專利名稱：分集合成電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明所屬領(lǐng)域為對來自分開的天線的電磁信號進行合成，以便消除同頻道干擾并減小頻率選擇性衰落。
背景技術(shù)：
在說明書中，運用下列標號引用下列參考文件(1)D.C.Cox，“通用數(shù)字便攜式無線電信”IEEE Proceeding，第五卷，第4號，第436，477頁，1987年4月。
(2)R.C.Bernbardr，“同頻道干擾環(huán)境中便攜式無線電系統(tǒng)的用戶接入”，IEEE Journal on Selected Areas in Communications，第七卷，第1號，第49-58頁，1989年1月。
(3)P.B.Wong和D.C.Cox，“低復(fù)雜度同頻道干擾的消除和用于高容量PCS的宏觀分集”,Conf.Record IEEEICC‘95,Seattle,WA，第852-857頁，1995年6月18-22日。
(4)TR-INS-001313，“無線接入通信系統(tǒng)(WACS)的0.1版本的一般標準’’Bellcore,Issue 1,1993年10月；修訂本1,1994年1月。
(5)D.C.Cox,“什么是無線個人通信”,IEEE Personal CommunicationMagazine第20-35頁，1995年4月。
(6)D.E.Thomas和P.R.Moorby,Verilog硬件描述語言，第2版，Boston:Kluwer Academic Pub.,1995。
(7)E.Sternheim等人，用Verilog HDL進行數(shù)字設(shè)計和合成，San Jose,CA:Automata Pub,Co.,1993。
(8)J.C.-J Chuang和N.R.Sollenberger,“用組合符號定時、頻率偏置估計和分集選擇進行猝發(fā)段相干解調(diào)”，IEEE Transactions on Communications，第39卷，第7號，第1157-64頁，1991年7月。
(9)J.C.-I.Chuang和N.R.Sollenberger，“便攜式無線電通信的健全頻率和定時估計猝發(fā)相干檢測，Conf.Record IEEE GLOBECOM‘88,Hollywood,FL，第804-9頁，1998年11月28日-12月1日。
(10)J.C.-I Chuang，“時延擴展對數(shù)字調(diào)制便攜無線電通信信道的影響”，IEEE Journal on Selected Areas in Communicatims,sac-5卷，第5號，第879-889頁，1997年6月。
發(fā)明概述本發(fā)明是一種用于在接收機(25)中組合兩個電磁信號(11/12)的方法和裝置。采用兩根分開的天線(10、20)。耦連到接收機(25)是兩根天線，第一天線(10)接收所述第一信號(11)，而第二天線(20)接收所述第二信號(21)。耦連到天線(10、20)的至少一根上的電路(12)，它改變在所述天線(10或20)處接收到的信號(11或21)的增益和相位。限制從預(yù)選離散增益的有限集和預(yù)選離散相位的有限集選出增益和相位。


參照附圖，在下列說明中，充分揭示了本發(fā)明的這些和其它詳細和特定目的及特性，其中圖1是示出運用接收天線10、20的本發(fā)明的微觀分集合成的方框圖。
圖2示出用于分集合成的一組復(fù)合加權(quán)A的例子。由六邊形標記表示用于粗搜索的復(fù)合加權(quán)A，而由陰影矩形標記表示用于細搜索的具體例子的復(fù)合加權(quán)A。
圖3是示出信號s、S和S’的時間關(guān)系的三張圖。S1采樣期間延后于S’45°。s和S’同相，而且可以相長疊加。
圖4是示出在接收機25中的本發(fā)明的分集合成的處理流程圖。對于本發(fā)明，包括在實線方框中的功能單元是唯一的。
圖5是示出用于本發(fā)明的一級、二級和后備(相對較低速)相位恢復(fù)狀態(tài)的數(shù)據(jù)通路電路系統(tǒng)的功能方框圖(虛線方框所含各部分)。
圖6是示出用于搜索信號合成及相應(yīng)最佳符號定時的最佳復(fù)合加權(quán)A的并行(相對較高速)數(shù)據(jù)通路電路系統(tǒng)的功能方框圖。
圖7是一個PACS TDMA幀周期的相位恢復(fù)29和搜索狀態(tài)6的定時安排以及它們的相應(yīng)時鐘頻率。假設(shè)在第一時隙T1(陰影區(qū))中接收數(shù)據(jù)。
圖8是示出在有限干擾環(huán)境中模擬平均歸一化信號質(zhì)量(y)對SIR的兩條曲線。
圖9是示出對于設(shè)置在統(tǒng)計最差區(qū)域中的兩根接收天線10、20的硬件計算機模擬結(jié)果的三條曲線。加入基于信道功率測量的宏觀分集。Cs、n和σ分別是8、4和10dB。注意，’x’、’*‘和’o’點是單從信號載波計算所得的模擬結(jié)果。通過在硬件模擬中進行SQ測量獲得連續(xù)曲線。
圖10是示出在有限干擾環(huán)境中，模擬平均估計信號質(zhì)量SQ對SIR的兩條曲線。在SQ軸上的值取決于具體硬件實施。
圖11是示出對于設(shè)置在統(tǒng)計最差區(qū)域中的兩根接收天線10、20的硬件計算機模擬結(jié)果的三條曲線。加入基于信道概率測量的宏觀分集。Cs、n和σ分別是8、4和10dB。注意，’x’、’*‘和’o’點是單從信號載波計算所得的模擬結(jié)果。由硬件通過SQ獲得連續(xù)曲線。
圖12A和12B是用于研究運用選擇分集和分集合成減小頻率選擇性衰落的有效性的兩個功率延遲輪廓圖。DS表示延遲擴展。T是在信道脈沖之間的時間間隔。Pi是在時間iT響應(yīng)信道脈沖的復(fù)合高斯隨機過程的方差。
