專利名稱：利用信號譜特性的信號處理設備的制作方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明一般涉及利用高斯最小頻移鍵控(GMSK)或其它最小頻移鍵控(MSK)信號來減小無線通信系統(tǒng)中的干擾，及更具體地涉及一種方法和設備，用于(ⅰ)抑制在通信接收機處收到的并占據(jù)與一個或多個所需信號相同或相鄰頻帶的干擾信號，(ⅱ)如果需要，將通信接收機處接收的多個所需通信信號加以分離，及(ⅲ)將影響通信接收機處接收的一個或多個所需通信信號的失真加以校正，例如由多徑射頻(RF)傳播頻道所造成的失真。
本發(fā)明背景分為兩大類(ⅰ)有關用于完成干擾抑制、信號分離和失真校正的濾波結(jié)構(gòu)的工作，及(ⅱ)有關適應性算法的工作，該算法調(diào)整這些濾波結(jié)構(gòu)中的系數(shù)以允許它們在移動、可攜和個人無線通信系統(tǒng)所特有的信號環(huán)境中運行。然而此工作基本上與本發(fā)明不同。
A．濾波結(jié)構(gòu)除單傳感器FRESH濾波器和聯(lián)合最大似然序列估計器以外，所有其它在用于在相同頻帶和時序間隔中接收多個GMSK或MSK信號的系統(tǒng)所能應用的干擾抑制和信號分離的現(xiàn)有工作都要求使用多個傳感器(天線)。這項工作的另一要求是多個傳感器收到的任何兩個信號的空間特性必須足夠地不同；如此要求得不到滿足(或勉強地滿足)，則濾波結(jié)構(gòu)將無法抑制干擾和分離所需信號(或以差的質(zhì)量做到這點)。這項工作包括所有屬于線性時不變(LTI)時空濾波器類的濾波結(jié)構(gòu)；此類濾波器由下列事實決定即它們的輸出可用多個傳感器的輸出信號的幅值標定，相移和時移形式的和來數(shù)學地求模。顯然，此類濾波器事實上表征所有以前開發(fā)過的用于處理由本發(fā)明解決的問題(及類似于它的問題)的濾波結(jié)構(gòu)。
至于單傳感器FRESH濾波器，現(xiàn)有工作中沒有一項(ⅰ)討論或描述將FRESH濾波應用于GMSK或其它MSK信號類，(ⅱ)討論或描述對GSM或DECT標準的應用，(ⅲ)建議使用頻移，該頻移等于加或減信號比特率的一半，或等于兩倍載頻加或減比特率的一半，(ⅳ)顯示一個與具有相同載頻和比特率和不包含非共軛頻移路徑的多個GMSK信號(對于具有零載波偏移的復雜包絡線)相關的3路經(jīng)LCL-FRESH結(jié)構(gòu)，(ⅴ)顯示與鄰頻道GMSK干擾相關的2路徑、2輸入LCL-FRESH結(jié)構(gòu)，(ⅵ)顯示與鄰頻道GMSK干擾相關的3路徑3輸入LCL-FRESH結(jié)構(gòu)，(ⅶ)顯示包括其所有3路徑LCL-FRESH濾波器輸出量求和的每個傳感器輸出端的2路徑或3路徑LCL-FRESH結(jié)構(gòu)的每個相同形式在內(nèi)的一個多傳感器3路徑LCL-FRESH結(jié)構(gòu)，(ⅷ)描述用于適配任何濾波器以分離GMSK或MSK信號的任何部分盲暗方法，(ⅸ)描述用于適配任何類信號的訓練輔助常模數(shù)算法(CMA)方法，(ⅹ)使用任何FRESH濾波方法展示任何GMSK或MSK信號的可分離性，(ⅹⅰ)描述使用FRESH濾波提供信號可分離性的GMSK的理論譜冗余性質(zhì)，或(ⅹⅱ)顯示GMSK信號的測量的譜冗余性質(zhì)。此外，單傳感器FRESH濾波器具有一個可由本發(fā)明超越的很大的限制與本發(fā)明不同，它怎么也容納不了多個傳感器，因而也就不能抑制和/或分離多于2個同頻道和2個鄰頻道的GMSK或MSK信號。
雖然理論上用單個傳感器操作的聯(lián)合最大似然序列估計器(JMLSE)可能有能力抑制和/或分離多于2個GMSK或MSK信號，但當信號數(shù)量超過2時，所分離信號的質(zhì)量事實上一定降低。此外，JMLSE的計算復雜性非常大，因此不用昂貴的硬件，不使用大量電力而要實時地加以實施是不現(xiàn)實的。當容納的傳感器數(shù)量增加超過1以及需聯(lián)合地分離的信號數(shù)量增加時，這些缺點變得更為嚴重(以指數(shù)率上升)。
本發(fā)明的濾波結(jié)構(gòu)不具備JMLSE的嚴重的實施缺點；它們有利地容納單個或多個傳感器；即使當無法用LTI時空濾波器抑制和/或分離一對或多對信號時，它們也能抑制和/或分離這些信號。更為特殊地，本發(fā)明的濾波結(jié)構(gòu)提供能力，用于抑制干擾信號和分離所需信號和校正它們的失真，而任何現(xiàn)有濾波結(jié)構(gòu)是無法提供這些能力的。
B．適應性方法本發(fā)明中及用于干擾抑制、信號分離和失真校正的其它裝置和設備所用濾波結(jié)構(gòu)通過選擇濾波器參量或系數(shù)值而被控制。在這些濾波結(jié)構(gòu)的有些實施例中，這些系數(shù)可包括用于在求和前為不同信號加權(quán)的增益和相位。在普通無線通信系統(tǒng)中，這些系數(shù)的值必須適當改變，因收到的信號的時空特性隨時間變化。也即，這些濾波結(jié)構(gòu)的系數(shù)值必須適應性地選擇。
除本發(fā)明外，有兩類方法用于適應性地選擇這些系數(shù)值(ⅰ)常規(guī)方法，它唯一地依賴于所需信號中所含訓練序列的知識，此知識通常用于根據(jù)最小方差準則選擇系數(shù)值的初始設定；及(ⅱ)盲暗方法，它不使用所含的訓練序列，相反卻利用干擾或所需信號的一個或多個特性。
使用已知訓練信號的常規(guī)方法對于熟悉信號處理技術(shù)的人講來是眾所周知的，并在有關適應性信號處理和適應性濾波的公開資料中有描述。然而，常規(guī)方法在它們的應用上是局限的，因它們可成功地適配的系數(shù)值數(shù)量必須小于(為得到好性能就必須大大小于)所含訓練序列內(nèi)已知樣值的數(shù)量。這個已知樣值數(shù)量是由無線通信系統(tǒng)所規(guī)定的(例如，對于傳送聲音話務的GSM中的所有信號，在例如離散時間實施中，此數(shù)量等于26乘以連續(xù)時間接收信號的數(shù)字化中所用每位有效獨立樣值數(shù)(通常為2))。關于本發(fā)明所涉及問題，其中濾波結(jié)構(gòu)可能潛在地具有大量可調(diào)整系數(shù)，所含訓練序列內(nèi)的已知樣值數(shù)量可能不夠而無法提供有用的初始設定。以此方式初始化的濾波結(jié)構(gòu)將無法提供在通信系統(tǒng)中有用的所需信號的足夠高質(zhì)量估計。
相反，盲暗方法能使用近似地不變的時空特性下的接收信號的全部記錄(即多信號和載波的多傳播路徑的入射角，相對延遲，和相對相位及發(fā)射信號的位相)。這克服了常規(guī)方法在可適配的濾波器系數(shù)值上的限制。然而，不同盲暗方法具有其它嚴重缺點，因而在很多場合下無法成功地運行，這些缺點包括本發(fā)明指出的一條。尤其，常模數(shù)算法(CMA)這一類方法和有關方法要求比可以做到的還要長得多的數(shù)據(jù)記錄以便收斂為高質(zhì)量解法。此外，它們是否能收斂為解法沒有保證，這導致在干擾信號(應予以抑制)和所需信號(應自干擾中分離并相互分離)之間產(chǎn)生混淆。另一類盲暗方法依賴于對接收信號入射方向的估計；然后使用這些估計在一個查詢表(通過數(shù)組簇，它是多傳感器接收機的標定數(shù)據(jù)表)中找出LTI時空濾波器的系數(shù)。然而，當存在大量多徑，未知的信號數(shù)量及未知的干擾和噪音域這三種在本發(fā)明感興趣的無線通信系統(tǒng)中特有的破壞因素時，這些所謂方向搜尋方法的使用結(jié)果很差。此外，方向搜尋法并不提供為適配本發(fā)明濾波結(jié)構(gòu)而需要的參量估計類型。
本發(fā)明的適應性方法以新穎方式同時使用所含訓練序列和所需信號的常模數(shù)特性這兩者，并通過這樣做來克服常規(guī)方法和盲暗方法的不好方面。也即，本發(fā)明的適應性方法選擇濾波結(jié)構(gòu)中系數(shù)值，例如本發(fā)明的諸值，從而提供現(xiàn)有適應性方法所無法提供的能力。
本發(fā)明提供了一種用于抑制不好的干擾并將在例如無線通信系統(tǒng)中出現(xiàn)的高斯最小頻移鍵控(GMSK)或其它最小頻移鍵控(MSK)類型的所需信號分離和糾正失真的方法和設備，它或根據(jù)歐洲數(shù)字無繩電信(DECT)標準或根據(jù)全球移動通信系統(tǒng)(GSM)標準工作，其結(jié)果是改善使用GMSK或其它MSK信號的無線通信系統(tǒng)所提供服務的質(zhì)量和數(shù)量。
