專利名稱：壓電變壓器逆變器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種壓電變壓器逆變器，本發(fā)明尤其涉及用于照亮液晶背景照明冷陰極管的壓電變壓器逆變器。
通常，由于液晶不發(fā)射光，故液晶顯示器使用光源來顯示。將冷陰極管用作光源來背景照明。例如，第722088號日本未審查專利公告揭示了一種放電管驅動裝置，它通過結合壓電變壓器以形成。在這種裝置中，將斬波電路設置在逆變器電路(驅動用于背景照明的冷陰極管)和輸入電壓終端之間，并且控制斬波電路的負載，使冷陰極管的放電管電流保持恒定，從而背景光的照明保持恒定。
但是，在上述申請中描述的傳統(tǒng)技術中，由于將斬波電路的輸出設置為DC電壓，故需要斬波電路是DC-DC變換器。為了將該斬波電路用作DC-DC變換器，必須設置電感器和電容器，用于平滑和整流。這導致增加了元件的數(shù)量和損耗。
另外，第9-107684號日本未審查專利公告中提供了一種逆變器電路的結構，它具有頻率調(diào)光功能，它如此控制，從而使放電管電流值為理想值，方法是使用壓電變壓器逆變器的頻率增益特性和斬波電路(不包含設置在逆變器電路前級的平滑/整流元件)。這種安排允許輸入到逆變器電路的平均輸入電壓保持常數(shù)。雖然在頻率調(diào)光系統(tǒng)中，頻率隨著輸入到逆變器電路的電壓的改變而減小，當設置這種斬波電路時，可以在寬的輸入電壓的范圍內(nèi)保持相對高的效率。另外，由于不設置平滑/整流電路，故有一個優(yōu)點，即沒有在平滑/整流電路中的損耗。
在上述申請的傳統(tǒng)技術中，用于斬波電路中的振蕩器的輸出的頻率被分頻，以用作逆變器電路的驅動頻率。由此，在這種系統(tǒng)中，需要一個單個的振蕩器用作斬波電路的振蕩器和逆變器電路的振蕩器。結果，必須將控制斬波電路的集成電路和控制逆變器電路的集成電路集合到單個集成電路中。
但是，當實際設計時，有一種應用，其中輸入電壓的范圍大大變化，還有一種應用，其中提供恒定的輸入電壓。另外，當斬波電路從逆變器電路獨立時，可以得到更大的設計自由度，并可以減小元件的成本。
另外，在這種情況下，可以通過使用便宜的雙極性PWM IC(它具有高的斬波電路輸入耐壓)和CMOS-IC(它具有低耐壓，接近于7V)，減小逆變器電路功耗。
由此，在傳統(tǒng)技術中，由于必須將斬波電路和逆變器電路集合到單個集成電路中，故在設計自由度、成本和性能上有限制。
同時，第10-274751號日本專利申請?zhí)峁┝艘环N系統(tǒng)，它通過各自的集成電路，驅動斬波電路和逆變器電路。當將兩個電路作為各自的集成電路分開設置時，可以避免上述第9-107684號日本未審查專利公告中指出的限制。但是，在第10-274751號日本專利申請中提供的傳統(tǒng)的技術中，在斬波電路中，由逆變器電路的頻率的整數(shù)倍的頻率與斬波電路的頻率產(chǎn)生拍頻，并且壓電變壓器逆變器的振蕩在低的拍頻產(chǎn)生波動。
換句話說，由于壓電變壓器通過機械振蕩進行電壓轉換，機械振蕩部分漏到諸如印刷電路板之類的周圍的結構部件上。在這種情況下，當壓電變壓器的振蕩在低頻有波動時，周圍結構部件的振蕩在系統(tǒng)的拍頻處產(chǎn)生波動。由此，出現(xiàn)由結構部件的非線性函數(shù)檢測到的低頻成份(例如產(chǎn)生在結構部件結合處的振動)，這引起拍頻。
相應地，本發(fā)明的一個目的是提供一種壓電變壓器逆變器，它能夠抑制由壓電變壓器的振蕩引起的波動，從而減小在逆變器中產(chǎn)生拍頻的可能性。
