專利名稱：在發(fā)射數(shù)字信號時改進接收的方法和電路裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及在發(fā)射數(shù)字信號時改進接收的方法和電路裝置。
在OFDM(正交頻分多路復用)方法的情況下，對每個節(jié)目不是使用一個載波，而是使用采用頻分多路復用發(fā)射的大量已調制載波。調制的類型可能是例如QPSK、64QAM或其它數(shù)字型調制。N個載波的頻率位于等距離間隔ftr，并且其選擇方式要使其構成一個正交函數(shù)系統(tǒng)。在這種情況下，大量的載波導致一個具有虛擬矩形形狀的頻譜，從而使OFDM信號在使用的頻帶中具有恒定的功率密度，與有限帶寬白噪聲類似。
節(jié)目信號被分解為持續(xù)時間Ts＝l/ftr的符號，并且分布在N個不同的載波頻率上。在這種情況下，對每個OFDM符號指定長度為Tg的保護間隔，在該保護間隔中重復符號的一部分，以便使信號對回波不敏感。
為了在接收機中再次將載波彼此分開，進行長度為N的快速傅立葉變換(FFT)，從而只要載波彼此之間完全正交，就可以將載波彼此清晰地分開。
然而，載波的正交性可能受各種原因干擾，從而載波中的頻率誤差或載波的傳播可以由于相位噪聲的結果而產生。如果在載波之間存在頻率成分，正交性也受到干擾，這可能由頻率與載波頻率不相符合的白噪聲或諧波干擾引起。
此外，必須通過在接收機中進行模擬或數(shù)字濾波將需要的信號與不需要的相鄰通道信號分開。如果需要的信號占據(jù)了整個通道直至頻帶界限，那么兩個相鄰信號之間的小分離也需要很陡的分離濾波器，這就要求很高的系統(tǒng)復雜性。減少頻帶界限上的載波數(shù)量來增大分離只能在有限的程度上克服該困難。
在上述兩種情況下都對所有頻率成分進行積分(FFT的漏泄效應)，該積分可能導致相應OFDM接收機中干擾的顯著增大。
本發(fā)明的目的是提供一種方法，該方法通過純凈載波和通道分離，在數(shù)字信號被發(fā)射時改進接收。這一目的由權利要求1和6中描述的方法來實現(xiàn)。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種使用本發(fā)明方法的電路裝置，該目的由權利要求8和11所述的電路裝置來實現(xiàn)。
為了改進對N個載波的分離，可以通過增加FFT部件的數(shù)目來增大FFT濾波的選擇性。然而，由于FFT的長度以及計算出來的系數(shù)的數(shù)目必須是N的整數(shù)倍，因此這通常會導致計算復雜性嚴重增大，這是不希望的。但是，根據(jù)本發(fā)明對用于FFT的時間窗口的細化可以使得某些系數(shù)的計算被省卻。根據(jù)發(fā)射的信號和發(fā)射條件，借助于對通道特性的估計，在這種情況下窗口的實現(xiàn)可以與發(fā)射條件自適應匹配。
在FFT之前，如果在接收機中信號被過采樣，那么通道分離可以改進。此時根據(jù)本發(fā)明選擇過采樣也可以在這種情況下免除計算某些系數(shù)，并且能使用相對簡單的模擬濾波，因為此時不再需要很陡的濾波。
在載波和通道分離的情況下，可以采用減小頻帶的原理(頻率抽取)執(zhí)行FFT，以便只有FFT的第一級才需要采用所有的系數(shù)進行計算。使用的其它系數(shù)則采用常規(guī)N-FFT計算，從而減小了因為N的擴大而引起的復雜性增加。
從原理上說，在數(shù)字信號被發(fā)射時改進其接收的本發(fā)明方法中，數(shù)字信號被分解為持續(xù)時間為Ts的符號進行發(fā)射，并對每個符號指定一個保護間隔，這些符號被分布在N個不同的載波頻率上，并在一個接收機中對發(fā)射的信號進行傅立葉變換，該方法的要點是為這些符號產生持續(xù)時間為M1*Ts的新符號，并在傅立葉變換過程中用持續(xù)時間為M1*Ts的時間窗口相乘，在對信號進行采樣之后，傅立葉變換的長度為M1*N，并由每一第M1個系數(shù)的傅立葉變換進行計算。
