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      一種高精度載噪比估算方法

      文檔序號:9325848閱讀:893來源:國知局
      一種高精度載噪比估算方法
      【技術(shù)領(lǐng)域】
      [0001] 本發(fā)明屬于GPS接收機(jī)技術(shù)領(lǐng)域,具體涉及一種高精度載噪比估算方法。
      【背景技術(shù)】
      [0002] 美國的GPS系統(tǒng)在民用和軍用方面都得到了廣泛的應(yīng)用,特別是在軍用方面,它 不僅可以保證戰(zhàn)機(jī)和戰(zhàn)艦以及陸軍車輛可以更精確的航行外,還可以指引武器實現(xiàn)精確打 擊??梢哉f,GPS成了美國作戰(zhàn)系統(tǒng)的一個重要組成部分。美國軍隊對GPS的依賴日益加 重促使美國不斷改善GPS系統(tǒng),提高系統(tǒng)的抗干擾能力,同時不斷地研制和開發(fā)高動態(tài)下 的導(dǎo)航接收機(jī)。
      [0003] 在GPS接收機(jī)中信號捕獲門限與載噪比有著直接的關(guān)聯(lián),信號跟蹤環(huán)路的鎖定檢 測和接收機(jī)性能的預(yù)估也都依賴于載噪比的測定,如當(dāng)載噪比低于30dBHz時,跟蹤環(huán)路的 鎖相環(huán)的跟蹤錯誤快速增加,因此,目前接收機(jī)通常將載噪比作為GPS測量值輸出的一部 分,可見對載噪比的估算對GPS接收機(jī)有著非常重要的現(xiàn)實意義。
      [0004] 圖1給出了 GPS接收機(jī)跟蹤環(huán)路中與載噪比估算相關(guān)的部分原理框圖,從圖中可 以看出,GPS數(shù)字中頻經(jīng)過混頻器和相關(guān)器后得到信號i、q :
      [0005] i (n) = aD (n) R ( τ ) cos (2 η fet (η) + θ e) +η; (η).................................... (1)
      [0006] q (η) = aD (η) R ( τ ) sin (2 π fet (η) + θ e) +nq (η).................................... (2)
      [0007] 式中:D(n)為正負(fù)1的數(shù)據(jù)電平值,τ為復(fù)制的C/A碼與接收到的衛(wèi)星C/A碼之 間的相位差,Θ 復(fù)制載波與接收到的載波相位差,n i (η)和nq(η)分別為i、q兩路的噪 聲。i、q信號經(jīng)過積分清零的表達(dá)式為:
      [0010] 式中:Nrah表示相干積分時間Trah內(nèi)輸入到積分器的數(shù)據(jù)個數(shù)。將式⑴和式(2) 分別代入式(3)和式(4)可得:
      [0011] I (n) = aD (n) R ( τ ) sine (2 π feTcoh) cos ( Φ e) +N1 (n).............................. (5)
      [0012] Q (n) = aD (n) R ( τ ) sine (2 π feTcoh) sin ( Φ e) +Nq (n).............................. (6)
      [0013] 式中=N1(Ii)和Nq(n)分別為噪聲njn)和n q(n)的疊加值,且服從均值為0,方差 為〇 2的正太分布。 _4] φ e (η) = JifeTcoh+0e.................................... (7)
      [0015] 式中假設(shè)初始時刻為0。載噪比的計算公式為:
      [0017] 式中:A為I和Q信號的等效幅值,即A= |aD(n)R(T)sinc(23ifeTcJ I ;B為信號 的帶寬。從而可得
      [0025] 經(jīng)過歸一化后,上兩式中的噪聲服從均值為0,方差為1的正太分布。
      [0026] 下面對傳統(tǒng)載噪比(PRM)估算進(jìn)行初步分析:傳統(tǒng)PRM估算法的前提是接收機(jī)能 夠獲得信號和噪聲的功率和,并且能夠獲得不同噪聲帶寬上的信號和噪聲功率和。不同噪 聲帶寬上信號和噪聲功率和的比值能夠用來估算載噪比。分別用WBP(k)和NBP(k)表示帶 寬為1/T rah的寬帶功率和帶寬為1/MT OTh的窄帶功率,M為累加的次數(shù),則有:
      [0029] -般來說Trah的是時間為1ms。傳統(tǒng)PRM估算法中要求MT OTh長的數(shù)據(jù)在同一個比 特內(nèi),并且M小于20。然而,即使M小于20,MTrah時長的數(shù)據(jù)也可能不在一個比特內(nèi)。結(jié)合 式(12)、(13)和(15)可知,如果MI rah時長不在一個比特內(nèi),那么窄帶功率的計算與導(dǎo)航電 文的正負(fù)有直接的關(guān)系。如果在一次計算中出現(xiàn)導(dǎo)航電文的翻轉(zhuǎn),那么采樣點少導(dǎo)航電文 對應(yīng)的那部分信號功率將當(dāng)做噪聲處理,正將導(dǎo)致估算的信號功率減少,噪聲功率增加。如 果導(dǎo)航電文的翻轉(zhuǎn)位置出現(xiàn)在MT rah的中間位置,則能導(dǎo)致窄帶功率的估算值近似為噪聲。
      [0030] 綜上所述,在傳統(tǒng)載噪比(PRM)估算方法中,導(dǎo)航電文翻轉(zhuǎn)會導(dǎo)致窄帶功率估算 與實際值存在較大的誤差,從而影響載噪比的估算結(jié)果。