較佳實施例的詳細描述1．前言圖1示出運用本發(fā)明的接收機25的基本操作。把分開的天線10、20耦連到接收機25。由空間、極化和方向圖劃分的某種組合使天線10、20分開。天線10接收第一信號11。信號11是所需信號S和一個或多個干擾信號I1、I2等的某種組合。同樣，由天線20接收到的信號21是所需信號s和一個或多個干擾信號i1、i2等的某種組合。把增益和/或衰減電路12插入兩個分支61、62中的至少一個分支。電路12把復(fù)合加權(quán)A引入電路。A具有增益分量(k)和相位分量(θ)。在合成器15中組合兩個分支61、62以形成組合信號22。
在給定帶寬的高容量個人通信系統(tǒng)(PCS)中，同頻道干擾(CCI)限制系統(tǒng)容量(參考文件1、2)。通常，由于遮蔽現(xiàn)象，由一個同頻道干擾信號支配CCI，該信號具有接收信號功率的對數(shù)正態(tài)分布局部平均值。本發(fā)明所述的兩根天線10、20分集合成(圖1)能夠消除這種支配干擾，并使信號干擾比(SIR)較傳統(tǒng)兩根天線選擇分集(參考文件3)時提高至少3.8dB。SIR提高3.8dB與無線TDMA/FDMA系統(tǒng)容量增加到1.5相對應(yīng)。通過把復(fù)合加權(quán)(在參考文件1中的A)限制為從下列式1選出的值，可以獲得這種系統(tǒng)提高，其中k=3,Aθ=18°(參考文件3)|A|=2n,n=-k,……,k-1或者=2n+2n+1,n=-k,……,k-2θA=m*Δθ,m{Z|0°≤m*Δθ＜360°}(式1)其中，k是正整數(shù)，而Z是所有整數(shù)的集合?？梢赃\用|A|和θA的其它值，選擇得少會使性能降低，選擇得多則性能提高。
本發(fā)明運用復(fù)雜度低的方法和電路結(jié)構(gòu)進行分集合成，無線電通信鏈路無需任何訓(xùn)練序列或者參考信號。這里運用美國低層PCS標準PACS(參考文件4、5)以說明本發(fā)明。然而，用類似的合成方法可以提高任何頻率再使用系統(tǒng)(例如，PCS系統(tǒng))的性能。用Verilog硬件描述語言(參考文件6、7)已證實這里所述的方法和電路結(jié)構(gòu)。硬件模擬結(jié)果示出假設(shè)限制A滿足式1(其中，k=2,Δθ=45°)，則從最佳解下降小于半個dB。如上所述，|A|和Δθ增量小，下降少，而增量大，則下降大。
當(dāng)前，當(dāng)在無線電信道中的歸一化延遲擴展大約為0.16(參考文件8)時，PACS運用選擇分集，無自適應(yīng)均衡，具有大約為2.4％的平均既約WER(字差錯率)。當(dāng)歸一化延遲擴展是0.3時(它與在5.2μs的符號周期的1.6μs的延遲擴展相對應(yīng))，無自適應(yīng)均衡但運用在本專利申請中所述的方法和電路結(jié)構(gòu)的分集合成可以產(chǎn)生相同的平均既約WER。這可以使無線電通信范圍延伸到PACS可以工作的范圍之外。
通過自動增益控制、6位模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器2加上數(shù)字電路來實現(xiàn)信號合成方法，稍微增加兩個線性接收機25的信號處理復(fù)雜度，就可實現(xiàn)這種系統(tǒng)改進。若如上所述用|A|和Δθ的小增量改進性能，則模擬-數(shù)字變換器2中需要較多位。
在式1中給定的限制下，下面我們在第2節(jié)描述最佳方法。第3節(jié)介紹與實現(xiàn)兩根天線10、20分集合成及它們的電路結(jié)構(gòu)相關(guān)的一些問題。在第4節(jié)中提供對于消除CCI和減小頻率選擇性衰落的硬件模擬結(jié)果。
2．搜索方法在本節(jié)中，我們描述用于尋找分集合成用的最佳復(fù)合加權(quán)A的一個簡單而十分有效的方法，比起在參考文件(3)中所述的窮舉搜索，該方法所需計算較少。在搜索最佳復(fù)合加權(quán)A的過程中，無線電通信鏈路不需要任何訓(xùn)練序列或參考信號。
隨著式1中分別使增益和相位量化遞增到k=2和Aθ=45°，分集合成結(jié)果落在采用增益和相位(參考文件3)的連續(xù)值的最佳合成的幾十分之一dB的范圍內(nèi)。圖2以水平軸為相位，垂直軸為幅度，示出的量化復(fù)合加權(quán)A的全集合。為了便于實現(xiàn)電路12，選擇加權(quán)A的這個代表集合的幅度和相位。找到用于分集合成的最佳復(fù)合加權(quán)A的一種方法是窮舉搜索。計算上較保守過程是以圖2中的陰影六邊形點所示粗略步驟通路加權(quán)A。對于每幅度和相位步驟，對于幅度和相位的每一步驟，為組合信號22計算信號質(zhì)量(SQ)24?？蓪⑿盘栙|(zhì)量定義為在一個猝發(fā)段中眼圖的平均開度，而且是衡量在最佳符號定時內(nèi)信號-減損比的較好尺度。參考文件(8)描述這個SQ測量。然后，逐步通過在給出最佳SQ的六邊形復(fù)合加權(quán)A周圍的復(fù)合加權(quán)A，以搜索提供較佳SQ的加權(quán)。
雖然SQ和SIR(信號干擾比)作為測量信號質(zhì)量的尺度的例子用于直接說明，但應(yīng)理解可以運用任何一種信號-減損比表示?！皽p損”包括(但并不局限于)噪聲、同頻道干擾和符號間干擾。
對于由在圖2中的陰影所表示的例子，如果幅度和相位分別等于1和90°的復(fù)合加權(quán)A(圖b2表示)給出對陰影六邊形點進行粗略搜索的最大SQ，那么搜索其周圍由陰影矩形點所示的權(quán)A，以找到最佳SQ。于是，用于分集合成的所需復(fù)合加權(quán)A是已搜索的復(fù)合加權(quán)ASQ最佳的那個復(fù)合加權(quán)。把搜索分成較粗搜索和較細搜索的這種方法以局部最大值減少終結(jié)搜索的概率而不是全局最大值，不需要搜索所有權(quán)A。在節(jié)4.2中示出這種搜索方法比窮舉搜索劣化小。然而，這種方法只搜索20個復(fù)合加權(quán)A，而不是所有56個復(fù)合加權(quán)A。