根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供了一種壓電變壓器逆變器，包含逆變器電路，通過使用陶瓷壓電變壓器將AC電壓輸出到負載；和斬波電路，設置在所述逆變器電路的前級，所述斬波電路根據(jù)高于逆變器電路的頻率的驅動頻率，將輸入的DC電壓轉換為間歇的矩形波電壓，并使矩形波電壓的平均電壓低于輸入的DC電壓，以提供給逆變器電路；其中，如此設計逆變器電路的驅動頻率的n倍的頻率與斬波電路的驅動頻率，從而這些頻率不相互接近，符號n是等于或大于2的整數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的另一個方面，提供了一種壓電變壓器逆變器，包含逆變器電路，通過使用陶瓷壓電變壓器將AC電壓輸出到負載；和降壓斬波電路，包含設置在所述逆變器電路的前級的開關元件，連接在所述開關元件的輸出端和參考電位之間的電流環(huán)流元件，以及斬波占空比控制單元，以如此方式進行控制，從而根據(jù)高于逆變器電路的頻率的驅動頻率，將開關元件的矩形波電壓的平均電壓的值設置為理想的產(chǎn)量或可變量；其中如此設置逆變器電路的驅動頻率的n倍頻率和降壓斬波電路的驅動頻率，從而這些頻率不相互接近，符號n表示等于或大于2的整數(shù)。
另外，在上述壓電變壓器逆變器的一種中，逆變器電路的驅動頻率的整數(shù)倍的頻率和斬波電路的驅動頻率之間的差的絕對值設置為10kHz或更大。
另外，在上述三種壓電變壓器逆變器的一種中，逆變器電路和斬波電路由不同的集成電路驅動。


圖1是根據(jù)本發(fā)明的實施例的壓電變壓器逆變器的方框圖；圖2是圖1所示的壓電變壓器逆變器的更加詳細的電路圖；圖3A、3B和3C是當圖2所示的斬波器頻率fchop變化時得到的管電流波形的示圖；圖4A、4B和4C是用于說明拍頻機制的波形的示圖；圖5是用于說明斬波器頻率和拍頻之間的關系的示圖；圖6是說明斬波器頻率和拍頻幅值比的關系的示圖；和圖7是根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例的壓電變壓器逆變器的電路圖。
圖1示出了本發(fā)明的實施例的壓電變壓器逆變器的方框圖。在該圖中，逆變器電路1驅動放電管2。斬波電路3設置在逆變器電路1的前級。斬波電路3由開關元件Q1、電流環(huán)流元件D1和斬波占空比單元30構成，其中開關元件Q1接收輸入電壓，并將斬波電壓提供給逆變器電路1，電流環(huán)流元件D1連接在開關元件Q1的輸出端和作為參考電壓的地端之間，而斬波占空比單元30用于進行如此控制，從而使開關元件的矩形波電壓的平均電壓的值是理想值。
斬波電路3的輸出端具有斬波單元頻率，即，開關元件的開關操作的頻率，它由符號fchop表示。在這種情況下，頻率的峰值表示等于輸入電壓的矩形波脈沖。逆變器電路1包含壓電變壓器，其中從斬波電路輸出的AC脈沖電壓產(chǎn)生AC電壓，它大致上是頻率(finv)的正弦波，該AC電壓點亮放電管2。頻率fchop設置得高于頻率finv。
在圖1所示的例子中，由于斬波電路3的頻率fchop不同步于逆變器電路1的頻率finv，故由兩個頻率產(chǎn)生拍頻。拍頻可以由表達式|fchop-finv×n|表示。在這種情況下，符號n是等于或大于2的整數(shù)。拍頻執(zhí)行壓電變壓器逆變器的振蕩的AM調(diào)制。
但是，當將拍頻設置到足夠高的頻率時，頻率轉向聽不見。由此，可以避免噪聲的問題。
圖2是圖1所示的壓電變壓器逆變器的更為詳細的電路圖。在圖2中，將輸入電壓施加到斬波電路3的開關元件Q1。通過由斬波占空比控制單元30提供的開關信號打開或關閉開關元件Q1，并且將輸入電壓轉換為矩形波電壓Vchop。作為電流環(huán)流元件的自由滾動二極管D1連接在開關元件Q1的輸出端和地端之間。矩形波AC電壓Vchop由串聯(lián)的電阻器R1和R2分壓，并由電容器C1平滑，以提供給比較器31的倒相輸入端。
將參考電壓Vrefl提供給比較器30的非倒轉輸入端，并將比較器30的輸出提供給比較器32的倒相輸入端。輸出具有fchop頻率的三角波的斬波單元振蕩器33的輸出被提供給比較器32的非倒相輸入端。比較器32通過該輸出驅動上述開關元件Q1。