希望改善提供給它們系統(tǒng)的用戶們的通信質(zhì)量的無線通信設備制造商和無線通信服務提供者及/或希望增加它們系統(tǒng)的用戶數(shù)量(例如在商業(yè)運行系統(tǒng)中增加收入)的人們會理解，但不是唯一地，本發(fā)明的應用。
當基站通過例如減小頻率重復使用距離，擴展范圍，可能在移動站內(nèi)重復使用的頻率及更經(jīng)常地將用戶賦予鄰頻道，從而支持固定頻率分配的更多用戶時，服務數(shù)量得以提高。例如當用戶向協(xié)調(diào)中心(今后稱為基站)提出啟動呼叫的請求較少地被拒絕(即減小阻塞概率)時，當移動用戶的正進行的呼叫不是非正常結(jié)束(即減小呼叫下線概率)時，及當呼叫中聲音消息可懂度更好(即呼叫雙方聽到較少噪音，干擾，非正常無聲等)時，服務質(zhì)量得到改善。
本發(fā)明依靠完成下列功能的方法和設備來解決這些一般問題(1)抑制通信接收機收到的并占據(jù)與一個或多個所需信號相同(或相鄰)頻帶的干擾信號，(2)(如果必要，)將通信接收機收到的多個所需通信信號加以分離，及(3)校正影響通信接收機收到的一個或多個所需通信信號的失真(例如由多徑射頻(RF)傳播頻道造成的失真)。
因此，本發(fā)明的一個目的是提供一個或多個天線的一個陣列，這些天線的輸出量由常規(guī)RF前端處理，然后由一個抑制干擾，分離一個或多個所需信號及校正夫真的濾波結(jié)構(gòu)來處理以獲取所需信號的高質(zhì)量估計。
本發(fā)明的另一個目的是提供一類濾波結(jié)構(gòu)，它們能抑制干擾信號，分離一個或多個所需信號及校正這些所需信號中的失真。
本發(fā)明的又一個目的是提供一類濾波結(jié)構(gòu)，它們能在由常規(guī)RF前端將任何數(shù)量的天線的輸出量下變頻后對這些輸出量操作，其中包括只有一個天線的特殊情況。
本發(fā)明還有一個目的是提供一個線性-共軛-線性(LCL)頻移(FRESH)濾波器，它使用頻移和共軛的特定模式以便利用作為GMSK和其它MSK信號特性的循環(huán)平穩(wěn)特性，從而提供所需干擾抑制，信號分離和失真校正能力。
本發(fā)明的另一方面是提供線性-共軛-線性多周期時不變(LCL-PTV)濾波器，它使用共軛和時不變?yōu)V波器系數(shù)的特定模式以便利用作為GMSK和其它MSK信號特性的循環(huán)平穩(wěn)特性，從面提供所需干擾抑制，信號分離和失真校正能力。
本發(fā)明還有一個目的是提供一個LCL-FRESH分數(shù)間距均衡器(LCL-FRESH-FSE)，它對高于比特率采樣的數(shù)據(jù)操作以提供比特率采樣輸出量并使用頻移和共軛的特定模式以應用作為GMSK和其它MSK信號特性的循環(huán)平穩(wěn)特性，從而提供所需干擾抑制，信號分離和失真校正能力。
本發(fā)明的另一個目的是提供一個LCL-FSE濾波器，它對高于比特率采樣的和頻移的(按四分之一比特率)數(shù)據(jù)操作并使用FSE處理的數(shù)據(jù)和共軛數(shù)據(jù)之和以應用作為GMSK和其它MSK信號特性的循環(huán)平穩(wěn)特性，從而提供所需干擾抑制，信號分離和失真校正能力。
本發(fā)明的又一個目的是提供一個實-虛(RI-FSE)濾波器，它提供一個計算上有效的LCL-FSE濾波器的迭代實施例。
本發(fā)明的又一個目的是提供一個LCL濾波器，它對比特率采樣的和頻移的(按四分之一比特率)數(shù)據(jù)操作并使用線性濾波數(shù)據(jù)和共軛數(shù)據(jù)之和以便應用作為GMSK和其它MSK信號特性的循環(huán)平穩(wěn)特性，從而提供所需干擾抑制，信號分離和失真校正能力。
本發(fā)明的又一個目的是提供一個實-虛(RI)濾波器，它提供一個計算上有效的LCL濾波器的迭代實施例。
本發(fā)明的又一個目的是提供用于在本發(fā)明的任何濾波結(jié)構(gòu)中適配可調(diào)整系數(shù)的一類方法以使該濾波器能適當?shù)赝瓿梢种聘蓴_，分離一個或多個所需信號和校正失真的功能。
本發(fā)明的又一方面是提供一種裝置，它使用含于所需信號中的已知訓練序列和所需信號具有常模數(shù)這一知識兩者來適配可調(diào)整系數(shù)，從而提供訓練增廣的常模數(shù)(TACM)適配。
本發(fā)明還有一個目的是提供一個裝置，它使用含于所需信號中的已知訓練序列以適配可調(diào)整系數(shù)，以便約束使用所需信號具有常模數(shù)這一知識的適配從而提供訓練約束的常模數(shù)(TCCM)適配。
這些一般方面和它們的細節(jié)使本發(fā)明在無線通信系統(tǒng)中有很大能力提供廣泛應用。本發(fā)明所提供的能力可用于改善由此類系統(tǒng)提供的通信服務的質(zhì)量和數(shù)量。使用本發(fā)明抑制特定頻帶和時間片(聯(lián)合地稱為頻道)中和空間單元中由相同或相鄰頻道中其他用戶造成的和相同或相鄰空間單元中其它用戶造成的干擾并校正信號失真，可改善服務質(zhì)量，以及將頻道重新分配以有意使每個頻道和單元的干擾信號加大但可由本發(fā)明分離，從而可容納更多用戶，可增加服務數(shù)量。
由于本發(fā)明只使用一個傳感器，能分離一定類型的多個譜交疊信號及能校正甚至嚴重的頻率選擇性衰落和其它失真，以及由于可用多個傳感器使可由本發(fā)明分離的這類信號的數(shù)量與傳感器數(shù)量成比例地增加，就可能實現(xiàn)本發(fā)明的改善。在使用基站的烽窩通信系統(tǒng)中，可如此分配頻道(但不是必要)以使引入的干擾只在上行頻道(自移動設備至基站)中出現(xiàn)，因而只需在基站接收機中而不必在移動接收機中實施本發(fā)明。本發(fā)明也可用于只使用單個接收天線或使用多個天線的基站(或用于移動設備，或用于兩者)。
參照GMSK和其它MSK信號的具體例子，單個頻道中的2個和4個之間的GMSK和其它MSK信號可用一個天線容納，取決于同一頻道中用戶發(fā)出多少信號和自相鄰頻道中發(fā)出多少信號。更一般地講，用M數(shù)量的天線可容納2M和4M之間的信號。
說明書的下面部分將介紹本發(fā)明的其它目的和優(yōu)點，其中詳細描述的目的是全部公開本發(fā)明的優(yōu)選實施例而不對它施加限制。
參照下述只用于闡釋目的的附圖，可更全面地了解本發(fā)明，附圖中

圖1是顯示一個樣值GMSK信號與其共軛和頻移形式的交叉相干功能的圖。
圖2A是顯示GMSK(0.3)信號x(t)的譜內(nèi)容的圖。
圖2B是顯示圖2A中所示信號的共軛和頻移形式y(tǒng)1(t)=x*(t)e-πfdt]]>的譜內(nèi)容的圖。
圖2C是顯示圖2A中所示x與圖2B中所示y1求相關值的譜密度的圖。
圖3A是顯示GMSK(0.3)信號x(t)的譜內(nèi)容的圖。
圖3B是顯示圖3A中所示信號的共軛和頻移形式y(tǒng)2(t)=x*(t)ejπfbt]]>的譜內(nèi)容的圖。
圖3C是顯示圖3A中所示x與圖3B中所示y2求相關值的譜密度的圖。
圖4是一個用于完成GMSK或其它MSK信號的干擾抑制和/或同頻道分離和/或失真校正的根據(jù)本發(fā)明的3路徑LCL-FRESH濾波器的功能框圖。
圖5是一個用于完成GMSK或其它MSK信號的干擾抑制和/或同頻道分離和/或失真校正的根據(jù)本發(fā)明的LCL-PTV濾波器的功能框圖。
圖6是一個用于完成GMSK或其它MSK信號的干擾抑制和/或同頻道分離和/或失真校正的根據(jù)本發(fā)明的“類型1”LCL-FRESH-FSE濾波器的功能框圖。
圖7是一個用于完成GMSK或其它MSK信號的干擾抑制和/或同頻道分離和/或失真校正的根據(jù)本發(fā)明的“類型2”LCL-FRESH-FSE濾波器的功能框圖。
圖8是一個用于完成GMSK或其它MSK信號的干擾抑制和/或同頻道分離和/或失真校正的根據(jù)本發(fā)明的“類型1”LCL-FSE濾波器的功能框圖。
圖9是一個用于完成GMSK或其它MSK信號的干擾抑制和/或同頻道分離和/或失真校正的根據(jù)本發(fā)明的“類型2”LCL-FSE濾波器的功能框圖。
圖10是一個用于完成GMSK或其它MSK信號的干擾抑制和/或同頻道分離和/或失真校正的根據(jù)本發(fā)明的“類型1”RI-FSE濾波器的功能框圖。
圖11是一個用于完成GMSK或其它MSK信號的干擾抑制和/或同頻道分離和/或失真校正的根據(jù)本發(fā)明的“類型2”RI-FSE濾波器的功能框圖。
圖12是一個用于完成GMSK或其它MSK信號的干擾抑制和/或同頻道分離和/或失真校正的根據(jù)本發(fā)明的LCL濾波器的功能框圖。
