橋電容為整數值的電容電阻三段式逐次逼近模數轉換器的制造方法
【專利摘要】本發(fā)明涉及橋電容為整數值的電容電阻三段式逐次逼近模數轉換器。所述逐次逼近模數轉換器包括：第一位段電容陣列、第二位段電容陣列和第三位段電阻陣列，第二位段電容陣列包括電容陣列和冗余電容CX，通過第一橋電容CB1將第一位段電容陣列與第二位段電容陣列相連接；通過第二橋電容CB2將第二位段電容陣列與第三位段電阻陣列相連接；其中，第一橋電容第二橋電容CB2的大小為一個單位電容。本發(fā)明實施例提供的逐次逼近模數轉換器采用第一位段電容陣列、第二位段電容陣列和第三位段電阻陣列三段式的分段方式，使得逐次逼近模數轉換器的版圖面積減小，電路功耗降低，同時提高了逐次逼近模數轉換器的速度和精度。
【專利說明】
橋電容為整數值的電容電阻H段式逐次逼近模數轉換器
技術領域
[0001] 本發(fā)明設及微電子技術設計領域，具體而言，本發(fā)明設及橋電容為整數值的電容 電阻=段式逐次逼近模數轉換器。
【背景技術】
[0002] 逐次逼近模數轉換器的常用的具體電路結構由電壓型和電荷型。其中，電壓型結 構的逐次逼近模數轉換器采用電阻和開關網絡構成。電壓型結構的逐次逼近模數轉換器的 缺點是，隨著分辨率的增加，需要的電阻和開關個數呈指數增加，從而使得該電壓型結構的 逐次逼近模數轉換器的結構更加復雜，并且電阻的匹配度不好。隨著對具有小體積，并且要 求良好的電阻匹配度的逐次逼近模數轉換器的要求越來越高，現有的電壓型結構的逐次逼 近模數轉換器很難滿足相應的應用需求。
[0003] 電荷型結構的逐次逼近模數轉換器采用電容和開關網絡構成，電荷型結構的逐次 逼近模數轉換器的缺點是，隨著分辨率的增加，二進制權重的電荷型結構的電容總個數W 二的指數遞增，相應的寄生電容也會增加，影響了電容權重W及限制了逐次逼近模數轉換 器的轉換速度。隨著對減少額外電容寄生W提高相應的電容權重值的準確性的要求，W及 對逐次逼近模數轉換器的轉換速度的要求，現有的電荷型結構的逐次逼近模數轉換器很難 滿足相應的應用需求。

【發(fā)明內容】

[0004] 本發(fā)明實施例在于提供橋電容為整數值的電容電阻=段式逐次逼近模數轉換器， 該逐次逼近模數轉換器采用第一位段電容陣列、第二位段電容陣列和第=位段電阻陣列= 段式的分段方式，使得逐次逼近模數轉換器的版圖面積減小，電路功耗降低，同時提高了逐 次逼近模數轉換器的速度和精度。
[0005] 本發(fā)明實施例提供了橋電容為整數值的電容電阻=段式逐次逼近模數轉換器，所 述逐次逼近模數轉換器包括:第一位段電容陣列、第二位段電容陣列和第=位段電阻陣列， 第二位段電容陣列包括電容陣列和冗余電容Cx,通過第一橋電容Cbi將第一位段電容陣列與 第二位段電容陣列相連接;通過第二橋電容Cb2將第二位段電容陣列與第=位段電阻陣列相 連接;其中，第一橋電容
，第二橋電容Cb2的大小為一個單位電容。
[0006] 優(yōu)選的，N比特的逐次逼近模數轉換器由M比特的第一位段電容陣列、I比特的第二 位段電容陣列和L比特的第S位段電阻陣列組成，其中，N = M+I+L+1，N為大于1的正整數，M 為大于1的正整數，I為大于1的正整數，L為大于1的正整數。
[0007] 優(yōu)選的，第一位段電容陣列中的電容與相應的電容之間的關系為：
[000引 Cm+1-i = 2CM+I-2 = 22Cim-3 =…=2^-1打，其中，Co為電容單位，M為大于1的正整數，I為 大于1的正整數。