      【發(fā)明內(nèi)容】

      [0031] 本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的不足,提供一種高精度載噪比估算方法,解決 了傳統(tǒng)算法中由于導(dǎo)航電文翻轉(zhuǎn)帶來的噪聲干擾,提高了載噪比的估算準(zhǔn)確度。
      [0032] 本發(fā)明解決其技術(shù)問題是采取以下技術(shù)方案實現(xiàn)的:
      [0033] -種高精度載噪比估算方法,包括:
      [0034] 步驟1、根據(jù)GPS接收機(jī)跟蹤環(huán)路的GPS數(shù)據(jù),經(jīng)處理得到積分清零的I路和Q路 信號;
      [0035] 步驟2、根據(jù)積分清零的I路和Q路信號采用如下數(shù)學(xué)模型進(jìn)行窄帶功率的計算:
      [0037] 式中:Ι (η)和Q(n)分別表示積分清零的I路和Q路信號,NBP(k)表示帶寬為1/ MIrah的窄帶功率,Trah為積分時間,M為累加的次數(shù),sign(I(n))表示取I (η)的符號,k表 示次序。
      [0038] 本發(fā)明的優(yōu)點和積極效果是:
      [0039] 本發(fā)明根據(jù)GPS接收機(jī)跟蹤環(huán)路中對I路符號的判決結(jié)果,對導(dǎo)航電文進(jìn)行預(yù)估, 而后根據(jù)預(yù)估的導(dǎo)航電文消除其對載噪比估算的影響,從而達(dá)到抵抗導(dǎo)航電文翻轉(zhuǎn)的目 的。從理論上分析了改進(jìn)算法在GPS信號存在時能夠規(guī)避了傳統(tǒng)算法對導(dǎo)航電文翻轉(zhuǎn)敏感 的缺陷,避免傳統(tǒng)算法中由于導(dǎo)航電文翻轉(zhuǎn)帶來的噪聲干擾,提高了載噪比的估算準(zhǔn)確度。 當(dāng)GPS彳目號不存在時,改進(jìn)算法通過加大M值,能夠減小估算誤差。由于在改進(jìn)算法中,M值 能夠任意選取,因此改進(jìn)算法的載噪比的更新率能夠做得很高,從而實時對接收機(jī)接收到 的信號質(zhì)量進(jìn)行判決,提升了 GPS接收機(jī)的性能。
      【附圖說明】
      [0040] 圖1是GPS接收機(jī)跟蹤環(huán)路中與載噪比估算相關(guān)的部分原理框圖;
      [0041] 圖2是不同M取值時采用本發(fā)明與傳統(tǒng)算法的估算結(jié)果對比示意圖;
      [0042] 圖3是不同M取值時采用本發(fā)明的估算結(jié)果示意圖;
      [0043] 圖4是M = 10, K = 2算法性能比較示意圖;
      [0044] 圖5是更新率為400ms算法性能比較圖;
      [0045] 圖6是K = 2時采用本發(fā)明與傳統(tǒng)算法的載噪比估算結(jié)果示意圖;
      [0046] 圖7是K = 10、20時采用本發(fā)明與傳統(tǒng)算法的載噪比估算結(jié)果示意圖;
      [0047] 圖8是K = 40、80、160時采用本發(fā)明與傳統(tǒng)算法的載噪比估算結(jié)果示意圖。
      【具體實施方式】
      [0048] 以下結(jié)合附圖對本發(fā)明實施例做進(jìn)一步詳述:
      [0049] -種高精度載噪比估算方法,包括以下步驟:
      [0050] 步驟1、根據(jù)GPS接收機(jī)跟蹤環(huán)路的GPS數(shù)據(jù),按照常規(guī)I (η)和Q(n)模型計算 I (η)和Q (η)信號。
      [0051] 本步驟是采用常規(guī)算法根據(jù)圖1所示的原理實現(xiàn)。常規(guī)的I (η)和Q(n)模型為公 式(14)和公式(15),即:
      [0054] I (η)和Q(n)是積分清零后的I路信號(i信號)和Q路信號(q信號),i信號、q 信號由GPS數(shù)字中頻經(jīng)過混頻器和相關(guān)器后得到。
      [0055] 步驟2、根據(jù)I (η)和Q(n)信號采用如下數(shù)學(xué)模型進(jìn)行窄帶功率的計算:
      [0057] 式中:NBP(k)表示帶寬為l/MTrah的窄帶功率,T OTh為積分時間,M為累加的次數(shù), sign (X)表示取X的符號。
      [0058] 在GPS環(huán)路跟蹤過程中,通過對I之路數(shù)據(jù)符號的判斷進(jìn)行導(dǎo)航電文的解調(diào),由于 導(dǎo)航電文也是跟蹤環(huán)路中的輸出結(jié)果之一,我們只是再將其用于對載噪比的估算,因此不 會增加系統(tǒng)的復(fù)雜度。
      [0059] 同時根據(jù)I (η)和Q(n)信號采用
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