[0060] 所述符號(hào)定時(shí)模塊利用本地訓(xùn)練序列和接收到的第二訓(xùn)練序列C和第=訓(xùn)練序 列D相關(guān)運(yùn)算的結(jié)果對(duì)數(shù)據(jù)符號(hào)進(jìn)行符號(hào)定時(shí)估計(jì)。
[0061] 實(shí)施本發(fā)明，具有W下有益效果：針對(duì)低信噪比通信系統(tǒng)，例如低信噪比SC-抑E 系統(tǒng)、OFDM系統(tǒng)等，本發(fā)明由于采用了并行碼相位捜索算法且數(shù)據(jù)帖具有足夠長(zhǎng)的第一訓(xùn) 練序列A，因而可W有效地抵抗噪聲的影響，并且可W實(shí)現(xiàn)較大載波頻偏檢測(cè)范圍，糾正足 夠大的頻偏，完成信號(hào)的高精度同步；解決了傳統(tǒng)同步算法在低信噪比條件下的同步性能 差的問(wèn)題，可W在低信噪比條件下取得較好的同步性能。
[0062] 再有，由于數(shù)據(jù)帖中的循環(huán)前綴CP的長(zhǎng)度設(shè)置使得對(duì)符號(hào)定時(shí)估計(jì)點(diǎn)引入一提 前量Ng,保證了最終的符號(hào)定時(shí)估計(jì)的準(zhǔn)確性，從而解決了當(dāng)無(wú)線衰落信道主徑不是第一 徑的情況下因定時(shí)點(diǎn)滯后導(dǎo)致解調(diào)損失大的問(wèn)題。
[0063] 由于本發(fā)明利用訓(xùn)練序列C和訓(xùn)練序列D來(lái)聯(lián)合完成細(xì)頻偏估計(jì)和符號(hào)定時(shí)估 計(jì)，可W降低硬件實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度，降低相關(guān)器的長(zhǎng)度，從而可W大大減少算法FPGA實(shí)現(xiàn)所 消耗的資源，易于實(shí)際推廣。
【附圖說(shuō)明】
[0064] 下面將結(jié)合附圖及實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步說(shuō)明，附圖中： 陽(yáng)0化]圖1是本發(fā)明通信系統(tǒng)同步方法中所采用的數(shù)據(jù)帖的結(jié)構(gòu)示意圖；
[0066] 圖2是本發(fā)明通信系統(tǒng)同步方法的流程圖；
[0067] 圖3是本發(fā)明通信系統(tǒng)同步方法中采用并行碼相位捜索算法的流程圖；
[0068] 圖4是根據(jù)本發(fā)明一實(shí)施例的通信系統(tǒng)同步方法中所采用的數(shù)據(jù)帖的結(jié)構(gòu)示意 圖；
[0069] 圖5是本發(fā)明通信系統(tǒng)同步方法中采用并行碼相位捜索算法的檢測(cè)峰值隨載波 頻偏的變化的示意圖；
[0070] 圖6所示為AWGN信道條件下，第二訓(xùn)練序列C相關(guān)運(yùn)算并累加的結(jié)果的示意圖；
[0071] 圖7a所示為無(wú)噪聲條件下，第二訓(xùn)練序列C和第S訓(xùn)練序列D相關(guān)運(yùn)算的結(jié)果 (相關(guān)實(shí)部）的示意圖；
[0072] 圖化所示為無(wú)噪聲條件下，第二訓(xùn)練序列C和第S訓(xùn)練序列D相關(guān)運(yùn)算的結(jié)果 (相關(guān)虛部）的不意圖；
[0073] 圖8所示為AWGN信道條件下，本發(fā)明同步算法的時(shí)間度量示意圖；
[0074] 圖9a所示為主徑是第一徑的多徑信道的離散脈沖響應(yīng)圖；
[00巧]圖9b所示為主徑不是第一徑的多徑信道的離散脈沖響應(yīng)圖。
【具體實(shí)施方式】
[0076] 本發(fā)明設(shè)及廣域物聯(lián)網(wǎng)M2M通信系統(tǒng)中的一種低信噪比SC-抑E(SingleCarrier 化equen巧DomainEqualization,單載波頻域均衡）系統(tǒng)同步算法，適用于信號(hào)傳輸距離 遠(yuǎn)、效率要求不高的低信噪比SC-抑E系統(tǒng)，也可推廣到其他通信系統(tǒng)中，比如(FDM系統(tǒng)。