最好使符號延長持續(xù)時間Tv，由此產生延長的符號，在延長的符號之前和之后的樣本被設置為零，以便以這種方式產生新的符號，并且在每種情況下時間窗口由一個奈奎斯特窗口和設置為零的一個區(qū)域構成。
選擇設置為零的樣本的數(shù)目最好使得新的符號的持續(xù)時間為2*Ts，奈奎斯特窗口在Ts/2和3Ts/2有奈奎斯特點，傅立葉變換的長度是2*N，并且只計算每第二個系數(shù)。
新的符號最好由所述的符號和保護間隔的一部分組成。
特別有利的是在接收機中計算保護間隔的當前最大有用長度，以便保證用于構成新的符號的保護間隔的這些部分的長度適用性。
從原理上說，在發(fā)射數(shù)字信號時改進其接收的本發(fā)明方法中，信號向若干通道發(fā)射，對每個通道使用N個載波頻率，并且在接收機中選擇其中一個通道，對信號采樣并執(zhí)行傅立葉變換，該方法包括在采樣時產生M2*N個樣本，傅立葉變換的長度是M2*N，并且由傅立葉變換計算中心N個系數(shù)。
權利要求6的特征最好與權利要求1至5之一的特征相結合。
從原理上說，用于根據(jù)權利要求1至5中一個或多個所述的在發(fā)射數(shù)字信號時改進其接收的方法的本發(fā)明電路裝置，在該裝置的情況下，發(fā)射的信號被提供給在其中進行信號采樣和轉換為I/Q信號的第一單元，借助于頻率混合單元進行I/Q信號的頻率匹配，并在處理器中進行N個載波頻率的分離，該裝置的要點是在處理器中產生持續(xù)時間為M1*Ts的新符號，用持續(xù)時間為M1*Ts的時間窗口執(zhí)行開窗，進行長度為M1*N的傅立葉變換，并且只計算每第M1個系數(shù)。
保護間隔的當前最大可用長度最好由檢測單元確定，以便產生新的符號。
第一單元最好包括一個A/D轉換器和一個數(shù)字濾波器。
從原理上說，根據(jù)權利要求6所述的用于在發(fā)射數(shù)字信號時改進其接收的方法的本發(fā)明電路裝置，在該裝置的情況下，發(fā)射的信號被提供給在其中進行信號采樣和轉換為I/Q信號的第一單元，借助于頻率混合單元進行I/Q信號的頻率匹配，并在處理器中進行N個載波頻率的分離，該裝置的要點是通過同步單元選擇采樣率，使得在采樣過程中產生M2*N個樣本，在處理器中計算長度為M2*N的FFT，并且只計算中心M個系數(shù)。
M1和M2最好是自然數(shù)，特別是2的冪。
本發(fā)明的實施例將結合下述附圖進行描述，其中

圖1A示出了一個OFDM信號、圖1B示出了一個矩形時間窗口和圖1C示出了相關的系數(shù)頻譜；圖2示出了相應于圖1的2N-FFT的濾波器響應；圖3A示出了一個OFDM信號、圖3B示出了一個奈奎斯特時間窗口和圖3C示出了相關的系數(shù)頻譜；圖4A、4B、4C示出了對各種滾降因子相應于2N-FFT的濾波器響應；圖5A和5B示出了在常規(guī)的FFT和本發(fā)明的FFT中的干擾的比較；圖6A示出了采用輕微模擬濾波的相鄰通道濾波(在頂部)，圖6B示出了過采樣和2N-FFT的形成(在底部)；圖7示出了采用4基數(shù)算法簡化4N-FFT來形成一個N-FFT；圖8示出了根據(jù)本發(fā)明的電路裝置的方框圖。
