從而降低了解調(diào)數(shù)據(jù)的偏移,以提供校正的矢量A’和M’。負的偏移(例如矢量J和D)導致來自LUT34的負的△I’w值,后者又提供了來自LUT50的正的偏移誤差信號。由累加器54產(chǎn)生的偏移誤差信號因而被增大,以增大解調(diào)數(shù)據(jù)的偏移,從而提供校正的矢量J’和D’。在兩種情況下都可以觀測到,偏移調(diào)節(jié)對于其中解調(diào)數(shù)據(jù)中的幅度誤差占有優(yōu)勢的小Q值具有高得多的靈敏度。如前所述,調(diào)節(jié)器還隨著△I’w的增大而以可控的速率增大。
      圖9A和9B的圖表代表LUT52,并得到了編程,以對解調(diào)數(shù)據(jù)信號中的幅度增益誤差進行補償。圖9A和圖9B的圖表是從LUT34的符號位(代表I’值的正或負值)選擇的,其中圖9A的表是為I’的正值選擇的,而圖9B的圖表是為I’的負值選擇的。參見圖11,這種誤差可由矢量A和D的組合(過度的增益)或矢量J和M的組合(不足的增益)之一來表示。在過度增益的例子中,矢量A產(chǎn)生一個來自LUT34的△I’w的正值,從而從圖9A的圖表中讀出一個負的增益誤差值(I’為正)。這將有效地降低向乘法器22的控制輸入,從而降低矢量A的幅度,以提供校正后的矢量A’。另一方面,矢量D產(chǎn)生一個來自LUT34的△I’的負值,因為采用了圖9B的表(I’為負),這也提供了一個來自LUT52的負的誤差值。因此,向乘法器22的控制輸入再次被降低,以減小矢量D的幅度,從而提供校正后的矢量D’。在增益不足的情況下,至乘法器22的控制輸入將被增大(例如對矢量J和M),以增大加到解調(diào)數(shù)據(jù)信號上的增益,從而提供校正后的矢量J’和M’。如在偏移調(diào)節(jié)的情況下那樣,可以看到,對于其中解調(diào)數(shù)據(jù)中的幅度誤差占有優(yōu)勢的小的Q值,該增益調(diào)節(jié)更為靈敏。在所選定的閾值以上,對于給定的Q值,增益調(diào)節(jié)的改變速率不隨△I’w而改變。
      另外,如在相位誤差校正環(huán)路的情況下那樣,可以注意到,偏移和增益誤差調(diào)節(jié)環(huán)路在每一數(shù)據(jù)場的開始處得到復位,以響應于所接收的基準信號來對相應的調(diào)節(jié)進行快速初始更新,并隨后以一個較慢的速率對在接收的解調(diào)數(shù)據(jù)中的誤差進行跟蹤,該較慢的速率最好與接收信號的信/噪比有關。
      如上所述,解調(diào)數(shù)據(jù)的構型可以具有不同的數(shù)目的數(shù)據(jù)電平,諸如四和十六個。由于LUT32和34的內(nèi)容取決于所用的構型,所以向各個LUT提供了構型選擇輸入,以便利用各個存儲器的適當編程部分。另外,在某些情況下,可能希望在檢測器14的I輸出信道中采用線性梳狀濾波器,以降低某些類型的干擾。采用這種線性梳狀濾波器在構型中引入了額外的電平,這些電平可通過利用構型選擇輸入來容納,以選擇各個存儲器的適當編程部分。
      本領域的技術人員應該理解的是,在不脫離本發(fā)明的范圍和精神實質(zhì)的前提下,對本發(fā)明的所述實施例的眾多改變是顯而易見的。本發(fā)明只由所附權利要求書所限定。
      權利要求
      1.一種用于接收機的誤差跟蹤環(huán)路電路(18),該接收機適于接收具有一個同相數(shù)據(jù)分量和一個相關正交分量的復合數(shù)據(jù)信號,且其中所述接收機包括一個用于恢復來自所述接收信號的所述同相數(shù)據(jù)分量的檢測器(14),其特征在于所述環(huán)路電路(18)對所述接收信號中的誤差進行校正并包括一個用于從所述被恢復的同相分量近似所述正交分量的濾波器(30)和一個誤差校正器(22,26,28),該誤差校正器(22,26,28)響應于包括所述被恢復的同相數(shù)據(jù)分量和所述近似正交分量的信號(10)以用于對所述接收信號的一個選定特性進行誤差校正。
      2.根據(jù)權利要求1的誤差跟蹤環(huán)路電路,其特征在于所述濾波器包括一個近似希爾伯特變換濾波器(30)。
      3.根據(jù)權利要求1或2的誤差跟蹤環(huán)路電路,其特征在于所述誤差校正器(22,26,28)包括一個第一信號修正電路(28),該第一信號修正電路(28)用于調(diào)節(jié)包括所述被恢復的同相分量和近似正交分量的信號的相位。
