專利名稱：改善功率損耗的用于輸送恒定電壓的開關(guān)電源電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種適用于各種視頻裝置比如彩色電視接收機(jī)和投影裝置的開關(guān)電源電路。
背景技術(shù)：
一些視頻裝置比如彩色電視接收機(jī)和投影裝置具有模擬電路和數(shù)字電路比如實(shí)施各種信號處理的電路塊。
這種具有模擬和數(shù)字電路塊的視頻裝置具有電壓恒定的電源以給電路塊輸送恒定的操作電壓。
作為在這種視頻裝置中所使用的常規(guī)電源電路的實(shí)例，附圖8所示為例如在較大尺寸的彩色電視接收機(jī)中所具有的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)。
在該電源電路中的橋式整流電路Di和濾波電容器Ci產(chǎn)生對應(yīng)于來自商用交流電源的交流輸入電壓VAC的整流濾波電壓Ei。
自激勵電壓諧振型變換器作為中斷所輸入的經(jīng)整流和濾波的電壓Ei的開關(guān)變換器，該自激勵電壓諧振型變換器包括開關(guān)器件Q1并通過所謂的單端系統(tǒng)進(jìn)行開關(guān)操作。
通過驅(qū)動繞組NB、諧振電容器CB和基極電流限制電阻RB的串聯(lián)電路所形成的自振驅(qū)動電路驅(qū)動開關(guān)器件Q1。開關(guān)器件Q1的開關(guān)頻率由驅(qū)動繞組NB和諧振電容器CB所形成的諧振電路的諧振頻率確定。
提供啟動電路RS以在商用交流電源接通時給開關(guān)器件Q1輸送在整流和濾波線中獲得的啟動電流。
如附圖8所示，開關(guān)器件Q1與鉗位二極管DD1和初級側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr連接。初級側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容和隔離變流變壓器PIT的初級繞組N1側(cè)的漏電感L1形成了電壓諧振型變換器的初級側(cè)并聯(lián)諧振電路。
正交型控制變壓器PRT-1是一種具有諧振電流檢測繞組ND、驅(qū)動繞組NB和控制繞組NC1的飽和電抗器。提供正交型控制變壓器PRT-1以驅(qū)動開關(guān)器件Q1并實(shí)施恒定電壓控制。
隔離變流變壓器PIT(功率隔離變壓器)將開關(guān)器件Q1的開關(guān)輸出輸送到開關(guān)電源電路的次級側(cè)。
如附圖8所示，通過在隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)上繞制次級繞組N2、N3、N4和N5形成次級側(cè)繞組。
在這種情況下，如附圖8所示，在次級繞組N4和次級繞組N5之間的連接點(diǎn)連接到次級側(cè)地端。次級側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2連接在次級側(cè)地端和與次級側(cè)繞組并聯(lián)的次級繞組N2的端點(diǎn)之間。
將開關(guān)操作轉(zhuǎn)換為電壓諧振型操作的并聯(lián)諧振電路形成在隔離變流變壓器PIT的初級側(cè)上，提供電壓諧振操作的電壓諧振電路形成在隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)上。在本說明書中，在初級側(cè)和次級側(cè)上具有這種諧振電路的開關(guān)變換器稱為“復(fù)合諧振型開關(guān)變換器”。
與次級側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2并聯(lián)連接的次級繞組具有通過整流二極管D01和濾波電容器C01形成的半波整流和濾波電路，以從該半波整流和濾波電路中獲得用于水平偏轉(zhuǎn)的135伏特的直流輸出電壓E01。
此外，通過次級繞組N3和N4所形成的次級繞組具有通過整流二極管D02和濾波電容器C02形成的半波整流和濾波電路，以從該半波整流和濾波電路中獲得用于垂直偏轉(zhuǎn)的15伏特的直流輸出電壓E02。如附圖8所示，次級繞組N5與整流二極管D03和濾波電容器C03相連接，以從由整流二極管D03和濾波電容器C03所形成的半波整流和濾波電路中獲得用于相同的垂直偏轉(zhuǎn)的-15伏特的直流輸出電壓E03。
因此，在隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)的次級繞組(N3+N4)和次級繞組N5中所感應(yīng)的電壓可以獲得用于垂直偏轉(zhuǎn)的直流輸出電壓E02和E03(±15V)。因此，次級繞組(N3+N4)和次級繞組N5具有相同的匝數(shù)。
在這種情況下，次級側(cè)直流輸出電壓E01也從分支點(diǎn)輸入到控制電路1中。
控制電路1使用直流輸出電壓E02作為它的操作電壓。根據(jù)直流輸出電壓E01的電平的變化通過改變流經(jīng)控制繞組NC1的控制電流的電平的變化，控制電路1可變地控制繞在正交型控制變壓器PRT-1上的驅(qū)動繞組NB的電感LB。這就導(dǎo)致改變了包括在自振動驅(qū)動電路中的驅(qū)動繞組NB的電感LB的諧振電路的諧振條件。這代表改變開關(guān)器件Q1的開關(guān)頻率的操作。這種操作使從隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)中輸出的直流輸出電壓變得恒定。