圖1示出了根據(jù)本發(fā)明改進載波分離的方法。在時域中，OFDM信號的頻譜有一個很明顯的噪聲包絡，如圖1A所示，一個符號的持續(xù)時間通過例如加長保護間隔現(xiàn)在被增大到發(fā)射機中持續(xù)時間的兩倍(或2n倍)。此時從這個信號取2N個樣本b1，b2，b3，...b2N-1，b2N，根據(jù)圖1B該樣本與一個時間窗口相乘，以便將單個符號彼此之間分離。在這種情況下矩形時間窗口的長度是2Ts，在該時間范圍內，長度為2N的FFT從該采樣值計算2N個復系數(shù)a1，a2，a3...，a2N-1，a2N，這些系數(shù)包括來自每個單獨的載波、并在發(fā)射機中被調制的信息，2N個系數(shù)中只有系數(shù)a1，a3，a5，a7....a2N-1，a2N包含相關信息，如圖1C所示，其余的系數(shù)不需要，因此不必計算。
圖2示出了2N-FFT的濾波器響應。載波信息的一項只包括每隔一個的系數(shù)。正如相應于圖1所描述的那樣，對FFT來說，這意味著僅這一半系數(shù)需要計算，而另一半系數(shù)不需要考慮。對每個載波而言濾波器響應具有sm(x)/(2Nx)函數(shù)的形式。從而每個函數(shù)相應于一個濾波器，該濾波器使N個載波中的其中一個無損耗地通過，同時從信號中濾除其它載波。在這種情況下每個函數(shù)的絕對最大值相應于其它濾波器的過零點。濾波器的最大值位于一個減小的間隔ftr/2內，并且濾波器的數(shù)目是N-FFT情況下的兩倍。特別是相應濾波器的通帶是N-FFT情況下寬度的一半。這對信一噪比產生了改進，原因是-與傳統(tǒng)的情況相比較，如果白噪聲存在，每個載波只有一半的噪聲功率被積分，這對信噪比產生了3dB的改進。
-如果在濾波器最大值的區(qū)域中發(fā)生諧波干擾，在其中沒有載波存在，那么即使這個干擾元也從需要的信號中被完全濾除。
根據(jù)本發(fā)明采用奈奎斯特開窗進行載波分離被示于圖3。持續(xù)時間為Ts的現(xiàn)有符號被延長時間Tv，可以根據(jù)需要改變Tv，并且它是保護時間間隔Tg(Tv＜Tg)的一部分，其中，例如Tg/Ts＝1∶4。特別是，如果傳輸只有很短的回波，Tv可以選擇適當長。通過對需要的符號Ts和符號擴展Tv采樣得到樣本br+1，br+2，...b2N-r。值b1，b2，...，br和b2N-r，...，b2N等于零，由此獲得的新符號SN構成如下
新符號＝零+舊符號+符號擴展+零根據(jù)圖3A，新符號的持續(xù)時間為(Ts-Tv)/2+Ts+Tv+(Ts-Tv)/2＝2Ts由此可以采用一個奈奎斯特窗口，該窗口關于符號中心是對稱的?？梢詫㈤_窗設計成例如余弦滾降，當然其它奈奎斯特窗口(三角、梯形等等)同樣也可以使用。由奈奎斯特頻率類推得到的“奈奎斯特時間”是1/2Ts和3/2Ts，如圖3B所示。采用2N-FFT轉換所有2N個樣本，以便得到2N個系數(shù)。然而，如圖3C所示，同樣只計算一半的系數(shù)。
圖4示出了具有奈奎斯特開窗的2N-FFT的濾波器響應。同樣，這時的濾波器數(shù)量是N-FFT情況下的兩倍，載波信息包含在系數(shù)a1，a3，a5，a7，...，a2N中。由于剩余的系數(shù)不需要考慮，因此為清楚起見，在圖中沒有示出它們以及相應的偶數(shù)階的濾波器。由于該奈奎斯特開窗的緣故(圖4C)，也就是說余弦滾降等于1，與余弦滾降等于0.5(圖4B)或相應于余弦滾降等于0的矩形窗口(圖4A)相比，濾波器函數(shù)的過沖更早衰減。
因此該奈奎斯特開窗有以下優(yōu)點一根據(jù)選定的滾降系數(shù)，在存在白噪聲的情況下，信噪比被改進高達1.2dB。
一如果在要求的頻帶中存在離散干擾，那么信噪比被減小，相關的載波在較低程度上被干擾，而相鄰的載波在較低程度上受影響。
一在頻率誤差或相位噪聲存在時，信噪比得到改進。
