= (L0+D)-(L0+S0)，即泄漏信號下混頻到了對應于D-S0的頻率。因此，當泄漏信號分量疊加到基帶信號102上時，在正好相同的頻率處提供所述泄漏信號分量112和補償信號118，這樣可以對不需要的泄漏信號分量112進行高效和高質(zhì)量的補償。
[0025]根據(jù)一些示例，對泄漏信號分量112的補償是在數(shù)字域中實現(xiàn)的。為此，一些實施例包括數(shù)字化基帶信號114的主模數(shù)轉(zhuǎn)換器，以及數(shù)字化補償信號118的輔助模數(shù)轉(zhuǎn)換器，以便該補償器操作在基帶信號和補償信號數(shù)字化表現(xiàn)之上。
[0026]根據(jù)一些實施例，所述補償器110包括均衡器，以匹配基帶信號114和補償信號118，并且包括加法器，其配置成從基帶信號中減去匹配的補償信號，以補償基帶信號中的泄漏信號分量。均衡器用來調(diào)整基帶信號114和補償信號118之間的相位不匹配和幅度不匹配，所述不匹配是由用于處理基帶信號114和補償信號118的組件的個別轉(zhuǎn)移函數(shù)造成的。
[0027]根據(jù)一些示例，所述接收器支持載波聚合操作模式，即同時接收對應于第一本地振蕩器頻率的第一接收信號以及對應于另外的本地振蕩器頻率的另外的接收信號的信息。為此，接收器還可以包括另一個混頻器，配置成使用另一個本地振蕩器信號將接收信號下混頻為基帶信號。
[0028]根據(jù)一些示例，分離的泄漏信號分量112還用于補償在由混頻器的泄漏信號分量112引入的二階互調(diào)誤差。為此，一些實施例還可選擇地包括包絡(luò)檢測器，配置成檢測補償信號的包絡(luò)，以及包絡(luò)校正器，配置成減少基帶信號114中補償信號包絡(luò)的貢獻。
[0029]圖2示出一個接收器200的特定示例，其可以用于減少基帶信號中泄漏信號分量112的貢獻。以下假設(shè)圖2所示接收器是支持載波模式聚合系統(tǒng)中收發(fā)器的一部分，以便泄漏信號分量112與泄漏到接收器的已調(diào)發(fā)送信號TX相關(guān)。本地振蕩器信號116的不需要分量218對應于在接收器中使用以允許接收器支持載波聚合的另一個本地振蕩器信號的串擾。本地振蕩器信號116的不需要分量218也表示為以連續(xù)波毛刺(CW毛刺)。
[0030]在圖2的示例中，在由混頻器206使用本地振蕩器信號116進行處理接收信號102之前，為具有來自泄漏信號分量112和不需要的信號分量202貢獻的接收信號102提供低噪聲放大器230，其中泄漏信號分量112是由于發(fā)射信號泄漏產(chǎn)生的，不需要的信號分量202是由接收器設(shè)備200產(chǎn)生的，該本地振蕩器信號116具有在本地振蕩器頻率216處的信號分量，和由于另一個本地振蕩器信號的連續(xù)波毛刺的泄漏或串擾產(chǎn)生的不需要的信號分量 218。
[0031]出于以下考慮，雙工距離D表示發(fā)射信號頻率和本機振蕩器頻率(所需接收載波頻率)之間的差值。另外，所述毛刺偏移S0表示本地振蕩器信號116的不需要分量(毛刺)218的頻率和本地振蕩器頻率216之間的差值。
[0032]當不需要的信號分量218與泄漏信號分量112混頻，下混頻結(jié)果駐留在頻率D -S0。在混頻器206后，泄漏信號分量112也下混頻到頻率D，如圖2所示。在混頻器206之后的高通濾波器240a和低通濾波器240b可以作為分離器240，以將接收信號102的泄漏信號分量從基帶信號114中分離出來，基帶信號114具有疊加在其上的泄漏信號分量112，其是由于與本機振蕩器信號116的不需要的信號分量218混頻產(chǎn)生的。在如圖2所示的例子中，分離器240還包括一個低通濾波器240b，其將基帶信號從泄漏信號分量112的下混頻中在雙工距離D分離出來。