另外，將矩形波AC電壓Vchop提供給逆變器電路1的線圈L11的一端。將線圈L11的另外一端連接到開關元件Q11和壓電變壓器PT。壓電變壓器PT驅動放電管2，并且通過電阻器R11檢測放電管電流，并由二極管D2和電容器C2進行整流，以提供給比較器12的反向輸入端。比較器12比較整流信號與參考電壓ref2。比較器12的輸出提供給可調(diào)頻振蕩器11。可調(diào)頻振蕩器11在頻率finv驅動開關元件Q11。
下面將描述圖2所示的壓電變壓器逆變器的詳細的操作，已知當變壓器PT在高于其諧振頻率的頻率工作時，壓電變壓器PT表現(xiàn)良好的效率。這個實施例使用了一個其中得到良好的效率的區(qū)域，即，當頻率較高時壓電變壓器PT的電壓升高比減小的區(qū)域。
當假設由于某一個外部的干擾引起電子管內(nèi)電流值大于目標值時，在逆變器電路1的電阻器11和電容器2的某一端產(chǎn)生的電壓也都增加。結果，當比較器12的電壓大于參考電壓ref2時，比較器12的輸出減小。在這種情況下，當假設可調(diào)頻振蕩器11如此設計，即當?shù)秸袷幤?1的輸入電壓減小時，頻率增加，則可調(diào)頻振蕩器11允許頻率變化，以便增加頻率finv。通過這樣的安排，壓電變壓器PT的電壓升高比降低，則管電流也減小。結果，沿初始外部變化受到抑制的方向進行控制。
通過這樣的方式，在上述實施例的逆變器中，雖然其頻率根據(jù)周圍的環(huán)境稍稍有變化，但是由于壓電變壓器PT具有陡直的諧振特性，故頻率變動的寬度非常小。由此，可以認為變壓器逆變器在接近于恒定的頻率finv工作。
斬波電路3控制輸出的平均電壓，從而即使當輸入電壓起伏時，也保持恒定。當假設斬波器的輸出由于外部的干擾增加時，由于比較器31的倒相輸入增加時，比較器31的輸出減小。由于斬波單元振蕩器33輸出頻率為fchop的三角波，比較器31的輸出的減小允許比較器32的輸出處于高的值比例增加。換句話說，開關元件Q1的占空比變小，并且進行控制，以便使初始的外部干擾最小化。如這里所示，通過使用斬波電路3，逆變器電路1的平均輸入電壓可以保持常數(shù)，并且逆變器可以在壓電變壓器PT的效率處于其峰值的頻率附近驅動。
圖3A到3C是圖2所示的壓電變壓器逆變器的管電流波形，這是在將頻率finv設置在56.4kHz時，改變頻率fchop時得到的。在圖3A中，將頻率fchop設置為170.6kHz；在圖3B中，將頻率fchop設置為171.9kHz；而在圖3C中，將頻率fchop設置為173.2kHz。如在圖3A到3C所示的，由于壓電變壓器PT的振蕩引起的波動產(chǎn)生拍頻，并且由于壓電變壓器PT的波動引起管電流的波動。由此，管電流的波動的測量等效于直接測量由壓電變壓器PT的振蕩引起的波動。
圖3A到3C中，發(fā)現(xiàn)當改變頻率fchop時，波動的循環(huán)(這等于拍頻的循環(huán))和波動的幅值(Aio)改變。
圖4A到4C分別示出了一個波形，用于說明如圖2所示的壓電變壓器逆變器中每一個部分的拍頻的機制。圖4A表示斬波電路輸出Vchop的波形，圖4B表示逆變器電路1中的開關元件Q11的門電壓Vg的波形，圖4C說明開關元件Q11的漏電壓Vd的波形。在門電壓Vg處于高值的過程中，開關元件Q11將由斬波電路3提供的脈沖能量存儲在線圈L11中，在門電壓Vg處于低值的過程中，即，在開關元件Q11關閉的過程中，開關元件Q11將存儲的能量反饋到壓電變壓器PT中。在圖2所示的結構中，由于壓電變壓器PT的線圈L11和輸入電容產(chǎn)生諧振波形，從而執(zhí)行零伏開關，故可以得到良好的效率。結果，圖2所示的電路結構通常用于“semi-E”一類工作的驅動電路。
圖4A到4C示出當通過將finv倍增3.5倍時得到斬波電路時得到的例子。