圖13是一個用于完成GMSK或其它MSK信號的干擾抑制和/或同頻道分離和或失真校正的根據(jù)本發(fā)明的RI濾波器的功能框圖。
圖14是一個用于完成GMSK或其它MSK信號的干擾抑制和/或同頻道分離和/或失真校正的并改善對相鄰頻道干擾的抵消的根據(jù)本發(fā)明的5路徑LCL-FRESH濾波器的功能框圖。
圖15是一個用于抵消相鄰上頻道干擾的根據(jù)本發(fā)明的2輸入2路徑LCL-FRESH濾波器的功能框圖。
圖16是一個用于抵消相鄰下頻道干擾的根據(jù)本發(fā)明的2輸入2路徑LCL-FRESH濾波器的功能框圖。
圖17是一個用于都抵消相鄰上和下兩個頻道干擾的根據(jù)本發(fā)明的3輸入3路徑LCL-FRESH濾波器的功能框圖。
圖18是一個根據(jù)本發(fā)明的聯(lián)合時空多傳感器FRESH濾波器的功能框圖。
圖19是一個根據(jù)本發(fā)明的時空分解處理器的功能框圖。
圖20是GSM系統(tǒng)中時間片的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)時序圖，顯示每一類位的數(shù)量和位置。
圖21是顯示圖20中所示時間片的時間周期T0和T1的數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)時序圖。
圖22是根據(jù)本發(fā)明的接收機設備的功能框圖。
圖23是圖22中所示相干M天線收集設備塊實施例的功能框圖。
圖24是圖22中所示濾波設備塊實施例的功能框圖。
圖25是圖24中所示濾波器的頻移，時移和極化開關設備塊實施例的功能框圖，其中濾波器配置為3路徑LCL-FRESH濾波器。
圖26是圖24中所示濾波器的頻移，時移和極化開關設備塊實施例的功能框圖，其中濾波器配置為類型1LCL-FRESH-FSE濾波器。
圖27是圖26中所示頻移，時移和極化開關設備的迭代實施例，其中濾波器配置為類型2LCL-FRESH-FSE濾波器。
圖28是圖24中所示濾波器的頻移，時移和極化開關設備塊實施例的功能框圖，其中濾波器配置為類型1LCL-FSE濾波器。
圖29是圖28中所示頻移，時移和極化開關設備的迭代實施例，其中濾波器配置為類型2LCL-FSE濾波器。
圖30是圖24中所示濾波器的頻移，時移和極化開關設備塊實施例的功能框圖，其中濾波器配置為類型1RI-FSE濾波器。
圖31是圖24中所示濾波器的頻移，時移和極化開關設備塊實施例的功能框圖，其中濾波器配置為LCL濾波器。
圖32是圖24中所示濾波器的頻移，時移和極化開關設備塊實施例的功能框圖，其中濾波器配置為RI濾波器。
圖33是闡釋圖25至圖32中所示頻移，時移和極化開關設備的極化開關部分的功能框圖。
圖34是圖25至圖32中所示頻移，時移和極化開關設備的抽頭時延(TDL)設備塊實施例的功能框圖，其中輸入和輸出向量可為實數(shù)的或復數(shù)的。
圖35是根據(jù)本發(fā)明的TACM適應性設備的功能框圖。
圖36是根據(jù)本發(fā)明的TCCM適應性設備的功能框圖。
更具體地參照附圖，本發(fā)明一般參照圖1至圖36的顯示，得到闡釋，其中相同的參考數(shù)字標示相同部件。應理解，在不背離此處所公開的基本概念的情況下，該設備可在配置和部件細節(jié)上不同及該方法可在步驟和它們的順序上不同。
A．濾波結(jié)構(gòu)和它們的理論基礎本發(fā)明的濾波結(jié)構(gòu)應用GMSK和其它MSK信號所顯示的100％譜冗余。也即，這些濾波結(jié)構(gòu)基于以下事實在GMSK或其它MSK信號的一個次頻帶中傳送的信息也在另一個次頻帶中傳送。事實上，對于任何GMSK或其它MSK信號，任何兩個如此相關的次頻帶中的波形幾乎是完全相關的。因此，此譜冗余增廣了更為廣泛了解和應用的空間冗余，其中給定源所造成并由陣列中兩個不同天線所收到的波形完全地相關。
正如一個沒有多個天線的和沒有用于適當?shù)亟M合它們輸出量所需的空間濾波結(jié)構(gòu)的接收機得不到由于應用空間冗余而得到的眾所周知的性能一樣，一個沒有本發(fā)明濾波結(jié)構(gòu)的接收機得不到由于應用譜冗余而得到的突出性能。
通過應用空間冗余和頻譜冗余(也稱譜相關)兩者，本發(fā)明的濾波結(jié)構(gòu)提供至少兩倍LTI時空濾波結(jié)構(gòu)的處理增益電平。例如，M天線陣列能使用這些濾波結(jié)構(gòu)分離出多至2M至4M個GMSK或其它MSK信號，或者能分離出多至可更傳統(tǒng)地得到的M個GMSK或其它MSK信號，但能以比常規(guī)空間濾波器高得多的可靠性和質(zhì)量做到這點。參照GMSK或其它MSK信號的譜相關及參照相關值(不論其起源或類型如何)與線性濾波之間的關系，可解釋這些能力。
B．相關值與線性濾波之間的關系雖然相關值與線性濾波之間的關系是基本的，但即使熟悉信號處理技術(shù)的人也不一定了解它。因此，為了描述本發(fā)明的目的，我們使用一個簡單但又抽象的類比來解釋此關系如x(t)=a(t)+b(t)，及y(t)=c(t)+d(t)，其中a(t)和c(t)是高度相關的，及其中b(t)和d(t)是高度相關的，則x(t)與y(t)的恰當?shù)木€性組合(即聯(lián)合地應用x(t)與y(t)的恰當?shù)剡x擇的線性濾波結(jié)構(gòu)的輸出量)可提供一個或多個信號a(t),b(t),c(t)和d(t)的高質(zhì)量估計。
C．GMSK和其它MSK信號的譜相關值為了解如何能使這種性能成為可能，及了解何種濾波結(jié)構(gòu)可應用于GMSK和其它MSK信號，必須了解GMSK和其它MSK信號的譜相關特性。為此目的，這些特性可最好地用交叉相干函數(shù)來解釋，它是頻域交叉相關系數(shù)。具體地說，令x(t)表示具有零載頻偏移和比特率fb的GMSK信號的復數(shù)包絡線及令y(t)為x(t)的共軛和頻移形式，其中頻移是fb/2或-fb/2。y1(t)=x*(t)e-j2π(fb/2)t----(1)]]>y2(t)=x*(t)e+j2π(fb/2)t-----(2)]]>其中y(t)=y1(t)或y(t)=y2(t)。我們考慮交叉相干函數(shù)Cxy(f)由下式定義Cxy(f)=Sxy(f)Sxx(f)Syy(f)----(3)]]>其中sxy,(f)表示x(t)與y(t)之間的交叉譜密度，及Sxx(f)和Syy(f)分別表示x(t)和y(t)的功率譜密度。圖1顯示GMSK信號的幅值｜Cxy(f)｜與頻率f的關系，其中實線代表｜Cxy1(f)｜和虛線代表｜Cxy2(f)｜，并且在分配給信號的整個頻道(-100kHz至+100kHz)上清楚地很接近1。
對于｜Cxy(f)｜幾乎等于1的任何f，頻率f處的x(t)和y(t)的窄帶分量差不多完全相關。對于我們的x(t)和y(t)的定義，這等效于論述以下f處的x(t)的窄帶分量與或f+fb/2處或f-fb/2處的x*(t)的窄帶分量幾乎完全相關。參照圖2A至圖2c，圖2c中序號為-6,-5,…,-1,0的窄帶分量的｜Cxy1(f)｜幾乎等于1這一事實意味著圖2A中自x(t)中取得的每對序號相同的窄帶分量與圖2B中的y1(t)=x*(t)e-jπfbt]]>幾乎是完全相關的。對于相同f值處的x(t)和y1(t)中窄帶分量對的連續(xù)區(qū)間，這是對的。因此，x(t)中這些分量中的一個與y1(t)中相應的一個分量的合適線性組合能提供相對于其它信號、干擾和噪音的處理增益電平的與接收x(t)時所用天線數(shù)至少兩倍多天線所接收的信號的合適線性組合相同。類似情況應用于x(t)與y2(t)=x*(t)ejπfbt]]>的線性組合。因此，一個使用x(t),y1(t)和y2(t)的線性組合的濾波結(jié)構(gòu)能提供相對于其它信號、干擾和噪音的處理增益電平的與接收x(t)時所用天線數(shù)兩倍多天線所接收的信號的合適線性組合相同。
根據(jù)有關GMSK和其它MSK信號的譜相關特性的這些事實，此處引用兩類特定干擾方案作為例子，用于闡釋但不限制無線通信系統(tǒng)的實際問題中本發(fā)明濾波結(jié)構(gòu)的可應用性。為簡化起見，在兩類方案中都只用單個天線；當所用天線數(shù)量增加時，所建議濾波結(jié)構(gòu)的能力成比例地增大。