[0033]在分離器240之后，基帶信號114具有疊加在其上的不希望的泄漏信號分量，其能夠被高通濾波器240a分離出來進行下一步處理以補償在基帶信號114中的泄漏信號分量112。在高通濾波器240a之后，泄露信號分量112駐留在對應于雙工距離D的頻率處。
[0034]在圖2所示的示例中，進一步的處理是在數(shù)字域中進行的。該接收器200包括數(shù)字化基帶信號114的主模數(shù)轉(zhuǎn)換器242，以及數(shù)字化由分離器240提供的泄漏信號分量112的輔助模數(shù)轉(zhuǎn)換器244。
[0035]輔助混頻電路108使用等于2D - S0的振蕩器頻率來下混頻泄漏信號分量112，以便在所述不希望的泄漏信號分量駐留在基帶信號114中的頻率D - S0處提供補償信號118。
[0036]在由均衡器250a執(zhí)行適當?shù)姆群拖辔徽{(diào)整后，由加法器250b從基帶信號114中減去補償信號118從而提供基帶信號220的表示，該基帶信號比在混頻器206之后的基帶信號114具有更好的信號特性和更好的信噪比。
[0037]在基帶信號114和補償信號118相減之前，即在減少基帶信號中泄漏信號分量的貢獻之前，均衡器250a可以調(diào)節(jié)或校正基帶信號和補償信號的相位和幅度。當基帶信號114和補償信號118的信號路徑中的模數(shù)轉(zhuǎn)換器242和244以及其他可能的信號處理單元具有不同的傳輸函數(shù)或類似者時，需要進行幅度和相位的調(diào)整或匹配。均衡器250a的特性可以是基于接收器200內(nèi)相關(guān)部件的傳輸函數(shù)的先驗知識，或者可以根據(jù)接收器200相關(guān)部件振幅和相位的監(jiān)測進行調(diào)整。
[0038]換句話說，本公開的一些示例在該接收信號混頻器后接收已調(diào)制的泄漏發(fā)射信號，并且將該信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字域。轉(zhuǎn)換的泄漏發(fā)射信號被數(shù)字化地下混頻，并且用于消除調(diào)制毛刺的影響，即減少基帶信號上泄漏信號分量的貢獻。這可以用來部分地補償由于本地振蕩器側(cè)連續(xù)波毛刺所導致的影響，其中將連續(xù)波毛刺與一個降低接收信號的信噪比的已調(diào)制的發(fā)射信號進行下混頻。例如，在接收信號載波聚合模式下當亂真(spur1us)或毛刺是由于其他本地振蕩器信號引起的，會出現(xiàn)上述問題。一些示例使用泄露發(fā)射信號本身，而不是它的一個估計信號。使用泄漏信號本身可能具有的優(yōu)點是，它是由于功率放大器和雙工器的所有非線性導致的。例如，它可以節(jié)省估計這些效果和在接收器調(diào)制泄露信號的復雜度。該已調(diào)制的毛刺消除可以避免調(diào)制發(fā)射信號泄漏到接收器，其可能表示接收信號信噪比的一個主要問題。在接收器輸入端使用的雙工濾波器可以顯著抑制發(fā)送信號本身。但是，使用多個時鐘支持載波聚合模式時，在L0側(cè)的CW毛刺可能會產(chǎn)生接近雙工頻率的頻率。這種毛刺可以與泄漏到接收器的發(fā)射信號相混合，并且其結(jié)果在所需的基帶頻率接收?？梢跃哂嘘P(guān)于頻率和發(fā)送側(cè)發(fā)送信號性質(zhì)的信息。