在A階段，由于在開關元件Q11處于接通狀態(tài)階段輸入斬波電路輸出Vchop的兩個脈沖，將等效于兩個脈沖的能量存儲在線圈L11中。但是，在B階段中，由于僅輸入了斬波電路輸出Vchop的1.5的脈沖，故存儲在線圈L11中的能量小于A階段中的能量。結果，如圖4C所示，在開關元件Q11的漏電壓Vd中，電壓的峰值在每一個波處變化，從而產(chǎn)生拍頻。當在將電壓輸入到壓電變壓器逆變器時，開關元件Q11的漏電壓Vd中產(chǎn)生拍頻時，拍頻分量在由拍頻激勵的變壓器振蕩中自然疊加。
圖5示出了斬波器頻率和拍頻頻率之間的關系，圖6示出了斬波器頻率和拍頻幅值比之間的關系。
在圖5中，通過使用表達式|fchop--finv×n|得到計算的值，其中符號n是等于或大于2的整數(shù)。如這里所見，顯然由由于斬波器頻率fchop和逆變器電路頻率finv產(chǎn)生的拍頻引起管電流的波動和變壓器振蕩的波動。當將拍頻頻率之間的取值范圍設置為10kHz或更大時，發(fā)現(xiàn)拍頻幅值比可以有效地變小。即，在該實施例中，當將斬波電路頻率fchop設置為“拍頻窗口”的頻率，諸如180到215kHz的頻率，或236到272kHz的頻率時，可以實際上抑制拍頻的發(fā)生。
在這種情況下，雖然當頻率是0kHz時不產(chǎn)生拍頻，故很難使斬波電路頻率fchop與逆變器電路頻率finv的整數(shù)倍的頻率精確地一致，事實上，這是不現(xiàn)實的。
接著，當假設將這個實施例應用于筆記本型個人電腦中使用的逆變器時，通常將三個鋰電池用于這種類型的計算機中，其中專門的輸入電壓通常在接近于7到20V的范圍內(nèi)。結果，在這種情況下，需要驅動開關元件Q11的斬波占空比控制單元30具有20V或更大的耐壓，以便輸出7到20V的驅動信號。
同時，由于逆變器電路1僅用作驅動開關元件Q11，故可通過接近于3到5V的電壓驅動它。即，例如當高壓的雙極化處理集成電路用于斬波占空比控制單元30時，使用一種集成電路，它將耐壓低于7V的CMOS處理器用于逆變電路1，逆變器中整個的效率，包括控制單元功耗，都可以得到改進。
圖7是根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例的壓電變壓器逆變器的電路圖。在該圖中，將放電管電流反饋到逆變器電路1，并且還將其反饋到斬波占空比控制單元30。更具體地說，將輸入電壓提供給斬波電路3的開關元件Q21，由此接通或斷開開關元件Q21，然后將輸入電壓轉換為矩形波AC電壓Vchop，以提供到逆變器電路1的線圈L21的一端。
另外，提供給電流環(huán)流的自由滾動二極管D21連接在開關元件Q21的輸出端與地端之間。線圈L21的另一端連接到開關元件Q21和壓電變壓器PT之間。壓電變壓器PT驅動放電管2。放電管電流流過電阻器R21，并且電壓分別通過二極管22和電容器C22整流，以提供給比較器31的倒相輸入端和相位差檢測器13。參考電壓Vref被提供給比較器31的倒相輸入端，它比較兩個電壓，并將輸出提供給比較器32的倒相輸入端。將斬波電路頻率fchop的三角波從斬波單元振蕩器33提供給比較器32的倒相輸入端。比較器32比較兩個電壓，以通過其輸出驅動開關元件Q21。
在逆變器電路1中，通過相位差檢測器13檢測壓電變壓器PT的輸入電壓和輸出電流之間的相位差。將由相位差檢測器13檢測到的輸出提供給可調(diào)頻振蕩器11，以按照這樣的方式控制，從而輸入信號和輸出信號之間的相位差的值保持為理想的值。雖然壓電變壓器PT的諧振頻率隨著負載的變動而變化，但是當相位差保持恒定時，逆變器電路頻率finv可以保持接近于諧振頻率，即使負載變動也如此。
下面，將給出對圖7所示的壓電變壓器逆變器的詳細的描述。在這個實施例中，在逆變器電路頻率finv處驅動逆變器電路1，該頻率接近于諧振頻率，其方法是保持壓電變壓器PT的相位差恒定。斬波占空比控制單元30檢測放電管電流，并控制斬波占空比，以便保持檢測的放電管電流的值恒定。