3電路實現(xiàn)和結(jié)構(gòu)設(shè)計在該示例實施例中所述的電路結(jié)構(gòu)，以用于PACS(參考文件4)電話聽筒接收機25。基站接收機25可以運用相同的技術(shù)來獲得對于分集合成的可比改進。在基站接收機25中需要更多的電路并行性和復(fù)雜性，以處理需要接收的所有8個數(shù)據(jù)猝發(fā)段。接收機25可以并入發(fā)射機，以形成收發(fā)機。一組同樣的收發(fā)機處于地理上的不同位置，從而它們可以運用射頻互相進行通信。當(dāng)收發(fā)機的發(fā)射機部分和接收機25部分在相同的頻率下進行工作時，發(fā)射機和接收機25可用同樣的電路和方法。例如，發(fā)射機運用由接收機25在搜索步驟6中確定的相位的共軛值，通過兩根天線10、20進行發(fā)送。這對有限噪聲的收發(fā)機是一種有效的策略，但是在有限同頻道干擾的所有情況下并不是最佳的。
本說明書的大多數(shù)描述了結(jié)合接收機25運用的電路和方法。這些技術(shù)適用于與其它無線電鏈路結(jié)構(gòu)一起使用的接收機，而且對于熟悉該技術(shù)領(lǐng)域的人員來說，其變更是顯而易見的。
3.1在兩個分支61、62上的非對稱采樣速率一種調(diào)節(jié)用于在數(shù)字電路25中分集組合的兩個接收信號11、21之間的相位差的方法是信號11、21過采樣對，然后相對于其它分支(62或61)一分支(61或62)的一組樣本。為了在來自兩個接收分支61、62的樣本之間引入45°的最小相位差(樣本之間不內(nèi)插)，需要以8倍于中頻(IF)的速率對來自一個分支(61或62)的接收到的信號進行采樣。如在較早的PACS實施(參考文件8)中那樣，可以4倍于IF的速率對來自其它分支(62或61)的接收到的信號進行采樣。運用4倍于IF的速率提供用于猝發(fā)相干解調(diào)的一種方便的方法，而無需要求任何訓(xùn)練序列(參考文件8)。兩個分支61、62運用可調(diào)延遲單元7的分支61、62之間的相移在-90°和+90°之間。通過對來自分支(61或62)之一的接收信號11、21采樣求反，可以獲得所需相移的另一半(從+90°到270°)。圖3通過相對于其它分支(62后61)的信號樣本S，延遲一個分支(61或62)的信號樣本s1個采樣，示出-45°相移。
通過在不同過采樣速率下對分支61、62進行采樣，可以產(chǎn)生相位調(diào)節(jié)的其它增量Δθ。較大的過采樣可以產(chǎn)生較小的Δθ增量，而較低的過采樣導(dǎo)致較大的增量。
圖5示出本發(fā)明的實施例，其中每個分支61、62具有它自己的增益衰減電路12，包括時延單元7(諸如，一連串鎖存器)和增益/衰減單元39，諸如分級寄存器。
在PACS實現(xiàn)中用到的IF是符號頻率(SF)的4倍。因此，由用于分集合成的采樣延遲引入的最大相對延遲只是符號周期的16分之一。即，由本發(fā)明的分集合成的處理引入的最大歸一化延遲擴展只是平坦衰落無線電傳播信道的．031。后面，在節(jié)4.2中示出這種符號間干擾使全系統(tǒng)性能劣化微小。對于頻率選擇性衰落信道，實際上由本發(fā)明的分集合成減小總的符號間干擾，即使合成處理引入平坦衰落信道的小延遲擴展。
3.2系統(tǒng)概述圖4示出在接收機25中的處理流程的概況。在這個小節(jié)中描述各個塊的功能性。在下面各小節(jié)中示出包括在實線方框中的功能單元的電路結(jié)構(gòu)設(shè)計。參考文件(4)討論包括在虛線方框中的其它功能單元的設(shè)計和性能，不包括處理信號質(zhì)量比較單元3，它是僅要求兩個數(shù)字相減的一般電路。
首先由前端射頻電路1處理來自兩根天線10、20的接收信號，以進行放大并把它們轉(zhuǎn)換成中頻并除去相鄰信道信號。然后，由模擬-數(shù)字變換器2過采樣和量化信號。由合成器15組合來自兩個接收分支61、62的量化信號，而且在一級相位恢復(fù)(PPR)電路31中恢復(fù)載波的相位。PPR電路31運用在前一個接收到的猝發(fā)段中找到或運用的復(fù)合加權(quán)A和符號定時。前面的復(fù)合加權(quán)和符號定時不是開始可獲得的。開始在PPR單元31中運用隨機復(fù)合加權(quán)A和符號定時。在執(zhí)行運用隨機復(fù)合加權(quán)A和符號定時的PPR之后，電路31可能啟動搜索狀態(tài)6，以找到用于初始數(shù)據(jù)組的最佳復(fù)合加權(quán)A和符號定時。
然后，在比較器3中，把經(jīng)恢復(fù)的相位的信號質(zhì)量(SQ)與預(yù)先規(guī)定的SQ門限(SQ*)相比較。選擇SQ*以提供可接受的字差錯率。如果SQ大于SQ*，那么由解調(diào)器4相干解調(diào)經(jīng)恢復(fù)的相位。否則，驅(qū)動搜索狀態(tài)(SS)6。在相干解調(diào)4之后，在5校驗經(jīng)恢復(fù)的位是否有差錯，并看同頻道色標是否正確(參考文件3)。如果通過這兩項校驗，那么把經(jīng)恢復(fù)的隨機猝發(fā)段轉(zhuǎn)移到輸出端9。否則，驅(qū)動SS6。