[0009]優(yōu)選的，第二位段電容陣列中的電容與相應的電容之間的關系為:Ci-I = 2Ci-2 = 22。-3 =... = 2i-iCo，Cl = Co，其中，Co為單位電容，I為大于I的正整數。
[0010] 優(yōu)選的，在第二位段電容陣列的公共節(jié)點接入反向二極管。
[0011] 優(yōu)選的，反向二極管的負端與第二位段電容陣列的公共節(jié)點相連接，反向二極管 的正端接地。
[0012] 本發(fā)明實施例提供了橋電容為整數值的電容電阻=段式逐次逼近模數轉換器，該 逐次逼近模數轉換器采用第一位段電容陣列、第二位段電容陣列和第=位段電阻陣列=段 式的分段方式，使得逐次逼近模數轉換器的版圖面積減小，電路功耗降低，同時提高了逐次 逼近模數轉換器的速度和精度。
【附圖說明】
[0013] 圖1是本發(fā)明實施例提供的N比特的逐次逼近模數轉換器的整體結構框架圖；
[0014] 圖2是本發(fā)明實施例提供的N比特的電容電阻模數轉換器的結構示意圖；
[0015] 圖3a是本發(fā)明實施例提供的反接二極管的結構示意圖，圖3b是本發(fā)明實施例提供 的反接二極管的另一結構示意圖；
[0016] 圖4是本發(fā)明實施例提供的反接二極管與第二位段電容陣列的等效電路示意圖。
【具體實施方式】
[0017] 下面通過附圖和實施例，對本發(fā)明的技術方案做進一步的詳細描述。
[0018] 如圖1所示，為圖1是本發(fā)明實施例提供的化k特的逐次逼近模數轉換器的整體結 構框架圖。圖1中圖示為：1〇1、第一位段電容陣列，102、第二位段電容陣列，103、第=位段電 阻陣列。
[0019] 在本發(fā)明實施例提供的化k特的逐次逼近模數轉換器包括:第一位段電容陣列、第 二位段電容陣列和第=位段電阻陣列，
[0020] 第二位段電容陣列包括電容陣列和冗余電容Cx,通過第一橋電容Cbi將第一位段電 容陣列與第二位段電容陣列相連接:通過第二橋電容CB2將第二位段電容陣列與第=位段電 阻陣列相連接;其中，第一橋電名
，第二橋電容CB2的大小為一個單位電 容。其中，第一位段電容陣列為高位段電容陣列，第二位段電容陣列為中位段電容陣列，第 =位段電阻陣列為低位段電阻陣列。
[0021] 利用冗余電容Cx可使橋電容Cbi取整數倍的單位電容，大大降低了版圖中電容匹配 的難度，提高了電容陣列整體的匹配性。
[0022] 進一步地，版圖布局時，利用冗余電容Cx包圍第一位段電容陣列與第二位段電容 陣列之間的第一橋電容Cbi,可W消除Cbi的額外寄生，從而消除其對電容權重造成的影響。
[0023] 更進一步地，第一位段電容陣列中的電容與相應的電容之間的關系為：Cm+1-i = 2CM+I-2 = 22Cm+i-3 =…=2?-1打，Cl = Co，其中，Co為電容單位，M為大于1的正整數，I為大于1的 正整數。
[0024] 第二位段電容陣列中的電容與相應的電容之間的關系為:Ci-i = 2Ci-2 = 22Ci-3 =… =2^抗，其中，Co為單位電容，I為大于1的正整數。
[0025] 作為本發(fā)明的實施例，在第二位段電容陣列的公共節(jié)點接入反向二極管。
[0026] 作為本發(fā)明的實施例，反向二極管的負端與第二位段電容陣列的公共節(jié)點相連 接，反向二極管的正端接地。