同頻道干擾抑制單個天線接收一個所需GMSK信號和一個具有相同載頻和信號功率不相上下的同頻道GMSK信號。沒有一個信號可用線性時不變?yōu)V波結(jié)構(gòu)來恢復。然而，參照圖2A至圖2c,x(t)中每個序號為-6至0的分量(及自-150kHz至0kHz的連續(xù)區(qū)間內(nèi)的分量)可與其在y1(t)中的相應分量線性地組合以產(chǎn)生一個所需信號的干凈估計并抑制同頻道干擾。類似地，參照圖3A至圖3C,x(t)中每個序號為0至6的分量(及自0至150kHz的連續(xù)區(qū)間內(nèi)的分量)可與其在y2(t)中的相應分量線性地組合以產(chǎn)生一個所需信號的干凈估計并抑制同頻道干擾。因此，使用y1(t)和y2(t)兩者，可在自-150kHz至+150kHz的整個頻帶上，也可按照需要只在自-100kHz至+100kHz的分配的GSM頻道上恢復所需信號。以此方式，本發(fā)明中的濾波結(jié)構(gòu)甚至在只用一個天線時也能抑制GMSK同頻道干擾信號。
相鄰頻道干擾抑制單個天線接收一個所需GMSK信號和一個可能具有大得多的信號功率的相鄰頻道GMSK信號。具體地說，設相鄰頻道信號具有的小于所需信號載頻的載頻為200kHz(通過GSM載波分配協(xié)議)。由于譜泄漏，相鄰頻道干擾源使所需信號變壞，使其無法由線性時不變?yōu)V波結(jié)構(gòu)恢復。然而，參照圖3A至圖3C，相鄰頻道干擾(現(xiàn)下變頻至零載波偏移)中譜泄漏進入所需信號中的每個序號為4至8的分量(及自100kHz至200kHz的連續(xù)區(qū)間內(nèi)的分量)可與其在y1(t)的相應分量線性地組合以抵消譜泄漏的影響。類似地，其載頻為在所需信號載頻之上的200kHz的相鄰頻道干擾源可以抵消。以此方式，即使只用一個天線，本發(fā)明中的濾波結(jié)構(gòu)也能抑制兩個GMSK相鄰頻道干擾信號。
信號失真校正當發(fā)射的信號通過不理想頻道例如多徑傳播頻道傳播時，所接收信號可能是所發(fā)射信號的嚴重失真形式，包括例如頻率選擇性衰落(即深陷譜零值)。然而，參照圖2A至2C,x(t)中被頻率選擇性衰落所嚴重地減弱(減弱至如此程度以致將它們放大時會極大地增加噪音電平)的序號為-6,-5,…,-1,0的窄帶分量中的任何一個(及自-150kHz至0kHz的連續(xù)區(qū)間內(nèi)的分量)都可用y1(t)中相應的恰當?shù)卣{(diào)相和幅值標定的分量替代，從而去除譜零點。類似地，參照圖3A至圖3C，可將自0kHz至+150kHz的頻帶中的譜零點移去。
D．特定濾波結(jié)構(gòu)現(xiàn)參照圖4至圖17描述根據(jù)本發(fā)明的不同濾波結(jié)構(gòu)。在此處闡釋的濾波結(jié)構(gòu)中，所有內(nèi)部只有一個字母的塊表示標準線性時不變?yōu)V波器(忽略僅由適應性引起的時間變化)，具有一個字母并后隨(t)的那些塊表示線性地周期性時變?yōu)V波器，及具有一個字母和FSE的那些塊表示線性時不變的分數(shù)間距均衡器(濾波器)，所有這些是信號處理技術(shù)中使用的已知符號。此外，內(nèi)有符號()*的塊表示求共軛器，內(nèi)有“Re”的塊表示實部選擇器(提取器)，以及內(nèi)有“Im”的塊表示虛部選擇器(提取器)，它們之中每個對復數(shù)信號進行操作，并且在此也稱為極化開關。這些元件是熟悉普通信號處理技術(shù)的人所知道的，或者不然將在此處描述。
LCL-FRESH濾波器前面有關|Cxy(f)|的觀察和在推動線性濾波結(jié)構(gòu)中高度的或幾乎完全的相關的作用是在根據(jù)本發(fā)明的3路徑時域線性-共軛-線性(LCL)頻移濾波器(FRESH濾波器)10中得到考慮，該濾波器10用于GMSK和其它MSK信號的結(jié)構(gòu)以框圖形式在圖4中得到解釋。當用于由單個天線處收到的信號x(t)上時，此結(jié)構(gòu)或下面描述的其它濾波結(jié)構(gòu)的兩個副本可分離兩個同頻道GMSK或其它MSK信號和/或校正它們的失真。3路徑LCL-FRESH濾波器適用于以高于比特率的速率采樣的數(shù)據(jù)。因此，3路徑LCL-FRESH濾波器輸出量必須在處理前以比特率采樣，例如由對比特率采樣數(shù)據(jù)進行操作的GMSK解調(diào)器采樣以恢復位流。
LCL-PTV濾波器作為對3路徑LCL-FRESH濾波器的迭代方案，兩個互補的頻移
和
和相關連的濾波器g-和g+的作用也可用單個時變?yōu)V波器g(t)完成。所得結(jié)構(gòu)此處稱為線性-共軛-線性周期時變(LCL-PTV)濾波器12，它以框圖形式示于圖5中。濾波器g(t)具有根據(jù)所收到信號的可能循環(huán)平穩(wěn)統(tǒng)計特性中的可能周期時變的一個時變脈沖響應。在有些應用中，當在LCL-PTV濾波器與3路徑LCL-FRESH濾波器之間存在一對一映射時，使時變?yōu)V波器g(t)系數(shù)隨著頻率fb變化是合適的。在其它應用中，例如當信號的時片邊界并不很好地對準時和時片長度是位周期的非整數(shù)倍數(shù)時(例如在GSM中)，每當一個或多個所收到信號遇到時片邊界，濾波器g(t)系數(shù)就必須改變。對于以高于位率的速率采樣的數(shù)據(jù)，LCL-PTV濾波器是合適的。因此，LCL-PTV濾波器輸出量必須在由例如一個對位率采樣數(shù)據(jù)操作的GMSK解調(diào)器處理前以比特率采樣，以便恢復位流。
LCL-FSBSH-FSE濾波器在3路徑LCL-FRESH濾波器和LCL-PTV濾波器兩者內(nèi)，當濾波器輸出量通常在由解調(diào)器(它提供對于所需信號內(nèi)傳送的位流的估計)處理前以位率采樣時，濾波器輸出量的采樣率超過位率(通常對于處理GMSK的線性濾波器，它是位率fb的整數(shù)倍數(shù)，例如2fb)。因此，3路徑LCL-FRESH濾波器的迭代方案是在不改變?yōu)V波器能力的情況下盡可能地將此位率采樣操作經(jīng)過濾波結(jié)構(gòu)往后移以便消除冗余操作。圖6和圖7中以框圖形式分別解釋所得濾波結(jié)構(gòu)14(類型1)和16(類型2)的迭代實施例，此處稱它們?yōu)長CL-FRESH分數(shù)間距均衡器(LCL-FRESH-FSE)。此濾波器與LCL時不變?yōu)V波器的顯著區(qū)別是其共軛信號路徑的具體使用和對其頻移的特殊使用，從而適當?shù)厥褂肎MSK或其它MSK信號的循環(huán)平穩(wěn)特性。位率采樣信號估計
必須由解調(diào)器處理以恢復位流。
LCL-FSE和RI-FSE濾波器可在LCL-FRESH-FSE濾波器上實現(xiàn)直接操縱以獲取一個其中每個位率采樣器輸出量按j-k頻移的濾波結(jié)構(gòu)。此頻移信號然后分為兩路上徑由LTI濾波器處理及下徑由另一LTI濾波器求共軛值和處理。也即，跟隨每個位率采樣器之后的下徑不再包含(-1)k的頻移。然而，輸出末級加法器必須按jk頻移。圖8和圖9中分別顯示所得濾波結(jié)構(gòu)18(類型1)和20(類型2)的迭代實施例。此濾波結(jié)構(gòu)此處稱為LCL-FSE濾波器而不是LCL-FRESH-FSE，因為沒有一條路徑的頻移是與任何其它路徑的頻移不同的。
可以在不降低性能的情況下簡化LCL-FSE濾波器注意到每個比特率采樣器輸出端的兩條路徑和j-k頻移器形成一個LCL濾波器，它可以通過以下措施來等效地實現(xiàn)，改變上徑以便在實部上操作(而不是在整個復數(shù)信號上操作)，及改變下徑以便在虛部上操作(而不是在共軛復數(shù)信號上操作)。由于此結(jié)構(gòu)用兩個實-虛(RI)濾波器對來代替兩個LCL濾波器，所以所得結(jié)構(gòu)稱為RI-FSE濾波器，并可解釋為LCL-FSE濾波器的算術(shù)上等效的迭代實施例。圖10和圖11中分別顯示此濾波結(jié)構(gòu)的迭代實施例22(類型1)和24(類型2)。
LCL和RI濾波器LCL和RI濾波器與LCL-FSE和RI-FSE濾波器有關，但對位率采樣數(shù)據(jù)操作。這對GMSK及對某些其它MSK信號是可能的，因為位率大于信號所占RF帶寬，因此該位率滿足此信號的Nyquist采樣準則。
圖12顯示作為以位率采樣的輸入結(jié)果的LCL-FSE濾波器的簡化結(jié)果的LCL濾波器26。
LCL濾波器可在不降低性能的情況下等效地簡化如下改變上徑以便對實部操作(而不是對整個復數(shù)信號操作)及改變下徑以便對虛部操作(而不是對共軛復數(shù)信號操作)。由于此結(jié)構(gòu)用一個實-虛(RI)濾波器對代替LCL濾波器，圖13中所示所得結(jié)構(gòu)28稱為RI濾波器，并可解釋為LCL濾波器的數(shù)學上等效的迭代實施例。