以頻率誤差存在為例，在圖5中可以看到信噪比的改進。對采用2048個載波的一個16QAM，在該圖中對傳統(tǒng)N-FFT(A)和具有奈奎斯特開窗和滾降等于1的本發(fā)明的2N-FFT(B)的向量圖作了比較。在這種情況下圖中的每個點相應于一個載波。對傳統(tǒng)的N-FFT而言，可以看出圍繞相應的參考值載波有顯著的分散，而在本發(fā)明的方法中該分散明顯降低。
本發(fā)明的相鄰通道濾波在圖6中進行解釋。需要的信號通道IS和相鄰的通道NC在這種情況下彼此直接相鄰。OFDM需要的信號采用去假頻濾波器-相對簡單的模擬濾波-在基帶中選擇，并隨后被采樣。虛線F在這種情況下示出了濾波的頻率特性。隨后采用簡單過采樣A/D轉換信號。從過采樣的信號構成長度為2N的一個FFT。N個系數(shù)1到N/2和N3/2+1到2N不包含任何需要的信息，而是來自相鄰通道的干擾。因此這些系數(shù)不需要計算出來，從而2-FFT的復雜性被顯著簡化。與此相反，N個系數(shù)N/2+1到N3/2包含需要的信息，并被用于進一步處理。這種通過過采樣和加倍FFT的濾波適合其功率與需要信號的功率相應的OFDM相鄰信號。然而，如果需要減小泄漏效應的影響并增大濾波效應，通道濾波可以與上面描述的開窗相結合。此時開窗需要將FFT系數(shù)的數(shù)目再次加倍，但不需要再次過采樣，因此產生4N個樣本。然而，在這種情況下4N-FFT只比N-FFT稍微復雜，因為最后只需要計算四分之一的系數(shù)。
因此，當例如采用4基數(shù)算法計算4N-FFT時，第一復數(shù)乘法之后的復雜性與一個N-FFT的相等。圖7示出了N＝16的一個簡單例子。在FFT的第一級，采用N＝16的原始傅立葉變換在這種情況下被分離為四個傅立葉變換的線性組合，每個使用N＝4(開環(huán))，以便通過減少乘法運算來減少帶來的時間損失。因為只需要每第四個系數(shù)，因此這些N＝4的傅立葉變換中現(xiàn)在只需要計算一個，如虛線區(qū)域所示的那樣。
圖8示出了本發(fā)明電路裝置的方框圖。在發(fā)射的OFDM信號被轉換為基帶后，數(shù)字信號被送到第一單元IQ，在其中被發(fā)射的OFDM信號借助于A/D轉換器進行采樣。另外，在用于改進載波分離的方法中，這個單元包括一個數(shù)字濾波器(FIR濾波器)，用于產生I/Q信號。當執(zhí)行改進通道分離的方法時，由于OFDM信號在A/D轉換器中被過采樣，由此產生了M2*N個樣本，因此FIR濾波可以省去。在處理器FFT中執(zhí)行載波頻率分離之前，此時借助于頻率混合單元M執(zhí)行I/Q信號的頻率匹配。為此進行快速傅立葉變換，用持續(xù)時間為M1*Ts的時間窗口開窗，并將符號延長到M1*Ts的符號長度，以便改進載波分離。FFT的長度與符號長度和/或執(zhí)行的任何過采樣匹配，因此是M1*N，M2*N，或如果兩種方法同時執(zhí)行，則為M1*M2*N。因此在處理器中只計算系數(shù)的第1/M1、1/M2或1/(M1*M2)部分。為了產生新的符號，由檢測單元GI向處理器FFT報告保護間隔的當前最大可用長度，該檢測單元GI以公知的方式采用接收的OFDM信號來確定回波的長度和保護間隔的長度。轉換單元IQ和處理器FFT通過同步單元TS被同步。
本發(fā)明可以用于例如DAB譯碼器或數(shù)字地面電視機。
權利要求
1.一種在發(fā)射數(shù)字信號時改進其接收的方法，該數(shù)字信號被分解為持續(xù)時間為Ts的符號進行發(fā)射，并為每個符號分配一個保護間隔，這些符號被分布在N個不同的載波頻率上，并在一個接收機中對發(fā)射的信號進行傅立葉變換，其特征在于對應這些符號產生持續(xù)時間為M1*Ts的新符號，并在傅立葉變換過程中用持續(xù)時間為M1*Ts的時間窗口相乘，在對信號進行采樣之后，傅立葉變換的長度為M1*N，并由每個第M1個系數(shù)的傅立葉變換進行計算。