      4.根據(jù)權利要求3的誤差跟蹤環(huán)路電路,其特征在于所述第一信號修正電路(28)以取決于所述近似正交分量的值的速率來調(diào)節(jié)包括所述被恢復的同相分量和近似正交分量的信號的相位。
      5.根據(jù)權利要求3或4的誤差跟蹤環(huán)路電路,其特征在于一個用于估計所述接收信號的信/噪比的噪聲估計器(36)且其中所述第一信號修正電路(28)響應于所述估計器(36)以便以取決于所述接收信號的信/噪比的速率來調(diào)節(jié)所述接收信號的相位。
      6.根據(jù)權利要求1至5中的任何一項的誤差跟蹤環(huán)路電路,其特征在于所述誤差校正器(22,26,28)包括一個第二信號修正電路(22,26),該第二信號修正電路(22,26)用于調(diào)節(jié)所述接收信號的被恢復的同相分量的與幅度相關的特性。
      7.根據(jù)權利要求6的誤差跟蹤環(huán)路電路,其特征在于一個用于估計所述接收信號的信/噪比的噪聲估計器(36)且其中所述第二信號修正電路(22,26)響應于所述估計器(36)以便以取決于所述估計信/噪比的速率來對所述被恢復的同相分量的與幅度相關的特性進行調(diào)節(jié)。
      8.根據(jù)權利要求6或7的誤差跟蹤環(huán)路電路,其特征在于所述第二信 號修正電路(22,26)是可這樣運行的,即按所述近似正交分量的值的一個反函數(shù)來調(diào)節(jié)與幅度相關的特性。
      9.根據(jù)權利要求6、7或8的誤差跟蹤環(huán)路電路,其特征在于所述第二信號修正電路(22,26)包括一個乘法器(22),該乘法器(22)用于調(diào)節(jié)所述接收信號的被恢復的同相分量的增益。
      10.根據(jù)權利要求6、7、8或9的誤差跟蹤環(huán)路電路,其特征在于所述第二信號修正電路(22,26)包括一個加法器(26),該加法器(26)用于調(diào)節(jié)所述接收信號的被恢復的同相分量的偏移。
      11.根據(jù)前述任何一項權利要求的誤差跟蹤環(huán)路電路,其特征在于所述接收信號包括多個相繼數(shù)據(jù)場,每一數(shù)據(jù)場都包括一個能夠比相應的數(shù)據(jù)場的其余部分更可靠地得到恢復的基準信號,且所述誤差校正器(22,26,28)響應于所述基準信號以便以一個第一較快速率對所述選定特性進行誤差校正。
      12.根據(jù)權利要求11的誤差跟蹤環(huán)路電路,其特征在于所述誤差校正器(22,26,28)響應于每一所述數(shù)據(jù)場的所述其余部分,以便以一個低于所述第一速率且取決于所述接收信號的信/噪比的速率對所述選定特性進行誤差校正。
      13.根據(jù)權利要求12的誤差跟蹤環(huán)路電路,其特征在于還包括一個信/噪比估計器(36),該估計器(36)響應于所述基準信號并用于為每一所述數(shù)據(jù)場估計所述接收信號的信/噪比。
      全文摘要
      用于接收機的誤差跟蹤環(huán)路電路(18),該接收機適于接收復合數(shù)據(jù)信號且包括用于從接收信號(14)恢復同相數(shù)據(jù)分量的同步檢測器,所述環(huán)路電路(18)包括一個用于從所恢復的同相數(shù)據(jù)分量估計相關的正交分量的希爾伯特變換濾波器(30),該所恢復的同相數(shù)據(jù)分量包括周期出現(xiàn)的基準信號。一個判定反饋環(huán)路(22,26,28)能夠響應于接收信號而周期地操作,以便以第一較快速率對接收信號的選定特性進行初始誤差校正,并隨后以低于該第一速率和取決于接收信號的估計信/噪比的一個速率對該選定特性進行誤差校正。
      文檔編號H04N7/26GK1102043SQ94190049
      公開日1995年4月26日 申請日期1994年1月11日 優(yōu)先權日1993年2月8日
      發(fā)明者霍維茨·P·托馬斯, 李·B·羅納德, 克里什納莫西·高普蘭 申請人:齊尼思電子公司
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