猶如RI-FSE優(yōu)于LCL-FSE一樣，RI濾波器也提供優(yōu)于LCL濾波器的相同實施優(yōu)點由于不同LTI或FSE濾波器所處理的數(shù)據(jù)路徑是實數(shù)的，這兩種濾波器對數(shù)據(jù)的應用和濾波器的適配所要求的計算小于復數(shù)數(shù)據(jù)路徑的計算。尤其是，由于RI濾波器在數(shù)學上等效于LCL濾波器，輸出端的估計信號質(zhì)量并不下降。
LCL-FRESH,LCL-FRESH-FSE,
LCL-FSE,RI-FSE,LCL和RI的時變形式雖然此處將3路徑LCL-FRESH,LCL-FRESH-FSE,LCL-FSE,RI-FSE,LCL和RI濾波器描述為猶如它們的濾波器系數(shù)在一個時間片上是固定的，事實上當例如一個或多個信號遇到時間片邊界時，它們可做成時變的(例如LCL-PTV濾波器那樣)以容納所收到信號的統(tǒng)計特性中的改變。然而，當系統(tǒng)中對多個同頻道信號的時間片結(jié)構(gòu)的同步進行完全控制時，迫使多個信號的時間片邊界盡可能地緊靠在一起是有利的。如多個信號起源于在無線蜂窩通信系統(tǒng)中同一單元中操作的移動站，則肯定會出現(xiàn)這種所需同步；類似地，如多個信號起源于在不同單元中操作的移動站，則可通過這些不同單元中基站的協(xié)作使所需同步出現(xiàn)。
相鄰頻道干擾抑制的不同改善方案前面所說濾波結(jié)構(gòu)理想地適合于抑制同頻道干擾和分離同頻道所需信號和去除信號失真。然而，這類多樣的濾波結(jié)構(gòu)可在同頻道信號的譜相關特性之外還使用相鄰頻道干擾的這些特性，從而提供相鄰頻道干擾的抑制。當相鄰頻道信號比所需頻道信號強得多時(例如由近-遠問題引起的)，抑制相鄰頻道干擾的能力就特別重要。前面提到的濾波結(jié)構(gòu)可在所需頻道信號的循環(huán)平穩(wěn)特性之外推廣(或改變)以使用相鄰頻道干擾的這些特性(或者，如果需要，只使用相鄰頻道干擾的特性)。例如，3路徑LCL-FRESH濾波結(jié)構(gòu)可推廣為包括兩條附加路徑，每條可能存在的上和下的相鄰頻道各用一條。這兩條附加路徑中存在的信號與來自相應的相鄰頻道的使所需信號變壞的干擾是高度相關的；因此，正確地將這些附加路徑與其它三條路徑線性地組合，可顯著地減小相鄰頻道干擾。圖14中解釋所得5路徑LCL-FRESH濾波結(jié)構(gòu)30，其中x-(t)和x+(t)分別為來自下的和上的相鄰頻道的復數(shù)包絡線信號(即自它們的相應RF載波下變頻為復數(shù)基帶)。
或者，如只需要抑制相鄰頻道干擾，則圖14中所示的5路徑LCL-FRESH濾波結(jié)構(gòu)30可如圖15至圖17中所示的如下地簡化刪除輸入至濾波器g+和g-的兩條路徑，產(chǎn)生一個只具有三條路徑的新濾波結(jié)構(gòu)，它的功能限于消除相鄰頻道干擾而不是聯(lián)合地消除相鄰頻道和同頻道干擾，分離信號和校正失真。分別示于圖15(2I-LCL-FRESH-U)和圖16(2I-LCL-FRESH-L)中的這些雙輸入雙路徑LCL-FRESH濾波結(jié)構(gòu)30a、30b可或者使用輸入x+(t)與頻移2fc-fb/2自上相鄰頻道中或者使用輸入x-(t)與頻移2fc+fb/2自下相鄰頻道中去除干擾。作為迭代方案，可使用圖17中所示(3I-LCL-FRESH-UL)3輸入3路徑LCL-FRESH濾波器30c同時地自上的和下的相鄰頻道兩者中都去除干擾。
根據(jù)前面提及的自3路徑FRESH濾波器中獲取LCL-PTV、LCL-FRESH-FSE、LCL-FSE、RI-FSE、LCL和RI濾波結(jié)構(gòu)的方式的描述，熟悉信號處理技術(shù)的人知道能將這些濾波結(jié)構(gòu)推廣以改善它們抑制相鄰頻道干擾的能力?？梢愿淖冞@些濾波結(jié)構(gòu)以利用相鄰頻道干擾的循環(huán)平穩(wěn)特性，從而完成這類推廣。
最后，注意到可以有利地使用不同濾波結(jié)構(gòu)輸出量的組合。例如，3路徑LCL-FRESH濾波器的兩個副本中的每一個可用于下的和上的相鄰頻道中的每一個以提供相鄰頻道信號的改善估計；然后可將這些估計恰當?shù)仡l移、適應性地濾波，然后自所需頻道的接收信號中減去，因而減小相鄰頻道干擾。所得信號就可以由3路徑LCL-FRESH濾波器處理以分離同頻道信號并校正失真。相鄰頻道干擾消除濾波器或者可與同頻道分離和失真校正濾波器聯(lián)合適配，或者單獨適配。
濾波器歸納可理解，每個前述濾波結(jié)構(gòu)包括濾波器(包括時移器和線性組合器)，頻移器，極化開關(求共軛器，或?qū)嵅炕蛱摬窟x擇器)，及相加器(線性組合器)。因此，所有這些濾波結(jié)構(gòu)的公共核心元件是時移器，頻移器，極化開關和線性組合器。下面表1將共軛周期頻率和輸入和輸出采樣率映射為決定此處所描述特定濾波結(jié)構(gòu)的頻移值和極化開關功能(例如共軛或?qū)嵅炕蛱摬刻崛?
表1
其中fc+=下相鄰頻道的載頻，fc-=下相鄰頻道的載頻，0=超采樣的，和B=位率采樣的。括號中所列濾波結(jié)構(gòu)與不在括號內(nèi)的基本結(jié)構(gòu)在數(shù)學上等效，前者可通過標準框圖操縱自后者導出。
尚應理解，每個前述濾波結(jié)構(gòu)是為復數(shù)基帶信號設計的基帶結(jié)構(gòu)，這些復數(shù)基帶信號對應于其中心在零頻處的所需下變頻頻道，以及如果所需頻道的中心在非零頻處，則可將標準基帶至通帶轉(zhuǎn)換應用于這些基帶濾波結(jié)構(gòu)以獲得用于處理通帶信號的它們的相應通帶濾波結(jié)構(gòu)。
聯(lián)合時空濾波和分解濾波如圖18和圖19中所解釋的，上述濾波結(jié)構(gòu)中任何一個都可用于下列兩種方式中之一(1)用于聯(lián)合時空濾波結(jié)構(gòu)32中，其中每個天線輸出量由這些濾波器中的一個處理，然后再將濾波過的輸出量相加，或(2)用于時空分解濾波結(jié)構(gòu)34中，其中將純空間濾波器用于接收的陣列數(shù)據(jù)，然后用這些濾波器中的一個處理這些空間濾波的數(shù)據(jù)。前一結(jié)構(gòu)具有能力獲得比后者更好的性能，但代價是更大復雜性。迭代地，3路徑LCL-FRESH濾波器可或用圖18或圖19中的LCL-PTV濾波器或用5路徑LCL-FRESH濾波器替代，或用圖18或圖19中的LCL-FRESH-FSE,LCL-FSE,RI-FSE,LCL和RI濾波器中任何一個替代，以產(chǎn)生一個所需信號波形的位率采樣估計
多種方案單個與多個傳感器，以及單個與多個所需信號使用循環(huán)平穩(wěn)信號的譜冗余理論后，我們已在數(shù)學上證明將FRESH濾波能力與空間濾波(多傳感器線性組合)能力組合的最佳實現(xiàn)方法是在將多個數(shù)據(jù)集線性組合之前使數(shù)據(jù)自每個傳感器通過其自己的FRESH濾波器，從而復現(xiàn)最佳單傳感器FRESH濾波器。其結(jié)果是周期時變線性共軛時空濾波器的特定形式。例如，使用帶M個傳感器的單傳感器3路徑LCL-FRESH濾波器能產(chǎn)生3路徑M傳感器LCL-FRESH(3路徑MS-LCL-FRESH)時空濾波器。因此，可得出結(jié)論，LCL-FRESH,LCL-PTV,LCL-FRESH-FSE,LCL-FSE,RI-FSE,LCL和RI濾波結(jié)構(gòu)不但可用于單傳感器接收機(其中x(t)是標量信號及每個信號路徑中LTI或FSE濾波器是單輸入濾波器)也可用于多傳感器接收機(其中x(t)是向量信號及每個信號路徑中的LTI或FSE濾波器是多輸入濾波器)。類似地，LCL-FRESH,LCL-PTV,LCL-FRESH-FSE,LCL-FSE,RI-FSE,LCL和RI濾波結(jié)構(gòu)可用于估計單個所需信號(其中每個信號路徑中LTI或FSE濾波器是單輸出濾波器；在此情況下，如希望估計多個信號，則可并行地實施濾波結(jié)構(gòu)的多個副本)也可用于估計多個所需信號(其中每個信號路徑中LTI或FSE濾波器是多輸出濾波器)。還應理解，濾波器中所用頻移器和求共軛器以及實部和虛部提取器成為多輸入設備。這些觀察強調(diào)以下事實這些濾波結(jié)構(gòu)的新穎和實用很大程度上不在于結(jié)構(gòu)內(nèi)任何具體信號路徑中信號維數(shù)，而在于共軛、實部和虛部選擇、頻移和采樣操作的模式及接受這些轉(zhuǎn)換的信號形成線性組合的方式。