[0027] 具體而言，二極管正端接地，二極管的負端接第二位段電容陣列的電容公共節(jié)點， 提高了電路的可靠性。其原因在于TOPJSB為高阻態(tài)浮空點，生產過程中會積累電荷而不能 將積累的電荷進行有效泄放，運會引起可靠性的問題。
[0028] 比較器的IP端和IN端電路結構完全對稱。如圖1所示的實施例中，采用的是底板采 樣，不會影響模數轉換器的增益誤差。
[0029] 采樣期間，電容陣列通過數模轉換器的控制邏輯接收輸入信號VIP和VIN，通過閉 合與第二橋電容Cb2相連接的開關SO與第=位段電阻陣列中的中間電平Vcom相對應的開關， 將第二橋電容CB2與第=位段電阻陣列中的中間電平Vcom相連接W完成對相應的輸入信號的 采樣。
[0030] 轉換期間，比較器將電容電阻數模轉換器的輸出參考電壓與輸入電壓進行比較， W及比較器通過相應的比較結果W產生相應的逐次逼近邏輯。進一步地，通過獲取的逐次 逼近邏輯控制數模轉換器控制邏輯改變相應的電容電阻數模轉換器中各個開關的閉合或 斷開的狀態(tài)W產生下一次比較的參考電平。上述過程依次循環(huán)，直至完成逐次逼近模數轉 換器的整個轉換過程。
[0031] 如圖2所示，為本發(fā)明實施例提供的N比特的電容電阻模數轉換器的結構示意圖。
[0032] 如圖2所示，N比特的逐次逼近模數轉換器由M比特的第一位段電容陣列、I比特的 第二位段電容陣列和L比特的第S位段電阻陣列組成，其中，N = M+I+L+1，N為大于1的正整 數，M為大于1的正整數，I為大于1的正整數，L為大于1的正整數。
[0033] 如圖3a所示，為本發(fā)明實施例提供的第二位段電容陣列中的電容公共節(jié)點T0P_ ISB反接二極管的結構示意圖，如圖3b所示，為本發(fā)明實施例提供的第二位段電容陣列中的 電容公共節(jié)點T0P_ISB反接二極管的另一結構示意圖。圖3曰、圖3b中圖示為：101、第一位段 電容陣列，102、第二位段電容陣列，103、第S位段電阻陣列。
[0034] 具體的有兩種結構形式，如圖3a、圖3b所示，均是由P型襯底和啡井構成的PN結實 現，P型襯底接地，N阱接到第二位段電容陣列。
[0035] 作為本發(fā)明的實施例，通過第二位段電容陣列中的冗余電容Cx來進行相應的電荷 分配W降低第二位段電容陣列的公共節(jié)點的電壓變化的幅值范圍。
[0036] 反接的二極管可W提供漏電的低阻抗途徑，運將使得相應的電容的公共節(jié)點的電 位最終逼近為地電位。
[0037] 如圖4所示，為本發(fā)明實施例提供的反接二極管與第二位段電容陣列的等效電路 示意圖。
[0038] 漏電現象的發(fā)生可W通過如圖4的反接二極管與第二位段電容陣列的電路等效示 意圖來說明。反接二極管在電路中可等效為一個阻值為化N的電阻。反接二極管的一端接地， 反接二極管的另一端接第二位段電容陣列的總電容CtDt,ISB。第二位段電容陣列通過與一個 DC電平相連接，W用于對Rpn進行分壓。長時間后由于電容的阻抗趨于無窮大，因此，二極管 的N端電壓Vn a Vp,Vp是圍繞地電位正負波動的，而二極管的導通電壓為0.5~0.7V左右，當 Vp為負壓且超過二極管的導通電壓時，二極管瞬間正向導通，造成電荷泄放，導致比較結果 失效。解決漏電現象的方法是通過調整冗余電容Cx的值，利用電荷分配的關系來降低第二 位段電容陣列的公共節(jié)點的電壓變化的幅值，保證反接二極管在工作過程中始終不會發(fā)生 正向導通，從而確保了電路轉換的正確性。