搜索狀態(tài)6運用在節(jié)2中所述的方法，以搜索信號合成用的最佳復(fù)合加權(quán)A。在SS6中還找到與最佳復(fù)合加權(quán)A相對應(yīng)的符號定時以及對這些權(quán)A的求反。對于在分集合成處理中用到的不同復(fù)合加權(quán)A，符號定時可以是不同的。二級相位恢復(fù)(SPR)電路32運用由SS6提供的最佳復(fù)合加權(quán)A和符號定時，以組合接收到的信號11、21并恢復(fù)其載波相位。然后，在43處相干解調(diào)經(jīng)恢復(fù)的相位。如果按照差錯校驗?zāi)K51的檢測，經(jīng)恢復(fù)的數(shù)據(jù)猝發(fā)段包含任何差錯，那么在8宣布字出差，并丟棄經(jīng)恢復(fù)的猝發(fā)段。如果沒有檢測出任何差錯，那么由模塊52檢測色標。如果色標與所需的相匹配，那么把經(jīng)恢復(fù)的數(shù)據(jù)猝發(fā)段轉(zhuǎn)移到輸出端9。否則，驅(qū)動后備相位恢復(fù)(BPR)電路33。沒有差錯但色標校驗不通過的數(shù)據(jù)猝發(fā)段很有可能是來自支配干擾(在圖1中的I或i)，表示已增強它，但是由分集合成減小所需的信號(S或s)。運用對信號合成用的最佳復(fù)合加權(quán)A求反，可以部分刪除這種支配干擾并使所需信號(S、s)相長疊加。BPR電路33運用最佳復(fù)合加權(quán)A的求反和相應(yīng)的最佳符號定時以恢復(fù)相位。然后，由解調(diào)器44相干解調(diào)經(jīng)恢復(fù)的相位，并由模塊53校驗其差錯和色標。如果兩種校驗均通過，那么把數(shù)據(jù)猝發(fā)段轉(zhuǎn)移到輸出端9。否則，在8處，丟棄接收到的數(shù)據(jù)猝發(fā)段。
3.3主組件已用Verilog硬件描述語言證實在圖中所示的所有位數(shù)和在節(jié)3中所述的結(jié)構(gòu)。
3.3.1信號合成和數(shù)字自動增益控制為了保持用于分集合成的幅度消息，不能運用在原始PACS接收機25中用到的硬件限制器和4位信號均衡。我們已進行Monte Carlo模擬以研究量化噪聲對系統(tǒng)性能的影響。信號量化采用5位，當(dāng)使用良好的自動增益控制和線性放大器時，分集合成的系統(tǒng)性能大約降低0.3dB。為了放松對優(yōu)良AGC的要求，可以運用信號量化用的一個額外位。運用6位信號量化和圖2所示的復(fù)合加權(quán)A組，用7位3-2加法器15、7位全加器15和一些延遲單元(鎖存器)7，可以對來自兩個接收分支61、62的接收信號進行組合。如前所述，用增加的或減小的降低進行合成將分別導(dǎo)致信號量化位較多或較少。
在信號合成之后，當(dāng)主要用兩個接收信號11、21來增加所需信號功率時，組合信號的幅度會較大，或者當(dāng)主要用兩個接收信號11、21來消除支配干擾時，該幅度會較小。發(fā)生哪個情況取決于在兩個分支中的信號S、s和干擾I、i的相對相位和幅度。因此，在信號合成之后我們需要“數(shù)字AGC”，從而可由相同數(shù)量的位來表示兩種情況，同時通過攜帶零引導(dǎo)位避免浪費硬件資源。
正交分量和同相分量之比確定接收到信號22的相位。如果在信號合成之后兩個分量的引導(dǎo)位是零，那么我們可以用兩個寄存器把兩個值的位向左移，直至一個或兩個值的最高有效位是1。于是，可以把兩個分量縮短成兩個5位值。我們把這種方法叫做靈巧舍位(圖5中的模塊14)。實際上，它等同于“數(shù)字AGC”。運用靈巧舍位，對于每個分量，我們都可以把9位值舍為5位值，而不會在載波恢復(fù)相位中有重大損失，而且可以顯著減小用于相位查詢表的存儲器的規(guī)模(減小到24之一)。
雖然用QPSK調(diào)制來說明本發(fā)明的操作，但必須理解任何類型的調(diào)制(包括模擬調(diào)制)都可以使用。當(dāng)運用模擬調(diào)制時，仍然使用A/D變換器2。
3.3.2解碼電路圖5示出用于一級、二級和后備相位恢復(fù)狀態(tài)(分別為PPR31、SPR32、和BPR33)的主要數(shù)據(jù)通路電路單元29。由開關(guān)35(1)在6.144MHz(8*IF)下對來自一個分支的接收信號進行采樣，然后由A/D變換器2(1)把它量化成6比特/采樣。由開關(guān)35(2)在3.072MHz(4*IF)的低速下對來自其它分支62的接收信號進行采樣，然后由A/D變換器2(2)把它量化成相同的比特精度。作為替代，如現(xiàn)有技術(shù)中所熟知，結(jié)合采樣和保持電路，相同的A/D變換器2可用于兩個分支61、62。把接收到的量化樣本存儲在三個存儲塊中，每個存儲塊有744個字節(jié)，分別稱為X0-RAM 40、X1-RAM 41和Y-RAM 42。744個字節(jié)=6比特*16個采樣/符號+(60+2)符號/8比特。因為在接收到的猝發(fā)段之間的符號定時中可能存在變動，所以把額外的2個符號存儲用作后備。較高采樣速率的樣本在X0-RAM 40和X1-RAM 41之間進行交錯。這三個存儲塊40、41、42中存儲的樣本用于SS6、SPR32和BPR33等狀態(tài)。PPR狀態(tài)31運用直接來自兩個模擬-數(shù)字變換器2的輸出端的樣本。由于免去存儲器40、41、42，節(jié)約功率，這是較理想的。
由于向相位恢復(fù)狀態(tài)提供最佳符號定時，所以這個數(shù)據(jù)通路電路系統(tǒng)29只計算一個8位相位值/符號。這與在參考文件(8)中的設(shè)計有所不同，其中各接收猝發(fā)段尋找最佳符號定時，因而相位恢復(fù)電路需要對每個符號計算16個8位相位值。
在參考文件(8)中描述在I和Q分量發(fā)生器13、相位恢復(fù)電路30和頻率偏置估算器16中進行的處理。對于這個QPSK實施例，頻率偏置估算器16評估信號質(zhì)量，取相關(guān)并防止接收機25和發(fā)射機中振蕩器頻率失配。在前面的小節(jié)中，已描述了在信號合成器15和靈巧舍位模塊14中實現(xiàn)的過程。在本說明書中，沒有詳細說明在虛線方框29外的功能單元，并就后面將要描述的全系統(tǒng)級模擬，用浮點計算，以C計算機語言對它們進行編碼。