LTI和FSE濾波器的實施熟悉信號處理技術(shù)的人知道組成本發(fā)明不同濾波結(jié)構(gòu)的線性時不變(LTI)濾波器和FSE濾波器可用不同方式實施。在一個這類實施中，將LTI濾波器實施為FIR濾波器，并用周知的使用快速富里埃變換(FFT)的交疊與加或者交疊與存算法用于其輸入端。在另一個這類實施中，使用一條抽頭延遲線，連至每個抽頭的乘法器和一個相加器實施LTI濾波器。在又一個實施中，可用無限脈沖響應(IIR)濾波器而不是FIR濾波器實施LTI濾波器；然而，應注意，采用這類濾波器可能是計算上昂貴的和/或不可靠的。
恢復信號的解調(diào)最后，必須考慮濾波結(jié)構(gòu)(用于干擾抑制和/或同頻道信號分離)與解調(diào)器(用于自所需信號估計中恢復位流)之間的交互作用。數(shù)種解調(diào)器當今用于GMSK信號基于Viterbi算法的最大似然序列估計器(MLSE)，多信號差動檢測器，及決策反饋均衡器(DFE)。這些解調(diào)器中任何一個可用于濾波結(jié)構(gòu)之后以將感興趣的估計信號解調(diào)。由于DFE本身是濾波結(jié)構(gòu)，因此迭代方案可以合理地將由常規(guī)DFE實施的解調(diào)功能和由時空濾波結(jié)構(gòu)實施的干擾抑制和/或信號分離功能合并，所得濾波結(jié)構(gòu)將具有相對于基于MLSE或多信號差動檢測的接收機而言非常低的復雜性的所希望性質(zhì)，并且由于同一存儲器長度的可調(diào)整系數(shù)的數(shù)量較小，可能能夠得到較高質(zhì)量的恢復的位流。
因為此處描述的所有迭代的濾波設備包括DFE的前饋部分的能力，將濾波設備與DFE合并的結(jié)果是人們只是簡單地在濾波設備(不論它是單傳感器還是多傳感器)之后放DFE的反饋部分。因此，該反饋部分單獨地用作解調(diào)器。用于適應性地調(diào)整此解調(diào)器的算法不在本發(fā)明范圍之內(nèi)。
類似地，MLSE解調(diào)器的復雜性得以減低，而FRESH濾波結(jié)構(gòu)的失真去除能力的效果能提高其性能。例如，借助于失真去除或甚至只是失真減低，對作為MLSE解調(diào)器的整體部分的頻道估計器的要求得以減輕。D．適配方法下面的適配方法在GSM系統(tǒng)的范圍內(nèi)討論，GSM系統(tǒng)是應用本發(fā)明的一種無線通信系統(tǒng)。熟悉通信系統(tǒng)和信號處理技術(shù)的人知道這些適配方法也可用于使用具有所含訓練序列和常模數(shù)的信號的任何其它通信系統(tǒng)。
在GSM中，每個時間片持續(xù)577μs(270.833仟位/秒時的156.25位周期)，并如圖20中所示地構(gòu)成位。主脈沖串兩端的3個尾部位都是零，持續(xù)8.25位周期的保護時間用于防止相鄰時間片由于不同成批傳播延遲而相撞。每一片中的116位消息可以或為數(shù)字化語音(在語音合成，卷積編碼和間插之后)或為控制信息。含于片中間的26位訓練序列用于現(xiàn)有常規(guī)GSM接收機中以便例如在MLSE解調(diào)前完成頻道估計。
本發(fā)明中，不但使用此方便的訓練序列，而且使用GMSK和其它MSK信號的非常有用的常包絡(或常模數(shù))特性以適配濾波器系數(shù)。現(xiàn)解釋四個適配算法，其中前兩個是常規(guī)的及后兩個是新穎的和本發(fā)明獨有的1．常規(guī)訓練的適應性均衡；2．常模數(shù)(CM)盲暗適應性均衡；3．訓練增廣常模數(shù)(TACM)部分盲暗適應性均衡；以及4．訓練約束常模數(shù)(TCCM)部分盲暗適應性均衡。前兩個適配算法為后兩個算法提供結(jié)構(gòu)塊。所有這些四個算法旨在尋找用于控制線性組合器的矩陣W中的濾波器系數(shù)值(此矩陣的列數(shù)設為等于待估計所需信號數(shù)及行數(shù)設為等于將被適應性地調(diào)整的線性組合器中加權(quán)系數(shù)的數(shù)量)。該線性組合器將這些復數(shù)加權(quán)系數(shù)用至包含來自M個傳感器的所收到數(shù)據(jù)的多個不同延遲的頻移并可能是共軛的形式(表示為向量x(t))的向量y(t)的元素，以產(chǎn)生一個信號估計S^(t)=WHy(t)]]>的向量，其中上標H表示共軛轉(zhuǎn)置。例如，在3路徑LCL-FRESH濾波器中，設三個濾波器中的每個由一條包含L個抽頭的抽頭延遲線(TDL)和后隨的線性組合器實施。則信號估計
可表達為
(4)其中y(t)以明顯方式定義。也可為LCL-FRESH-FSE,LCL-FSE,RI-FSE,LCL，和RI濾波結(jié)構(gòu)以及5路徑LCL-FRESH濾波器還有這些濾波結(jié)構(gòu)的任何擴展部分構(gòu)成類似的y(t)定義，在這些擴展部分中路徑數(shù)，共軛模式或?qū)嵅考疤摬窟x擇器，頻移的選擇和不同路徑輸入信號的起源都可改變。因此，在下面描述中，由于所有本發(fā)明的濾波結(jié)構(gòu)可用此公共框架代表，因此不再參照y(t)對x(t)的特定依賴。此外，為簡化描述，只考慮具有單列的W的情況；為強調(diào)在此情況下該矩陣退化為一個向量，用W表示一組濾波器系數(shù)。
常規(guī)訓練的適應性均衡在常規(guī)訓練的適應性均衡中，接收機知道所需用戶自時間t01開始至時間t02結(jié)束發(fā)射一個訓練信號s0(t)。此情況和所收到數(shù)據(jù)用于尋找W。具體地說，如此選擇W以使訓練期間(即在全部t∈T0期間，其中T0=〔t01,t02〕)的訓練信號s0(t)與估計
之間的時間平均方差為最小minw<|s(t)-s0(t)|2^>t∈T0⇔w(Ryy(T0))-1Rys0(T0)---(5)]]>其中
表示t01≤t≤t02期間的時間平均值，及任何兩個向量(或標量)a(t)與b(t)之間的相關矩陣由Rab(t0)=<a(t)bH(t)>t∈T0]]>所確定。參照GSM系統(tǒng)和圖21,T0是包含所含訓練信號的時間間隔。此方法易于實施，當用迭代最小乘方(RLS)算法或不同快速算法中的任何一種時(例如模數(shù)的多頻道方法或快速仿射投影算法)計算復雜性不高，當訓練序列長度超過濾波器系數(shù)數(shù)量(即W的長度)時，它可靠地和快速地收斂。然而，當存在強烈同頻道干擾和/或當W的長度與訓練信號不相上下或比后者更大時，此常規(guī)訓練適應性均衡算法可能不會提供足夠可靠或高質(zhì)量的信號估計。
常模數(shù)(CM)盲暗適應性均衡與常規(guī)訓練適應性均衡器完全相反，常模數(shù)(CM)盲暗適應性均衡器完全忽略任何訓練信號信息。代之的是在此應用中它使用下列事實GMSK和其它MSK信號具有常模數(shù)(常包絡)，這種特性會被同頻道干擾和頻道失真的存在所弄壞或破壞。CM算法試圖解決以下最小化問題minw<|s^(t)-s^(t)|s^(t)||2>t∈T1-----(6)]]>其中在我們的例中T1是具體時間片中一組全部時間瞬間。由于這是沒有封閉形式解法的非線性最小化問題，以及最小均方(LMS)隨機梯度下降算法收斂得實在太慢，所以使用迭代塊方法(所謂最小乘方CM算法)。在第k次迭代時，可解下式以找到加權(quán)向量WkminwH<|WkHy(t)-zk-1(t)|2>t∈T1---(7)]]>其中zk-1(t)=wk-1Hy(t)|Wk-1Hy(t)|]]>即，方差中的模數(shù)歸一化項是在前一次迭代期間自濾波器輸出量中獲得的。這允許找到簡單的線性解法wk=(Ryy(T1))-1Ryzk-1(T1)-----(8)]]>尋找模數(shù)歸一化濾波器輸出量和解此線性方程這兩個步驟迭代地進行，直至收斂。CM算法允許在缺少訓練信號的情況下成功地將均衡器適配，然而已知它在有些情況下表現(xiàn)出不可靠的收斂，以及當觀察周期短時(如對于GSM時間片)，它的可靠性可能比所需的低。當將CM算法應用于包含多個同頻道信號的環(huán)境時，會出現(xiàn)該算法的另一個復雜性。已經(jīng)開發(fā)了多目標CM算法，用于適配多組濾波器加權(quán)系數(shù)，每個用于提取一個不同信號。接著應完成一個信號分類操作以識別所提取信號與用戶之間的對應；如用戶被賦予不同訓練序列則可容易地得到此對應。然而應注意，此訓練信號信息可以更有利地由它們自己適配濾波器加權(quán)系數(shù)而不是簡單地將盲暗地適配的濾波器的輸出量分類。下面將討論使用另兩個適應性算法過程的情況。