[0039] 由于冗余電容Cx不參與對輸入信號的采樣和轉換操作，作為本發(fā)明的實施例，在 逐次逼近模數轉換器工作過程中接一個固定電平。冗余電容Cx的作用如下所述:首先，通過 冗余電容Cx可獲取整數倍單位電容值W提高相應的電容陣列的匹配度。其次，通過冗余電 容Cx包圍第一橋電容Cbi,消除第一橋電容Cbi的額外寄生W糾正相應的電容的權重值。再次， 冗余電容Cx還通過降低第二位段電容陣列的公共節(jié)點的電壓變化的幅值范圍W減少相應 的高阻態(tài)浮空點的漏電效應的產生。
[0040] 本發(fā)明實施例提供的橋電容為整數值的電容電阻=段式逐次逼近模數轉換器采 用第一位段電容陣列、第二位段電容陣列和第=位段電阻陣列=段式的分段方式，使得逐 次逼近模數轉換器的版圖面積減小，電路功耗降低，同時提高了逐次逼近模數轉換器的速 度和精度。
[0041] 更進一步地，通過第二位段電容陣列中的冗余電容Cx來進行相應的電荷分配W降 低第二位段電容陣列的公共節(jié)點的電壓變化的幅值范圍。
[0042] 在實際應用中，上述逐次逼近模數轉換器還可W用于制造包括上述模數轉換器的 設備，具體細節(jié)參照相應的描述，在此不再寶述。
[0043] W上所述的【具體實施方式】，對本發(fā)明的目的、技術方案和有益效果進行了進一步 詳細說明，所應理解的是，W上所述僅為本發(fā)明的【具體實施方式】而已，并不用于限定本發(fā)明 的保護范圍，凡在本發(fā)明的精神和原則之內，所做的任何修改、等同替換、改進等，均應包含 在本發(fā)明的保護范圍之內。
【主權項】
1. 橋電容為整數值的電容電阻三段式逐次逼近模數轉換器，其特征在于，包括:第一位 段電容陣列、第二位段電容陣列和第三位段電阻陣列， 所述第二位段電容陣列包括電容陣列和冗余電容Cx，通過第一橋電容CB1將所述第一位 段電容陣列與所述第二位段電容陣列相連接； 通過第二橋電容CB2將所述第二位段電容陣列與所述第三位段電阻陣列相連接;其中，，所述第二橋電容CB2的大小為一個單位電容。2. 根據權利要求1所述的逐次逼近模數轉換器，其特征在于， N比特的逐次逼近模數轉換器由Μ比特的第一位段電容陣列、I比特的第二位段電容陣 列和L比特的第三位段電阻陣列組成，其中，N=M+I+L+1，N為大于1的正整數，Μ為大于1的正 整數，I為大于1的正整數，L為大于1的正整數。3. 根據權利要求2所述的逐次逼近模數轉換器，其特征在于， 所述第一位段電容陣列中的電容與相應的電容之間的關系為： Cm+i-1 = 2Cm+i-2 = 22Cm+i-3 =…=2M-ki，Ci = Co，其中，Co為電容單位，Μ為大于1的正整數，I 為大于1的正整數。4. 根據權利要求2所述的逐次逼近模數轉換器，其特征在于， 所述第二位段電容陣列中的電容與相應的電容之間的關系為： Ch = 2Ci-2 = 22Ci-3 =…=21-匕，其中，Co為單位電容，I為大于1的正整數。5. 根據權利要求1所述的逐次逼近模數轉換器，其特征在于，在所述第二位段電容陣列 的公共節(jié)點接入反向二極管。6. 根據權利要求5所述的逐次逼近模數轉換器，其特征在于，所述反向二極管的負端與 所述第二位段電容陣列的公共節(jié)點相連接，所述反向二極管的正端接地。
【文檔編號】H03M1/38GK105827244SQ201610341063
【公開日】2016年8月3日
【申請日】2016年5月19日
【發(fā)明人】張莉莉, 曹淑新
【申請人】英特格靈芯片(天津)有限公司