[0077]圖1是本發(fā)明的通信系統(tǒng)同步方法中所采用的數(shù)據(jù)帖的結(jié)構(gòu)示意圖。如圖1所示， 在本發(fā)明中，通信系統(tǒng)的發(fā)送端和接收端之間通信所采用的數(shù)據(jù)帖包含訓(xùn)練序列、循環(huán)前 綴CP和負(fù)載（即數(shù)據(jù)符號(hào)）。其中，該訓(xùn)練序列包括第一訓(xùn)練序列A、第二訓(xùn)練序列C和第 S訓(xùn)練序列D，且第一訓(xùn)練序列A由周期長(zhǎng)度為L(zhǎng)l的ZC序列重復(fù)Tl次構(gòu)成，第二訓(xùn)練序列 C由周期長(zhǎng)度為L(zhǎng)2的ZC序列重復(fù)T2次構(gòu)成，第S訓(xùn)練序列D由周期長(zhǎng)度為L(zhǎng)2的ZC序列 取反后重復(fù)T3次構(gòu)成。Ll和Tl均為正整數(shù)，且4《Ll《12、3000《Tl《5000,其中Tl 的值取決于LU最大頻偏范圍及信噪比的大小；L2和T2均為正整數(shù)，且128《L2《512、 12《T2《48 ;T3為正整數(shù)，且T2/8《T3《T2/4。
[0078] 在本發(fā)明通信系統(tǒng)的通信過(guò)程中，發(fā)送端發(fā)送上述帖格式的數(shù)據(jù)帖，接收端接收 該數(shù)據(jù)帖并進(jìn)行信號(hào)同步操作。其中通信系統(tǒng)的同步方法是由同步裝置執(zhí)行，該同步裝置 包括帖檢測(cè)模塊、細(xì)頻偏糾正模塊和符號(hào)定時(shí)模塊。
[0079] 圖2是本發(fā)明通信系統(tǒng)同步方法的流程圖。如圖2所示，本發(fā)明通信系統(tǒng)同步方法 包括由接收端中的同步裝置的帖檢測(cè)模塊執(zhí)行的步驟S1、細(xì)頻偏糾正模塊執(zhí)行的步驟S2 和符號(hào)定時(shí)模塊執(zhí)行的步驟S3,各步驟具體如下：
[0080] 步驟Sl:利用第一訓(xùn)練序列A采用并行碼相位捜索算法進(jìn)行數(shù)據(jù)帖的檢測(cè)（即進(jìn) 行帖捕獲），從而獲得到粗頻偏估計(jì)值用W糾正粗頻偏值，繼而獲得經(jīng)過(guò)粗頻偏糾正之后的 數(shù)據(jù)符號(hào)。
[0081] 步驟S2 :利用第二訓(xùn)練序列C進(jìn)行細(xì)頻偏估計(jì)，獲得細(xì)頻偏估計(jì)值，用W糾正細(xì)頻 偏值從而獲得經(jīng)過(guò)細(xì)頻偏糾正之后的數(shù)據(jù)符號(hào)。
[0082] 步驟S3 :利用第二訓(xùn)練序列C和第=訓(xùn)練序列D進(jìn)行符號(hào)定時(shí)估計(jì)，W進(jìn)行定時(shí) 同步。
[0083] W下對(duì)步驟S1-S3分別詳細(xì)說(shuō)明。
[0084] 首先對(duì)步驟Sl中的帖檢測(cè)和粗頻偏估計(jì)進(jìn)行說(shuō)明。
[00化]當(dāng)接收信號(hào)的信噪比較低，同時(shí)載波頻偏范圍又較大時(shí)，傳統(tǒng)的同步算法往往很 難完成信號(hào)的較高精度的同步。本發(fā)明同步方法的步驟Sl中數(shù)據(jù)帖檢測(cè)采用的并行碼相 位捜索算法借鑒了GI^接收機(jī)中的信號(hào)捜索算法來(lái)完成數(shù)據(jù)帖的檢測(cè)。對(duì)于GI^接收機(jī)，一 般是利用發(fā)射機(jī)中足夠長(zhǎng)的訓(xùn)練序列完成對(duì)衛(wèi)星信號(hào)的碼序列、載波頻率和碼相位=維的 捜索，由于本發(fā)明通信系統(tǒng)中用來(lái)完成帖檢測(cè)的訓(xùn)練序列A是固定的，所W只需要在載波 頻率和碼相位的二維捜索單元設(shè)計(jì)算法即可。運(yùn)種聯(lián)合檢測(cè)算法的原理簡(jiǎn)單，并且理論上 只要訓(xùn)練序列足夠長(zhǎng)就可W有效的抵抗噪聲的影響，并且可W實(shí)現(xiàn)較大的頻偏檢測(cè)范圍。 綜合考慮訓(xùn)練序列A的長(zhǎng)度及算法的復(fù)雜度，本發(fā)明采用并行碼相位捜索算法。
[0086] 在本發(fā)明的一些實(shí)施例中，通信系統(tǒng)同步方法中由帖檢測(cè)模塊執(zhí)行的步驟Sl所 采用并行碼相位捜索算法的流程如圖3所示。
[0087]其中：
[0088] 在步驟Sl-I中，接收到的信號(hào)與數(shù)字振蕩器（NCO)產(chǎn)生的正交載波進(jìn)行混頻操 作，然后將混頻的輸出與本地訓(xùn)練序列利用FFT(快速傅立葉變換）模塊和IFFT(快速傅立 葉逆變換）模塊進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，得到相關(guān)運(yùn)算的結(jié)果；