3.3.3搜索電路圖6示出用于搜索分集合成的最佳復(fù)合加權(quán)A并找到與最佳復(fù)合加權(quán)A和它的求反相對應(yīng)的最佳符號定時的數(shù)據(jù)通路電路單元6。在圖6中所示的搜索電路6包括三個主要并行電路塊。如果時間不是主要的，可以運用一個塊或兩個并行塊。如果時間較重要，那么可以運用更多的并行塊。在電路復(fù)雜性和時間之間折衷。作為替代，如果以更快的速率發(fā)生時鐘信號，那么可用一個塊來滿足上述時間限制，這對于熟悉該技術(shù)領(lǐng)域的人員而言是顯而易見的。
存儲塊40、41、42與圖5中所示的相同。如前所述，除了流水線式處理程度較高，而且經(jīng)恢復(fù)的相位是6位值而不是8位值處，信號合成器和相位恢復(fù)塊23基本上與在解碼電路中所用的相同。由于模塊24的SQ和符號定時測量只需要經(jīng)恢復(fù)的相位的6位最低有效位，所以導(dǎo)致在呈現(xiàn)的相位值中減少2位。在參考文件(8)中詳細描述SQ和符號定時測量24的方法和電路結(jié)構(gòu)。如上所述，SQ只是信號-減損比的一個例子。于是，在一般情況下，電路24是信號-減損比和符號定時測量電路。
搜索電路6運用在節(jié)2中描述的方法，搜索最佳復(fù)合加權(quán)A。在粗略的搜索(由圖2中的陰影六邊形點所示)過程中，只訪問Y-RAM 42和X-RAM 40/41之一。在訪問每一存儲器時，電路24對3個不同的復(fù)合加權(quán)A測量3個SQ和符號定時ST。把這三個SQ和ST饋送到信號質(zhì)量比較器3中，比較三個SQ，選出最高的SQ并把所述最高SQ送到最大SQ寄存器17和加法器18。比較器3號把與最高SQ對應(yīng)的ST送到ST寄存器19。
在粗略搜索進行的全部四次存儲器訪問之后，精細搜索(由圖2中對具體情況所示的陰影矩形點表示)再一次訪問在粗略搜索中用到的X-RAM 40、41和Y-RAM 42。之后，精細搜索兩次訪問其它X-RAM 41/40和Y-RAM 42。即，搜索電路只需運作7次，以搜索20個不同的復(fù)合加權(quán)A，找出用于信號合成的所需加權(quán)集。把來自這個搜索電路6的所有信號質(zhì)量比較結(jié)果送到確定所需復(fù)合加權(quán)A(該權(quán)給出最高SQ)的控制電路單元(未圖示)，注意，在粗略搜索中用到的復(fù)合加權(quán)A常與用于任何接收猝發(fā)段的相同，但是在精細搜索中用到的復(fù)合加權(quán)可能與用于各個猝發(fā)段的不同。
與最佳復(fù)合加權(quán)相對應(yīng)的最佳符號定時是存儲在符號定時(ST)寄存器19中的最終值。當(dāng)尋找BPR狀態(tài)33所需的用于最佳復(fù)合加權(quán)求反的最佳符號定時時，只驅(qū)動三分之一搜索電路。把寄存器19的內(nèi)容輸出到RAM40、41和42。該信息命令RAM 40、41、42何時向合成器15提供它們的輸出。
3.4猝發(fā)段解調(diào)實時安排圖7示出PACS無線電通信下行鏈路的一個TDMA幀周期。在圖7中運用下列主要術(shù)語
PPR-一級相位恢復(fù)31 IF-中頻(768KHZ)SPR-二級相位恢復(fù)SF-符號頻率(192KHz)BPR-后備相位恢復(fù)ST-符號定時SS-搜索狀態(tài)6DCW-所需復(fù)合加權(quán)AX-信號質(zhì)量比較3、相干解調(diào)4、差錯和色標校驗5Y1-相干解調(diào)43、差錯和色標校驗51、52Y2-相干解調(diào)44、差錯和色標校驗53把2.5ms的一個幀周期(即，400Hz的幀速率)分成8個猝發(fā)段。選擇處理定時，以保證在接收到所需猝發(fā)段的第一采樣之后的一個幀周期內(nèi)，對分集合成后的接收信號進行解碼，同時，使電路中用的最大時鐘頻率保持6.144MHz(8*IF)的最大速率。與原始PACS選擇分集接收機相比，語音的發(fā)送延遲增加大約2ms。(通過運用較高時鐘頻率可以減小這種延遲，它將增加功率消耗)。
把一個幀周期分成不同相位恢復(fù)搜索狀態(tài)。如圖7所示，除二級32和后備33相位恢復(fù)狀態(tài)運用相同的時鐘頻率之外，各狀態(tài)運用不同的時鐘頻率。對于3Hz的衰落速率(它等于幀速率的3/4％，或者更小)，在絕大部分時間內(nèi)，電路只驅(qū)動一級相位恢復(fù)(PPR)狀態(tài)31。由于在PPR狀態(tài)31中，只計算一個相位值/符號，所以大多數(shù)數(shù)據(jù)通路單元在符號頻率(192KHz)的時鐘頻率下運作?？刂齐娐穯卧ǔＴ?倍于中頻(8*IF=6.144MHz)的速率下(即，在兩個分支之一的最大采樣頻率下)運作。
在PPR狀態(tài)31和搜索狀態(tài)6之間，而且在其它相位恢復(fù)狀態(tài)(標記為Y1和Y2)之后，有一個標記為X的猝發(fā)段周期。保留這些時間周期以用于相干解調(diào)4、43、44、差錯校驗5、51、53和色標校驗5、52、53。這些功能塊是常見的，因而在本說明書中不作詳細討論。參考文件(4)中有這些內(nèi)容。
為了保存能量，僅在如果存在解碼差錯或色標校驗5不通過，PPR狀態(tài)31中測得的信號質(zhì)量(SQ)低于預(yù)定SQ門限(SQ*)時，才驅(qū)動在8*IF=6.144MHz下運作的搜索狀態(tài)6。搜索狀態(tài)6運用在節(jié)2中所述的搜索方法，及其相應(yīng)的二級相位恢復(fù)(SPR)狀態(tài)32(它在IF下運作)分集合成用的符號定時，找到最佳復(fù)合加權(quán)A。