訓練增廣CM(TACM)部分盲暗適應性均衡常規(guī)訓練適應性均衡器和CM盲暗適應性均衡器中每個都明顯地忽視另一個使用的有用信息，但TACM部分盲暗適應性均衡器不像它們，對GSM中可用的訓練信號和常模數(shù)特性兩者都使用。這些方法的動力在于下列想法式(5)和式(7)中兩個價值函數(shù)的凸線性組合的最小化所產(chǎn)生的性能優(yōu)于任何一個價值函數(shù)單獨最小化的性能，因一般兩個價值函數(shù)不可能同時最小化。所得價值函數(shù)給出如下γ<|WkHy(t)-zk-1(t)|2>t∈T1+(1-γ)<|WkHy(t)-s0(t)|2>t∈T0--(9)]]>如同GSM系統(tǒng)中所用常規(guī)訓練適應性均衡器中一樣，T0是由所含訓練信號所占時間間隔(圖20)。應用CM算法的時間周期T1可以是整個時間片，也可以是扣除訓練信號后的時間片。不論何種方式，封閉形式解法由下式給出wk=[γRyy(T1)+(1-γ)Ryy(T0)]-1[γRyzk-1(T1)+(1-γ)Rys0(T0)]--(10)]]>凸線性組合器加權(quán)系數(shù)γ控制兩個價值函數(shù)的影響，也就控制對它們中使用的兩個不同類型的知識的側(cè)重。更接近于1的γ值更側(cè)重于CM特性的使用，而更接近于零的值則更側(cè)重于已知訓練信號的使用。
注意到，當初始條件為零(即W=0)及γ=1時，出現(xiàn)TACM的特殊情況。在此情況下，TACM所產(chǎn)生的算法中使用已知訓練信號在迭代k=1和w1=(Ryy(T0))-1Rys0(T0)]]>時初始化常規(guī)CM算法。
在
是常模數(shù)信號(例如對于GMSK,CPFSK和其它MSK信號的情況)的情況下，
應預先歸一化以便在它用于TACM算法之前具有單位模數(shù)。在
不是常模數(shù)信號的情況下，必須在上面的TACM價值函數(shù)中插入適應性歸一化常數(shù)以產(chǎn)生歸一化適應性TACM(AN-TACM)算法γ<|wkHy(t)-zk-1(t)|2>t∈T1+(1-γ)<|wkHy(t)-c*s0(t)|2>t∈T0]]>式(11)其中C是復數(shù)標量。為解此問題，可使相對于Wk*和C*的復數(shù)梯度相等以獲得
此方程組由下列解出
其中R11=γRyy(T1)+(1-γ)Ryy(T0),R12=-(1-γ)Rys0(T0),R21=Rs0y(T0),]]>R22=-Rs0s0(T0)]]>訓練約束CM(TCCM)部分盲暗適應性均衡TCCM與TACM不同之處在于它試圖利用兩類知識。具體講，當濾波器系數(shù)的數(shù)量大于或等于訓練信號樣值數(shù)時，常規(guī)訓練適應性均衡器所用線性系統(tǒng)(含于式(5)中)是過低確定的。也即，訓練信號只足以限制Wk于一定子空間內(nèi)但不足以將它完全確定。在此情況下，至今只能說，Wk由下式給出wk=(Ryy(T0))+Rys0(T0)+vk=w(T0)+vk,]]>式(15)其中上標()*表示Moore-Penrose偽逆矩陣，Vk是
零空間中任何向量，及
是以明顯方式定義的。對Vk的約束能保證在時間間隔T0內(nèi)準確地復現(xiàn)訓練信號。然后使用CM特性以選擇Vk，其中k表示為在CM算法的塊最小方實施中迭代之前。為獲取量后價值函數(shù)，只簡單地將式(15)代入式(7)，并相對于Vk求最小化而得到以下解法
其中
及V0的列是與
的可忽略特征值相關連的特征向量。
可以用迭代算法首先根據(jù)式(8)求解CM加權(quán)向量，然后將此向量投射至仿射空間
對所有Ck)上。最后解為
及因此在時間間隔T0內(nèi)WkHy(t)準確地復現(xiàn)訓練信號。如所需信號
0(t)具有常模數(shù)，如同GMSK，CPFSK和其它MSK信號的情況一樣，則如對于TACM一樣，
應歸一化以獲得單位模數(shù)。最后，可以依靠在推導AN-TACM算法中使用的適應性歸一化技術(shù)將TCCM算法的兩個形式中的每一個擴展以容納具有非常數(shù)模數(shù)的所需信號。這些擴展可以直截了當?shù)貙崿F(xiàn)，因此此處不再詳述。
附加的適應性方法在前述TACM和TCCM方法和它們的不同擴展和特殊情況外，也能使用其它適應性方法來選擇濾波器中的系數(shù)值。例如，所謂適應性決策方向方法中在有些方法(例如前述方法中的任何一個)的控制下執(zhí)行適配的第一階段，以產(chǎn)生一個中等至高等質(zhì)量的信號估計，然后再加以解調(diào)，在適配的第二階段中使用所得的檢測的位以形成一個已知訓練信號，后者可與初始完善訓練數(shù)據(jù)一起使用(例如通過常規(guī)最小乘方法)。E．總體接收機的優(yōu)選實施例圖22描述了一個根據(jù)本發(fā)明的總體接收機設備36的優(yōu)選實施例。M個天線38輸出端的RF信號相干地下變頻為復數(shù)基帶并由相干M天線收集設備40數(shù)字化，它的輸出量是數(shù)字化離散時間序列M×1復數(shù)向量，此處都標為x(t)。此接收數(shù)據(jù)的向量即作為濾波設備42的輸入量，該設備42的另一個輸入量是由適應性設備44提供的濾波器系數(shù)(W)，它產(chǎn)生一個d×1復數(shù)向量信號估計的數(shù)字化離散時間序列
在適配過程中，位于濾波設備42輸出端的開關46將濾波設備42輸出量送至適應性設備44中；當檢測到適應性設備44的收斂操作后(例如當完成預定次數(shù)的迭代后)，開關46即移動而將濾波設備42輸出量即最后信號估計
送至下一個處理器例如解調(diào)器，后者將執(zhí)行位決策以恢復由所需信號所傳送的二進制數(shù)據(jù)流。濾波設備42的一個中間輸出量(此處標為y(t))也用作適應性設備44的輸入量。
圖23顯示相干M天線收集設備40的優(yōu)選實施例。此設備由用戶提供的RF調(diào)諧頻率值和用于控制本機振蕩器48的A/D采樣時鐘頻率值進行控制，本機振蕩器48分別用于將實數(shù)RF下變頻為復數(shù)基帶(也稱為同相和正交相信號)及用于A/D轉(zhuǎn)換器50。完成下變頻的RF前端52可用熟悉RF設計技術(shù)的人所知道的不同方式加以實施。A/D轉(zhuǎn)換器的采樣時鐘頻率最好等于位率fb的整倍數(shù)。除去在LCL和RI濾波器中需要fb的采樣率外，2fb代表在由過采樣提供的時間分辨率與過采樣所引起的過多數(shù)據(jù)和相關的過多計算量之間的很好的折衷。每一對A/D轉(zhuǎn)換器輸出端的數(shù)字化離散時間同相和正交信號組合起來以形成并表示為單個復數(shù)值數(shù)字化離散時間信號。如此形成的與單個天線相關連的每個硬件鏈有一個信號，這樣的M個信號被組合為所收到數(shù)據(jù)的一個數(shù)字化離散時間M×1復數(shù)向量。
圖24中顯示濾波設備42的優(yōu)選實施例。濾波設備42接受所收到數(shù)據(jù)的M×1復數(shù)向量和來自適應性設備44的濾波器系數(shù)輸出量作為輸入量。所收到數(shù)據(jù)首先由頻移，時移和極化開關(即共軛，實部選擇或虛部選擇)設備54處理，其目的在于形成向量y(t)。如此變換的數(shù)據(jù)y(t)記錄存于信號緩存56中以允許y(t)在此處實施的適應性算法的多個迭代中可供適應性設備44使用，信號緩存56可用動態(tài)RAM芯片或其它高速存儲介質(zhì)實施。矩陣向量相乘器58將濾波器系數(shù)用于所收到數(shù)據(jù)，從而產(chǎn)生可在適應性設備44完成的下一次迭代(第k+1次)中使用的輸出量
圖25中顯示頻移，時移和極化開關設備54的優(yōu)選實施例，該設備54具有對應于此處先前描述過的3路徑LCL-FRESH濾波器的具體濾波結(jié)構(gòu)。應理解也可迭代地使用以前描述過的其它濾波器。該設備接受所收到數(shù)據(jù)的M×1向量x(t)作為輸入并接照式(4)產(chǎn)生3LM×1向量y(t)作為輸出。抽頭延遲線(TDL)60產(chǎn)生多個它們相應輸入量的L個時移形式的組。在此實施例中是求共軛器的極化開關62和頻移器64使用信號處理和通信中的標準塊符號加以解釋。類似地，圖26至圖32分別顯示具有不同濾波結(jié)構(gòu)的頻移，時移和極化開關設備54的不同實施例，該設備54分別具有對應于LCL-FRESH-FSE(2個迭代實施例)，LCL-FSE(2個迭代實施例)，RI-FSE(可為RI-FSE獲得第二迭代實施例，類似于LCL-FRESH-FSE和LCL-FSE)，LCL和RI濾波器的具體濾波結(jié)構(gòu)，其中輸出端的中間信號向量是4LM×1或2LM×1。注意到，在將所需信號中出現(xiàn)的所含訓練序列用于LCL-FSE,RI-FSE,LCL和RI濾波器所用適應性方法之前，這些序列必須由位率采樣器66進行位率采樣并頻移j-k；同樣注意到，如需獲得所需信號的不頻移估計，則應在濾波器輸出端用共軛頻移jk來補償此頻移j-k。然而，許多GMSK解調(diào)器要求一定將它們輸出量頻移j-k，及因此共軛頻移jk與隨后的頻移j-k彼此抵消。還注意到，由于RI-FSE和RI濾波器使用實數(shù)中間信號向量(及隨后在數(shù)學上簡化它們的應用和適配)而不使用在LCL-FSE和LCL濾波器中使用的復數(shù)中間信號向量，因此它們可以更有效地實施。