在圖2所示的上述例子中，斬波電路3和逆變器電路1具有各自的控制回路。但是，在該實施例中，將放電管電流饋送到斬波占空比控制單元30和逆變器電路1，達到整個的控制，以便保持放電管電流恒定。這種安排有助于簡化控制電路系統(tǒng)。
類似地，在該實施例中，將逆變器電路頻率finv的整數(shù)倍頻率和斬波電路頻率fchop頻率之間的差值的絕對值設置為10kHz或更大。通過這樣的安排，可以抑制由變壓器振蕩的波動引起的拍頻的發(fā)生。另外，由于逆變器電路1和斬波占空比單元30各自由分開的集成電路形成，故可以得到具有高效率和大的設計自由度的電路結構。
但是，雖然已經(jīng)參照本發(fā)明的較佳實施例，具體示出和描述了本發(fā)明，將知道本發(fā)明不限于本申請中任一詳細的描述。還應該知道這里可以有各種修改，并且所附的權利要求覆蓋了落入本發(fā)明的主旨和范圍內(nèi)的這種修改。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的一個方面，通過逆變器電路頻率的n倍頻率不接近于斬波電路頻率的安排，可以抑制由壓電變壓器逆變器振蕩引起的波動，并且由此可以減小逆變器中的拍頻產(chǎn)生的可能性。
另外，由于將逆變器電路頻率的整數(shù)倍的頻率和斬波器頻率之間的差的絕對值設置為10kHz或更大，故可以將變壓器的波動抑制得基本上消除，由此可以避免逆變器中產(chǎn)生拍頻問題。另外，由于通過分開的集成電路驅動斬波電路和逆變器電路，故可以改進效率，并且可以增加設計的自由度。
權利要求
1.一種壓電變壓器逆變器，其特征在于包含逆變器電路，通過使用陶瓷壓電變壓器將AC電壓輸出到負載；和斬波電路，設置在所述逆變器電路的前級，所述斬波電路根據(jù)高于所述逆變器電路的驅動頻率，將輸入的DC電壓轉換為間歇的矩形波電壓，并使矩形波電壓的平均電壓低于輸入的DC電壓，以提供給逆變器電路；其中，如此設置逆變器電路的驅動頻率的n倍頻率與斬波電路的驅動頻率，從而這些頻率不相互接近，符號n是等于或大于2的整數(shù)。
2.一種壓電變壓器逆變器，其特征在于包含逆變器電路，通過使用陶瓷壓電變壓器將AC電壓輸出到負載；和降壓斬波電路，包含設置在所述逆變器電路的前級的開關元件，連接在所述開關元件的輸出端和參考電位之間的電流環(huán)流元件，以及斬波占空比控制單元，以如此方式進行控制，從而根據(jù)高于逆變器電路的驅動頻率，將開關元件的矩形波電壓的平均值設置為理想的常量或可變量；其中如此設置逆變器電路的驅動頻率的n倍頻率和降壓斬波電路的驅動頻率，從而這些頻率不相互接近，符號n表示等于或大于2的整數(shù)。
3.如權利要求1和2中的任一條所述的壓電變壓器逆變器，其特征在于逆變器電路的驅動頻率的整數(shù)倍的頻率和斬波電路的驅動頻率之間的差的絕對值設置為10kHz或更大。
4.如權利要求1到3的任一條所述的壓電變壓器逆變器，其特征在于逆變器電路和斬波電路由不同的集成電路驅動。
全文摘要
本發(fā)明提供了一種壓電變壓器逆變器,它可以抑制由變壓器的振蕩產(chǎn)生的波動,并且可以減小在逆變器中產(chǎn)生拍頻的可能性。在這種壓電變壓器逆變器中,將開關元件設置在驅動放電管的逆變器電路的前級,并通過來自斬波占空比控制單元的開關信號接通和斷開開關元件。然后,將輸入電壓轉換為具有斬波電路頻率的矩形波電壓,以提供給逆變器電路,并如此設置逆變器電路的驅動頻率的n倍頻率和斬波電路的斬波器頻率,從而這兩個頻率不相互接近。
文檔編號H05B41/392GK1270439SQ00106490
公開日2000年10月18日 申請日期2000年4月10日 優(yōu)先權日1999年4月9日
發(fā)明者野間隆嗣, 森島靖之 申請人:株式會社村田制作所