只有SPR狀態(tài)32中色標校驗52不通過時，移動電話手機的接收機25才運用IF的時鐘頻率驅(qū)動后備相位恢復(fù)(BPR)狀態(tài)33。BPR狀態(tài)33運用在搜索狀態(tài)6中找到的最佳復(fù)合加權(quán)A的求反和SPR狀態(tài)32之后找到的相應(yīng)符號定時(如圖7所示)，以進行信號合成和相位恢復(fù)。BPR狀態(tài)33的符號定時運用SS電路6的三分之一，如在前面的小節(jié)中所述。
4硬件模擬和結(jié)果本節(jié)描述模擬過程和為我們的計算機模擬進行的無線電信道模型的建立，而且提供一些系統(tǒng)估算結(jié)果。對于同頻道干擾為主和符號間干擾(ISI)為主的兩種情況，進行模擬。
4.1模擬過程在相應(yīng)的小節(jié)中，討論有限同頻道干擾和ISI情況下的無線電信道。本小節(jié)中，我們描述為兩種情況所共有的模擬過程。
用上文已討論的相應(yīng)定時安排、時鐘頻率和計算用的數(shù)量有限的計算位，以Verilog硬件描述語言對最佳復(fù)合加權(quán)A的相位恢復(fù)級29和搜索6進行編碼。運用浮點計算，以C計算機語言，對在系統(tǒng)模擬中所需的其他功能單元進行編碼。
模擬中不包括加性白高斯噪聲(AWGN)。由于在信號量化和整數(shù)硬件計算(如圖5和6所示)使用的有限數(shù)量二進制位，我們模擬中的噪聲僅是量化噪聲。
模擬中，假設(shè)為準靜態(tài)信道。即，假設(shè)信道在一個猝發(fā)段始終恒定。下面列出在計算機計算中用到的其它條件·對每個基站和各個猝發(fā)段隨機獨立發(fā)送數(shù)據(jù)?！げ罘志幋a和Gray編碼的π/4 QPSK調(diào)制(參考文件4)?！ば纬蓾L降因數(shù)為0.5的Nyquist上升余弦譜(參考文件4)?！し栔芷谥芯鶆蚍植嫉姆柖〞r(不局限于符號中的16個采樣點)?！ぁ?1％符號速率(與在2GHz射頻下的10.6ppm相對應(yīng))的均勻分布頻率偏移?！そ邮諜C中帶AGC的線性放大器?！?位信號量化。·帶有2-2的相位環(huán)增益和2-6的頻率環(huán)增益的二階鎖相環(huán)(參考文件9)。4.2同頻干擾消除在對同頻道干擾消除的計算機模擬中用到下列條件以及在前面的小節(jié)中所述的條件·8個信道組(Cs=8)。
·方形區(qū)。
·只限于第一層同頻道基站25。
·在基站25中隨機異步發(fā)送次數(shù)。
·設(shè)置在統(tǒng)計最差區(qū)域中的手機25。
·接收信號統(tǒng)計是對數(shù)正態(tài)和瑞利(Rayleigh)分布的。
·d-n傳播中路徑損耗指數(shù)為4(n=4)。
·對數(shù)正態(tài)衰落的標準偏差為10dB(σ=10dB)。
參考文件(3)包括對于模擬過程和這些條件的詳細描述。
在我們把硬件模擬得出的結(jié)果與在參考文件(3)中得出的計算機模擬結(jié)果相比較之前，我們需要把平均SQ測量與在有限干擾環(huán)境中的SIR相聯(lián)系。為了做到這一點，我們首先生成獨立對數(shù)正態(tài)和Rayleigh統(tǒng)計的8個隨機頻信道干擾信號載波。然后，生成并適當(dāng)定標所需信號載波，以產(chǎn)生要求的SIR。然后，把隨機數(shù)據(jù)流加到這些載波上。每個接收到的猝發(fā)段都具有不同的載波和數(shù)據(jù)流組。然后，運用Verilog模擬，在沒有分集的相位恢復(fù)電路的輸出測量猝發(fā)段的SQ。在圖8中示出平均歸一化SQ(參考文件8)(對20個猝發(fā)段和40個猝發(fā)段求平均)與SIR的關(guān)系。
圖8示出平均歸一化SQ在SIR大于6dB的區(qū)域中SQ測量只用20個猝發(fā)段就相當(dāng)好地會聚。這包括我們最關(guān)心的從8dB到20dB的區(qū)域。低于8dB，差錯率太高以致不能使用，而高于20dB，差錯率實際上變?yōu)榱?。該圖與在參考文件(8)中提供的圖5十分類似。特別是，當(dāng)SIR和SNR大于15dB時，這兩個圖幾乎相同。兩個圖之間的差別主要歸因于計算機模擬中引入不同減損在參考文件(8)中用到的AWGN，而圖8中所示的結(jié)果采用同頻道干擾。
對于在模擬處理中的下一個步驟，產(chǎn)生與基于功率測量的宏觀選擇分集有關(guān)的1483獨立猝發(fā)段。除了這里用在式1中的k=2和Δθ=45°，來代替在參考文件(3)中的k=3和Δθ=18°外，這與在參考文件(3)中的圖4中所示的相同。根據(jù)參考文件(3)中所述的信號載體和硬件模擬中的SQ測量，在單根天線、選擇分集和合成分集的情況下，分別對這些1483個猝發(fā)段計算SIR。運用用于40猝發(fā)段情況的如圖8所示的曲線和在數(shù)據(jù)點之間的線性內(nèi)插，把測得的SQ變換為SIR。在圖9中示出SIR的模擬累積分布。連續(xù)曲線來自在硬件模擬中的SQ測量，而離散數(shù)據(jù)點來自信號載體波(SC)計算。
SQ測量結(jié)果與在單根天線和選擇分集情況下，對8dB和20dB之間的SIR(即，感興趣的區(qū)域)的SC計算結(jié)果非常一致。少許差別是由于變換的不定性(SQ到SIR變換為平均過程)和變換的不精確性(運用在數(shù)據(jù)點之間的線性內(nèi)插)引起的。對于SIR的相同范圍，當(dāng)與SC計算結(jié)果相比較時，由于下列原因使得本發(fā)明的分集合成受到的劣化小(降低小于0.5dB)·通過使接收到的采樣偏移以獲得用于信號合成的所需相位，把ISI引入硬件模擬?！ぴ赟C計算中沒有頻偏，因此Δθ=45°是很精確的。由于在硬件模擬中的頻偏，使得Δθ不準確地等于45°。·在SC計算中用到窮舉搜索，它能保證找到最佳解。在硬件模擬中運用在節(jié)2中所述的搜索方法。