參照圖33，以功能框圖形式解釋極化開關62。此處可以看出，極化開關62代表一族濾波器設計參量，其中選擇器72根據(jù)表1中所示共軛周期頻率和輸入/輸出采樣率來選擇或排斥復數(shù)輸入信號的實部68和虛部70。還注意到，如果選擇輸入信號虛部，則它的符號或不改變或由開關74倒置。換言之，復數(shù)輸入信號或者求共軛值，或者選其實部，或者選其虛部?？梢袁F(xiàn)解，極化開關62最好實施為單個功能的求共軛器或?qū)嵅窟x擇器或虛部選擇器，而不是用于迭代性地選擇所有這些功能的設備。
參照圖34，顯示了抽頭延遲線(TDL)60的優(yōu)選實施例。這是技術(shù)中周知的標準實施。所產(chǎn)生的LM×1輸出向量b(t)從而簡單地由任何M×1輸入向量a(t)定義為b(t)=a(t)a(t-1)...a(t-L+1)]]>式(19)因此，經(jīng)過對基礎單元采樣延遲設備和信號路徑作適當修改，可用TDL60或容納實數(shù)輸入或容納復數(shù)輸入。
現(xiàn)參照圖35和圖36，分別顯示選擇TACM和TCCM作為適應性算法的適應性設備44的迭代實施例，及d×1向量0(t)
中所有d個所需信號都具有常數(shù)單位模數(shù)。適應性設備44將濾波設備42中信號緩存56所提供的中間信號數(shù)據(jù)y(t)及由濾波設備42中矩陣向量相乘器58所計算的輸出信號
都用作輸入。它提供濾波系數(shù)的矩陣Wk作為輸出，同時它還控制圖22中所示輸出開關46。適應性設備44還將開關46自其用于將濾波設備42輸出量送至適應性設備44的低位移至高位，在此高位上濾波設備42輸出量是適合于供合適的解調(diào)器隨后使用的所需信號估計的d×1向量
熟悉實施技術(shù)(例如可編程數(shù)字信號處理芯片技術(shù))的人應能理解，可直接自此文件中對TACM和TCCM不同形式的描述中直接導出適應性設備44的迭代實施例。
可以看出，本發(fā)明可用于自眾多頻譜交疊通信信號中提取感興趣的信號，自同頻道干擾信號中分離和去除失真及抑制GMSK或MSK類型的相鄰頻道干擾信號。這些信號在特征上具有實數(shù)和虛數(shù)分量，表現(xiàn)出頻譜和時間交疊，顯示出時間冗余，具有其值等于它們載頻的兩倍加或減它們數(shù)據(jù)位率的一半的共軛周期頻率，及顯示對具有由它們的共軛周期頻率所分離的頻率的譜分量的共軛譜冗余。本發(fā)明提供復雜信號的實部或虛部的時移，頻移和共軛或提取，以產(chǎn)生感興趣的信號估計。雖然以上描述包含許多特征，但這些不應認為限制本發(fā)明范圍，而只是提供本發(fā)明一些現(xiàn)有優(yōu)選實施例的闡釋。因此本發(fā)明范圍應由所附權(quán)利要求書及它們的合法等效內(nèi)容所決定。
權(quán)利要求
1．一種用于自多個在頻譜上和時間上交疊的輸入信號中提取感興趣的信號的設備，所述輸入信號包含具有位率的數(shù)字數(shù)據(jù)，所述輸入信號具有載頻，所述輸入信號具有等于它們載頻的兩倍加和減它們數(shù)據(jù)位率的一半的共軛周期頻率，所述輸入信號對于具有由所述共軛周期頻率分離的頻率的譜分量表現(xiàn)出共軛譜冗余，所述輸入信號表現(xiàn)出時間冗余，所述設備包括(a)時移裝置，用于產(chǎn)生時移的輸出信號，其中所述感興趣的信號是時移的；(b)頻移裝置，用于產(chǎn)生頻移的輸出信號，其中所述感興趣的信號頻移一個由其周期頻率確定的量；以及(c)線性組合裝置，用于將所述輸出信號加權(quán)和求和以產(chǎn)生所述感興趣的信號的估計。
2．權(quán)利要求1中所述設備，其中所述輸入信號具有實數(shù)和虛數(shù)分量，及所述設備還包括極化開關裝置，用于產(chǎn)生一個極化輸出信號，其中所述感興趣的信號的所述實數(shù)和/或虛數(shù)分量被選或被排斥及其中所述實數(shù)和虛數(shù)分量具有由所述極化開關裝置改變或保持不變的符號，其中所述極化輸出信號是時移的，及其中所述極化輸出信號由所述線性組合裝置加權(quán)和求和。
3．權(quán)利要求1中所述設備，進一步包括接收裝置，用于接收所述多個在頻譜上和時間上交疊的輸入信號。
4．權(quán)利要求1中所述設備，進一步包括解調(diào)裝置，用于自所述感興趣的信號的所述估計中提取數(shù)據(jù)。
5．一種用于自多個在頻譜上和時間上交疊的通信信號中提取感興趣的信號的設備，所述通信信號具有實數(shù)和虛數(shù)分量，所述通信信號具有載頻，所述通信信號包含具有位率的數(shù)字數(shù)據(jù)，所述通信信號表現(xiàn)出時間冗余，所述通信信號具有等于它們載頻的兩倍加和減它們數(shù)據(jù)位率的一半的共軛周期頻率，所述通信信號對于具有由所述共軛周期頻率分離的頻率的譜分量表現(xiàn)出共軛譜冗余，所述設備包括(a)時移裝置，用于產(chǎn)生一個時移的輸出信號，其中感興趣的信號是時移的；(b)極化開關裝置，用于產(chǎn)生一個極化輸出信號，其中所述感興趣的信號的所述實數(shù)和/或虛數(shù)分量被選或被排斥，及所述實數(shù)和虛數(shù)分量具有由所述極化開關裝置改變或保持不變符號；(c)頻移裝置，用于產(chǎn)生一個頻移的輸出信號，其中所述感興趣的信號頻移一個由其周期頻率確定的量；以及(d)線性組合裝置，用于將所述輸出信號加權(quán)和求和以產(chǎn)生所述感興趣的信號的估計。
6．如權(quán)利要求5中所述設備，還包括接收裝置，用于接收所述多個在頻譜上和時間上交疊的通信信號。
7．如權(quán)利要求6中所述設備，還包括解調(diào)裝置，用于自所述感興趣的信號的所述估計中提取數(shù)據(jù)。
8．一種用于自多個在頻譜上和時間上交疊的通信信號中提取感興趣的信號的設備，所述通信信號包含具有位率的數(shù)字數(shù)據(jù)，所述通信信號具有載頻，所述通信信號具有等于它們載頻的兩倍加和減它們數(shù)據(jù)位率的一半的共軛周期頻率，所述通信信號對于具有由所述共軛周期頻率所分離的頻率的譜分量表現(xiàn)出共軛譜冗余，所述通信信號表現(xiàn)出時間冗余，所述設備包括(a)傳感裝置，用于接收所述通信信號；(b)濾波裝置，用于將所述通信信號中所含所述感興趣的信號頻移，時移和極化切換，其中所述感興趣的信號頻移一個由其周期頻率確定的量；(c)用于將所述濾波裝置適配的裝置；以及(d)用于產(chǎn)生所述感興趣的信號的估計的裝置。
9．權(quán)利要求8中所述設備，其中所述傳感裝置包括一個天線和一個射頻接收機。
10．權(quán)利要求9中所述設備，進一步包括信號緩存裝置，用于緩存來自所述濾波裝置的輸出信號和產(chǎn)生一個中間信號，用作對所述適配裝置的輸入量。
11．權(quán)利要求9中所述設備，進一步包括連至所述信號緩存裝置和所述適配裝置的向量相乘裝置，用于將來自所述濾波裝置的信號加權(quán)和線性組合。
12．權(quán)利要求11中所述設備，進一步包括解調(diào)裝置，用于提取所述感興趣的信號的所述估計中所含數(shù)字數(shù)據(jù)。
全文摘要
一種利用濾波結(jié)構(gòu)自高斯最小頻移鍵控(GMSK)或其它MSK類的同頻道干擾信號中分離信號和去除失真及抑制相鄰頻道干擾信號的方法和設備,該濾波結(jié)構(gòu)利用所收到GMSK或其它MSK信號的周期平穩(wěn)特性以便容納比現(xiàn)有濾波器所能容納的更多的(或相等數(shù)量,但質(zhì)量更高)由一個或多個天線接收的發(fā)射信號。這些濾波結(jié)構(gòu)的參量用兩種適配設備中任何一種適配,該兩種設備同時利用大多數(shù)無線通信系統(tǒng)中發(fā)射的已知訓練序列和每個所發(fā)射GMSK或其它MSK信號所表現(xiàn)的常模數(shù)特性兩者。
文檔編號H04B1/12GK1234926SQ9618046
公開日1999年11月10日 申請日期1996年10月10日 優(yōu)先權(quán)日1996年10月10日
發(fā)明者威廉·A·卡德納, 斯蒂芬·V·沙爾 申請人:統(tǒng)計信號處理公司