然而，該發(fā)射信號很大程度上受到功率放大器和雙工器的隔離傳輸函數(shù)的非線性的影響。因此，當所述接收的泄漏發(fā)射信號在接收器側(cè)被分離或接收時，可以增強信噪比，然后用以消除基帶中的不需要的已調(diào)毛刺效應。換句話說，發(fā)射信號的接收和消除可以被概括為四個步驟。第一步驟，發(fā)射信號從接收信號中分離。第二步驟，發(fā)射信號通過一個轉(zhuǎn)換器被數(shù)字化，這在雙工頻率處給予了足夠的信噪比。第三步驟，發(fā)射信號被數(shù)字化地下混頻。第四步驟，調(diào)整該信號的相位和振幅，然后已調(diào)整的信號最終用于消除主路徑中的不需要的發(fā)射信號。
[0039]用于分離泄漏信號分量的分離器可以使用低通濾波器和高通濾波器的組合，例如，如圖2和圖4所示。另一種方法是在用于數(shù)字化基帶信號的模數(shù)轉(zhuǎn)化器的第一積分器之后分離發(fā)射和接收信號。根據(jù)另一個實施例，可以使用分離器的其他實現(xiàn)方式，其能夠從基帶信號中分離泄漏信號分量。數(shù)字化使用第二 ADC，即輔助ADC。該ADC可以是高帶寬的ADC，以便使發(fā)射信號在雙工距離處具有良好的信噪比，即在較高的頻率處，例如，幾兆赫到幾十兆赫茲或者更高。當發(fā)射信號具有較高的幅度時，一個高分辨率ADC對于泄漏信號分量的數(shù)字化來說是一個合適的選擇。
[0040]下混頻可以使用數(shù)字時鐘頻率來實現(xiàn)。時鐘頻率應調(diào)整為2倍雙工距離和接收頻率的毛刺偏移之間的差值。
[0041]同時使用主、輔路徑傳輸函數(shù)的先驗知識，可以通過均衡器調(diào)整所述幅度和相位差值。最后，在輔路徑中產(chǎn)生的發(fā)射信號可以被用來消除主路徑上的不需要的發(fā)射信號毛刺。為此，主信號路徑應該指示為處理基帶信號的信號路徑，而輔信號路徑應該指示為處理補償信號的信號路徑。
[0042]圖3示出了關(guān)于接收器260另一個示例，該示例由于生成補償信號118，而與圖2的示例不同。因此，圖3的下述簡短描述著重于與圖1的區(qū)別以避免過多的描述。如圖3所示，補償信號118是由輔助混頻電路108提供，該輔助混頻電路108包括輔助混頻器122和頻移器126。該輔助混頻器122配置成使用所述發(fā)射頻率將接收信號102下混頻為中間信號124。該頻移器126配置成通過將數(shù)字化的中間信號124移位到基帶信號114的泄漏信號分量的位置，即頻率D-S0，從而提供補償信號118。在圖3的示例中，分離器104可以作為一個節(jié)點將接收信號102拆分到具有混頻器206的主信號路徑以及具有輔助混頻電路108的輔信號路徑。
[0043]圖4示出接收器的另一個示例，其基于圖2示例的基本結(jié)構(gòu)，并且用于補償來自泄漏發(fā)射信號分量的二階互調(diào)效應。
[0044]所述操作的基本模式類似于圖2接收器的操作模式，因此下述簡短描述著重于與圖2的區(qū)別。
[0045]二階互調(diào)效應是由例如混頻器206的非線性引起的，該混頻器的非線性產(chǎn)生與泄漏信號分量112緩慢變化的包絡(luò)成正比例的二階互調(diào)失真的低頻部分。當泄漏信號分量112或泄漏發(fā)射信號是已知的或分離的，因此，它也可以用于消除二階互調(diào)失真或效應。同時，恢復發(fā)射信號或泄漏信號分量112的基本處理是類似的，發(fā)射信號的包絡(luò)被處理以補償由泄漏發(fā)射信號造成的二階互調(diào)失真。因此，圖4所述的示例包括包絡(luò)檢測器310，配置成檢測補償信號118的包