在所有三種情況下，對小于6dB及大于20dB的區(qū)域，基于SQ測量的硬件模擬結(jié)果和SC計算結(jié)果之間越來越不一致。這是因為SQ在高和低SIR處飽和，而且諸如量化噪聲的等各種影響在低SIR處變得十分顯著。
由于在頻偏估算期間硬件也估算SQ，所以我們用由硬件運用位精度較低估算的SQ來替代用一浮點計算從相位恢復(fù)的輸出測得的SQ，重復(fù)這些相同研究。在圖10中示出硬件估算的平均SQ與SIR的關(guān)系。在SQ軸上的值取決于具體硬件實施。運用由變換用的硬件估算的SQ，圖11示出SIR的模擬累積分布。該圖還示出在給定的量化復(fù)合加權(quán)限制下，硬件模擬中，分集合成從最佳解降低小(小于0.5dB)。
對8dB和20dB之間的SIR，在單根天線和選擇分集的情況下，圖9和圖11與在參考文件(3)中的圖4一致。對于這種SIR區(qū)域，當(dāng)與參考文件(3)給出的結(jié)果相比時，本發(fā)明的分集合成降低小于(0.5+0.3)dB。由于在硬件模擬中運用在式1中的k=2和Δθ=45°，而不是在參考文件(3)中運用的k=3和Δθ=18°，導(dǎo)致另外降低0.3dB。預(yù)計對參考文件(3)中所述的其它情況的SIR改進將經(jīng)受相同量的降低。因此，比起傳統(tǒng)的兩根天線選擇分集(參考文件(3))，本發(fā)明的分集合成向無線通信系統(tǒng)提供至少3dB的SIR改進。
表1概括了在這些1483個獨立接收到的猝發(fā)段的硬件模擬中的差錯統(tǒng)計。平均WER定義為包含至少一位差錯的猝發(fā)段數(shù)與經(jīng)模擬的全部猝發(fā)段數(shù)之比。單根天線和選擇分集的平均WER分別是17.6％和9.1％。在這些高WER中，可靠的話音通信是不可能的。注意，選擇分集的WER不能用單根天線的WER的平方近似表示。這是因為由于對數(shù)正態(tài)衰落，在兩根天線上接收到的信號之間相關(guān)，即使天線之間Rayleigh衰落是獨立的。至于分集合成平均，WER是4.9％，對于可靠話音通信，它在一定程度上是可接受的。運用基于功率和信號質(zhì)量測量的信道接入過程，可以提高系統(tǒng)性能達7.4dB(參考文件3)。這種附加SIR改進使得在這些條件下運用本發(fā)明的分集合成時，可靠話音通信變得可行

表1對1483個接收到的猝發(fā)段得出硬件計算模擬結(jié)果。把手機25設(shè)置在統(tǒng)計最差區(qū)域。加入基于信道功率測量的宏觀分集。Cs、n和σ分別是8、4和10dB。
表1還示出兩根天線選擇分集使沒有任何分集的單根天線情況下?lián)p失的猝發(fā)段48.3％得到恢復(fù)。本發(fā)明的兩根天線分集合成使兩根天線選擇分集中另外損失的猝發(fā)段的45.9％得到恢復(fù)。
4.3頻率選擇衰落緩解本節(jié)描述對抗延遲擴展(頻率選擇性衰落)中，分集合成和選擇分集的有效性的研究。這些延遲擴展的模擬中不包括同頻道干擾。把兩個功率延遲輪廓(雙射線和截斷瑞利分布)用于這些研究中，而且分別在圖12A和12B中示出。在圖12A中，T=2DS，其中DS是延遲擴展。在圖12B中，在時刻iT處的信道脈沖響應(yīng)是方差為Pi的零平均值復(fù)高斯隨機過程。
Pi=(i/4)e-i2/32T2=(DS)2/4.7表2概括對于單根天線、選擇分集和本發(fā)明的分集合成的平均既約WER的硬件模擬結(jié)果。除了在表2中列出的0.1％和0.3％外，所有WER包括多于50個累積模擬猝發(fā)段差錯。即使對于數(shù)量有限的累積差錯(WER為0.1％和0.3％)，WER可能小于1％。把歸一化延遲擴展定義為延遲擴展(DS)與符號周期之比。WERsingle、WERselection和WERcombining分別是單根天線、選擇分集和本發(fā)明的分集合成的平均既約字差錯率。
當(dāng)d=0.2時，在各個情況下(單根、選擇和合成)，兩個功率延遲輪廓的WER大致相同。由于當(dāng)歸一化延遲擴展小時，系統(tǒng)性能不易受功率延遲輪廓的形狀的影響(參考文件10)，所以這是合情合理的。d=0.2的單根天線和選擇分集的WER與在參考文件(8)中提供的值十分一致，該文件給出了d高達0.25的WER。

表2對d=0.2、0.4的圖12A的雙射線功率延遲輪廓以及d=0.2、0.3和0.4的圖12B的截斷瑞利分布功率延遲輪廓的模擬平均既約WER。所有WER(除了小于1％的兩種情況之外)包括多于50個累積猝發(fā)段差錯。
本發(fā)明的分集合成所得圖12B的截斷瑞利分布功率延遲輪廓的系統(tǒng)性能比圖12A的雙射線功率延遲輪廓的差。這是預(yù)期的結(jié)果，因為用兩根天線10、20，所以預(yù)計只可抑制或最優(yōu)化一條無線電路徑。在截斷瑞利分布功率延遲輪廓模型中d=0.3時，分集合成具有2.4％的平均既約WER，它仍然可以提供相當(dāng)好的話音通信。當(dāng)d=0.3時，在雙射線功率延遲輪廓模型中，預(yù)計分集合成的WER較小。從參考文件(8)中的研究來看，對于相同的2.4％的WER，選擇分集和沒有分集的單根天線分別可以保持高達大約0.16和0.06的歸一化的延遲擴展。
包括上述描述以說明較佳實施例的操作，而且并不是局限本發(fā)明的范圍。僅由下列權(quán)利要求書限制本發(fā)明的范圍。從上述說明，對于熟悉該技術(shù)領(lǐng)域的人員而言，許多變更是顯而易見的，而且不偏離本發(fā)明的構(gòu)思和范圍。
權(quán)利要求
1．一種在接收機內(nèi)分集合成第一和第二電磁信號的方法，其特征在于，所述方法包括下列步驟把兩根天線耦連到所述接收機上，第一根天線接收所述第一信號，第二根天線接收所述第二信號；把用于改變在所述天線處接收到的信號的增益和相位的電路耦連到所述天線的至少一根上，把所述增益和相位限制為從預(yù)選離散增益有限集和預(yù)選離散相位有限集中選出。