2.根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于-符號被延長持續(xù)時間Tv，由此產生延長的符號，-在延長的符號之前和之后的樣本被設置為零，由此產生新的符號，-時間窗口由一個奈奎斯特窗口和設置為零的一個區(qū)域構成。
3.根據(jù)權利要求2所述的方法，其特征在于-選擇設置為零的樣本的數(shù)目使得在每種情況下新的符號的持續(xù)時間為2*Ts，-奈奎斯特窗口在Ts/2和3Ts/2有奈奎斯特點，-傅立葉變換的長度是2*N，-并且只計算每第二個系數(shù)。
4.根據(jù)權利要求1至3之一所述的方法，其特征在于新的符號由符號和保護間隔的一部分組成。
5.根據(jù)權利要求4所述的方法，其特征在于在接收機中計算保護間隔的當前最大有用長度，以便保證用于構成新的符號的保護間隔的這些部分的長度匹配。
6.一種在發(fā)射數(shù)字信號時改進其接收的方法，在該方法的情況下將信號向若干通道發(fā)射，每個通道使用N個載波頻率，并且在接收機中選擇其中一個通道，對信號采樣并執(zhí)行傅立葉變換，其特征在于在采樣期間產生M2*N個樣本，傅立葉變換的長度是M2* N，并且由傅立葉變換計算中心N個系數(shù)。
7.在發(fā)射數(shù)字信號時改進其接收的方法，在該方法中權利要求6的特征最好是與權利要求1至5之一的特征相結合。
8.用于根據(jù)權利要求1至5中一個或多個方法的在發(fā)射數(shù)字信號時改進其接收的電路裝置，在該電路裝置的情況下，發(fā)射的信號被提供給在其中進行采樣和轉換為I/Q信號的第一單元(IQ)，借助于頻率混合單元(M)進行頻率匹配，并在處理器(FFT)中進行N個載波頻率的分離，其特征在于在處理器(FFT)中產生持續(xù)時間為M1*Ts的新符號，用持續(xù)時間為M1*Ts的時間窗口執(zhí)行開窗，進行長度為M1*N的傅立葉變換，并且只計算每第M1個系數(shù)。
9.根據(jù)權利要求8所述的電路裝置，其特征在于保護間隔的當前最大可用長度由檢測單元(GI)確定，以便產生新的符號。
10.根據(jù)權利要求8或9所述的電路裝置，其特征在于第一單元(IQ)包括一個A/D轉換器和一個數(shù)字濾波器。
11.用于根據(jù)權利要求6所述的方法中的在發(fā)射數(shù)字信號時改進其接收的電路裝置，在該裝置的情況下，發(fā)射的信號被提供給在其中進行采樣和轉換為I/Q信號的第一單元(IQ)，借助于頻率混合單元(M)進行頻率匹配，并在處理器(FFT)中進行N個載波頻率的分離，其特征在于通過同步單元(TS)選擇采樣率，使得在采樣過程中產生M2*N個樣本，在處理器(FFT)中執(zhí)行長度為M2*N的FFT，并且只計算中心N個系數(shù)。
全文摘要
在OFDM方法的情況下,采用頻分多路復用發(fā)射大量被調載波,由于大量載波的緣故產生了具有虛擬矩形的頻譜。為在接收機中再次將載波彼此分離,執(zhí)行快速傅立葉變換,只要載波彼此間完全正交,就可將每個載波與其他的載波清楚地分離。但載波的正交性會受各種因素干擾。此外,必須通過在接收機中進行模擬或數(shù)字濾波將需要的信號與不需要的相鄰通道信號分離。為改進載波和通道分離,可通過加大FFT部件數(shù)來增大FFT濾波的選擇性。然而,這常常會導致計算復雜性的劇增,這是不希望的。根據(jù)本發(fā)明細化用于FFT的時間窗口和在FFT之前過采樣可省去一些系數(shù)的計算。
文檔編號H04L27/26GK1186583SQ96194328
公開日1998年7月1日 申請日期1996年5月23日 優(yōu)先權日1995年6月7日
發(fā)明者克勞斯·馬斯卡里克, 維特·阿布拉斯特 申請人:德國湯姆遜-布朗特公司