[0089] 步驟S1-2中，對(duì)步驟Sl-I得到的相關(guān)運(yùn)算的結(jié)果利用周期累加的方式實(shí)現(xiàn)預(yù)定 長(zhǎng)度的相干積分，對(duì)相干積分后的I和Q兩路輸出取模運(yùn)算并平方相加后得到最終的檢測(cè) 判定值V;
[0090] 在步驟S1-3中，將檢測(cè)判定值V與設(shè)定的闊值Vt進(jìn)行比較，W判定是否檢測(cè)到數(shù) 據(jù)帖；且
[0091] 當(dāng)檢測(cè)到數(shù)據(jù)帖時(shí)，帖檢測(cè)模塊停止工作并且給出DDS此時(shí)的頻率值作為所述粗 頻偏估計(jì)值；當(dāng)沒(méi)有檢測(cè)到數(shù)據(jù)帖時(shí)，更新DDS的頻率值并重復(fù)步驟Sl-I至步驟S1-3重新 進(jìn)行捜索，直到檢測(cè)到數(shù)據(jù)帖為止。 陽(yáng)09引圖3還示出了示例性帖檢測(cè)模塊的結(jié)構(gòu)，其包括：
[0093] 混頻模塊，用于將接收到的信號(hào)與數(shù)字振蕩器（NCO)產(chǎn)生的正交載波進(jìn)行混頻；
[0094] 第一FFT(快速傅立葉變換）模塊，用于對(duì)混頻的輸出進(jìn)行快速傅立葉變換； 陽(yáng)0巧]第二FFT(快速傅立葉變換）模塊，用于對(duì)本地訓(xùn)練序列進(jìn)行快速傅立葉變換；
[0096] 共輛模塊，用于對(duì)第二FFT模塊的輸出進(jìn)行復(fù)數(shù)共輛運(yùn)算；
[0097]IFFT(快速傅立葉逆變換）模塊，用于對(duì)快速傅立葉變化運(yùn)算與復(fù)數(shù)共輛運(yùn)算的 混頻的輸出進(jìn)行快速傅立葉逆變換，得到相關(guān)運(yùn)算后的I分量和Q分量；
[009引 I分量相干積分模塊，利用周期累加的方式對(duì)相關(guān)運(yùn)算后的I分量進(jìn)行預(yù)定長(zhǎng)度 的相干積分；
[0099] Q分量相干積分模塊，利用周期累加的方式對(duì)相關(guān)運(yùn)算后的Q分量進(jìn)行預(yù)定長(zhǎng)度 的相干積分；
[0100] I分量取模及平方模塊，用于對(duì)相干積分后的I分量取模運(yùn)算并平方，得到I2; 陽(yáng)101] Q分量取模及平方模塊，用于對(duì)相干積分后的Q分量取模運(yùn)算并平方，得到妒； 陽(yáng)102] 加法模塊，用于對(duì)I2和Q2進(jìn)行加法運(yùn)算，得到檢測(cè)判定值V;
[0103] 比較模塊，將所述檢測(cè)判定值V與設(shè)定的闊值Vt進(jìn)行比較，W判定是否檢測(cè)到數(shù) 據(jù)帖。
[0104] 為便于理解本發(fā)明，W下通過(guò)一實(shí)施例來(lái)說(shuō)明本發(fā)明通信系統(tǒng)同步方法中的算 法。該實(shí)施例中，通信系統(tǒng)的幾個(gè)重要的技術(shù)指標(biāo)如下： 陽(yáng)1〇5] (I)FFT(化StFourierTransform,快速傅立葉變換）長(zhǎng)度N為1024點(diǎn)，循環(huán)前綴 (切CliCPrefix,簡(jiǎn)稱CP)長(zhǎng)度為128點(diǎn)，符號(hào)間隔Ts等于0. 2yS;
[0106] (2)信噪比低至-15地，最大的歸一化載波頻偏值為1. 2;
[0107] (3)兩種多徑信道模型如表1所示；
[0108] (4)數(shù)據(jù)帖中的訓(xùn)練序列配置參數(shù)如表2和圖4所示，即第一訓(xùn)練序列A中，Ll= 8、Tl= 3800 ;所述第二訓(xùn)練序列C中，L2 = 256、T2 = 24 ;第S訓(xùn)練序列D中，L2 = 256、 T3 = 4。
[0109]表I多徑信道模型 陽(yáng)110]
陽(yáng)111] 表2訓(xùn)練序列參數(shù)配置 陽(yáng)112]
[0113] 采用并行碼相位捜索算法來(lái)實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)帖的檢測(cè)，需要確定頻率捜索步進(jìn)fbi。和相 干積分時(shí)間Ttuh兩個(gè)參數(shù)。經(jīng)過(guò)相干積分后的I和Q兩路輸出信號(hào)可W分別表示為：
[0114] I(n) =aR(T)sine(feTcoh)COS^e+Di(D 陽(yáng)11引 Q