2．如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，存在幾套收發(fā)機，每套包括所述接收機中的一個，所述收發(fā)機處于地理上不同的位置，從而所述收發(fā)機可以運用射頻進行互相通信。
3．如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述收發(fā)機中的至少一個是手持收發(fā)機。
4．如權(quán)利要求2所述的方法，其特征在于，所述收發(fā)機中的至少一個是基站的一部分。
5．如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，還包括通過至少一些所述增益/相位組合進行搜索，以使所述接收機中的信號-減損比最優(yōu)化的步驟。
6．如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，還包括當(dāng)最優(yōu)化所述信號-減損比時設(shè)定所述增益和所述相位的步驟。
7．如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，把所述搜索步驟分成兩種分開的搜索較粗略的搜索和較精細的搜索。
8．如權(quán)利要求5搜索的方法，其特征在于，所述接收機根據(jù)時分協(xié)議接收，從而按猝發(fā)段發(fā)送所述信號，而且一個猝發(fā)段進行一次所述搜索步驟。
9．如權(quán)利要求5所述的方法，其特征在于，每當(dāng)所述信號-減損比低于預(yù)選值內(nèi)，都進行所述搜索步驟。
10．如權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述接收機是具有發(fā)射機的收發(fā)機的一部分，所述接收機和所述發(fā)射機在相同頻率下進行工作，而且所述發(fā)射機進行的步驟與所述接收機進行的步驟類似。
11．分集合成第一和第二信號用的裝置，其特征在于，所述裝置包括接收機；耦連到所述接收機上的兩根分開的天線，第一根天線耦合所述第一信號，而第二根天線耦合所述第二信號；耦連到每根天線上的模擬-數(shù)字變換器；耦連到至少一個模擬-數(shù)字變換器上的時延電路，它包括配合插入固定相位改變量的一組時延單元；耦連到至少一個模擬-數(shù)字變換器上的分級放大器/衰減器，以插入固定增益量；耦連到時延電路和分級放大器/衰減器上的信號合成器；耦連到所述信號合成器上的電路，以測量在所述接收機內(nèi)的信號-減損比。
12．如權(quán)利要求11所述的裝置，其特征在于，還包括，耦連到所述信號合成器上的信號-減損比和符號定時測量電路。
13．如權(quán)利要求12所述的裝置，其特征在于，還包括并聯(lián)的兩個信號-減損比和符號定時測量電路。
14．如權(quán)利要求11所述的裝置，其特征在于，所述接收機采用QPSK調(diào)制，而且所述裝置還包括耦連到所述信號合成器的I/Q分量發(fā)生器，和耦連到所述I/Q分量發(fā)生器的相位恢復(fù)電路。
15．如權(quán)利要求11所述的裝置，其特征在于，由空間、極化和方向圖劃分的一些組合分開所述兩根天線。
16．用于分集合成第一和第二電磁信號的裝置，其特征在于，所述裝置包括；接收機；耦連到所述接收機上的兩根天線，第一根天線接收所述第一信號，而第二根天線接收所述第二信號；耦連到所述天線的至少一根上的電路，它改變在所述天線處接收到的所述信號的所述增益和所述相位，限制從預(yù)選離散增益的有限集和預(yù)選離散相位的有限集選出所述增益和相位；耦連到用于改變增益和相位的所述電路上的合成器，它用于把所述兩個信號組合為合成信號。
17．如權(quán)利要求16所述的裝置，其特征在于，還包括耦連到用于改變增益和相位的所述電路上，用于通過至少一些所述增益/相位組合進行搜索，以使在所述接收機內(nèi)的所述信號-減損比最優(yōu)化的電路。
18．如權(quán)利要求17所述的裝置，其特征在于，還包括耦連到用于搜索的所述電路上的當(dāng)最優(yōu)化所述信號-減損比時設(shè)定所述增益和所述相位用的電路。
19．如權(quán)利要求16所述的裝置，其特征在于，還包括耦連到用于改變增益和相位的所述電路上的靈巧舍位電路，它恢復(fù)所述組合信號的載波相位，而沒有任何明顯的性能劣化。
全文摘要
一種用于在接收機(25)中組合兩個電磁信號(11/12)的方法和裝置。采用兩根分開的天線(10、20)。由空間、極化和方向圖劃分的一些組合分開天線(10、20)。第一天線(10)接收第一信號(11),第二天線(20)接收第二信號(21)。耦連到天線(10、20)的至少一根上的是用于改變在所述天線(10或20,分別)處接收到的信號(11、21)的增益和相位的電路(12)。限制從預(yù)選離散增益有限集和預(yù)選離散相位有限集中選出增益和相位。搜索模塊(6)通過所有增益/相位組合進行搜索以使接收機(25)中的信號－減損比最優(yōu)化。當(dāng)信號－減損比最優(yōu)化時,固定建立增益和相位。把搜索(6)分成兩種分開的搜索,即較粗略的搜索和較精細的搜索。每當(dāng)信號－減損比低于預(yù)選值,一般都可進行搜索步驟(6)?？捎渺`巧舍位模塊(14)來恢復(fù)組合信號(22)的載波相位,而沒有任何顯著的性能劣化。
文檔編號H04B7/08GK1217103SQ95198003
公開日1999年5月19日 申請日期1995年12月18日 優(yōu)先權(quán)日1995年12月18日
發(fā)明者皮烏·比爾·翁, 唐納德·克萊德·考克斯 申請人:利蘭·斯坦福青年大學(xué)托管委員會