即使應(yīng)用這種包括正交型控制變壓器PRT-1的恒壓控制的結(jié)構(gòu)，由于初級側(cè)開關(guān)變換器是電壓諧振型，因此可以認(rèn)為電源電路可變化地控制開關(guān)器件Q1的開關(guān)頻率，同時在開關(guān)周期內(nèi)影響開關(guān)器件Q1的PWM控制。這種復(fù)雜的控制操作由單個控制電路系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)。
此外，施加到模擬電路塊的9伏特的直流輸出電壓E04是從在電源電路中的次級繞組(N3+N4)的輸出中獲得的，而施加到數(shù)字電路塊的5伏特的直流輸出電壓E05是從次級繞組N4的輸出中獲得的。
在這種情況下，為降低功率損耗，次級繞組(N3+N4)的輸出經(jīng)過電感器L21(4.7μH)輸入到由整流二極管D04和濾波電容器C04形成的半波整流和濾波電路。該半波整流和濾波電路首先將次級繞組(N3+N4)的輸出變換成11伏特的直流輸出電壓E07。然后從直流輸出電壓E07中獲得輸出到模擬電路塊中的9伏特的直流輸出電壓E04。
次級繞組N4的輸出輸入到由整流二極管D05和濾波電容器C05形成的半波整流和濾波電路。該半波整流和濾波電路將次級繞組N4的輸出變換成6.5伏特的直流輸出電壓E08。然后從直流輸出電壓E08中獲得輸出到數(shù)字電路塊中的直流輸出電壓E05(5伏特)和E06(3.3伏特)。
需要使輸送到模擬和數(shù)字電路塊中的直流輸出電壓E04至E06恒定以使電壓波動在±2％的范圍內(nèi)。
然而，即使在使用復(fù)雜的控制方法的開關(guān)電源電路中，從次級側(cè)中輸出的直流輸出電壓的電平仍然會隨著在次級側(cè)負(fù)載功率Po的改變而輕微變化。
例如，如附圖10所示，當(dāng)次級側(cè)負(fù)載功率Po降低時，直流輸出電壓E02(15伏特)和E08(6.5伏特)的電壓電平仍然會輕微降低。
因此在附圖8中所示的電源電路具有以從直流輸出電壓E07(11伏特)中獲得其電平波動范圍在±2％內(nèi)的恒定直流輸出電壓E04(9伏特)的恒壓電路和以從直流輸出電壓E08(6.5伏特)中獲得其電平波動范圍在±2％內(nèi)的恒定直流輸出電壓E05(5伏特)和E06(3.3伏特)的恒壓電路。
當(dāng)恒壓電路的輸出電流小于例如2安時，通過應(yīng)用三端子串聯(lián)調(diào)節(jié)器IC形成恒壓電路。當(dāng)恒壓電路的輸出電流大于例如2安時，應(yīng)用斬波調(diào)節(jié)器IC通過降壓型變換器形成恒壓電路。
在這種電源電路的情況下，直流輸出電壓E04的最大比率為9伏特/1.5安，輸出電流小于2安。因此，通過三端子串聯(lián)調(diào)節(jié)器IC-1和濾波電容器C041形成提供直流輸出電壓E04的恒壓電路，由此提供恒定在±2％的范圍內(nèi)的9伏特的直流輸出電壓E04。
直流輸出電壓E05的最大比率為5伏特/1.5安，輸出電流小于2安。因此，也是在這種情況下，通過三端子串聯(lián)調(diào)節(jié)器IC-2和濾波電容器C051形成的恒壓電路提供5伏特的直流輸出電壓E05，該直流輸出電壓E05恒定在±2％的范圍內(nèi)。
另一方面，直流輸出電壓E06的最大比率為3.3伏特/3安，輸出電流大于2安。因此在這種情況下直流輸出電壓E08經(jīng)過鐵氧體小珠(ferrite-bead)電感器FB輸入到由PWM控制型降壓斬波電路所形成的DC-DC變換器11中。該DC-DC變換器11提供恒定在±2％的范圍內(nèi)的直流輸出電壓E06(3.3伏特±0.7伏特)。
DC-DC變換器11由斬波調(diào)節(jié)器IC-3、續(xù)流二極管D11和電感器L22(20μH)形成。DC-DC變換器11通過給斬波調(diào)節(jié)器IC反饋由電感器L22所輸出的輸出電壓而控制它的開關(guān)操作，由此使輸出電壓的電平恒定。
然而，DC-DC變換器11在開關(guān)操作的過程中為矩形波形，因此在開關(guān)操作中造成較高的噪聲電平。
因此，通過在斬波調(diào)節(jié)器IC-3之前級中的鐵氧體小珠電感器FB和在斬波調(diào)節(jié)器IC-3之后的級中的陶瓷電容器Cn來抑制在開關(guān)操作中造圖9G所示的諧振電壓VI，如附圖9H所示的集電極電流ICP流經(jīng)開關(guān)器件Q1。
此外，在這種情況下，作為開關(guān)器件Q1的開關(guān)操作的結(jié)果，在次級側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2上產(chǎn)生的電壓V2具有如附圖9I所示的諧振波形。在次級繞組(N3+N4)上產(chǎn)生的電壓V3具有如在附圖9J中所示的諧振波形。如附圖9K所示的電流I3從次級繞組N3的端點(diǎn)流動。
類似地，在次級繞組N5上產(chǎn)生的電壓V5具有如附圖9L所示的諧振波形。
發(fā)明內(nèi)容
在附圖8中所示的電源電路具有三端子串聯(lián)調(diào)節(jié)器IC-1和IC-2和由斬波調(diào)節(jié)器IC-3所形成的DC-DC變換器作為恒壓電路以提供其電平波動被控制在±2％的范圍內(nèi)的恒壓直流輸出電壓E04至E06。調(diào)節(jié)器IC-1和IC-2和DC-DC變換器11造成了功率損失。
例如，在提供直流輸出電壓E04的三端子串聯(lián)調(diào)節(jié)器IC-1中造成了大約3瓦的功率損耗。在提供直流輸出電壓E05的三端子串聯(lián)調(diào)節(jié)器IC-2中造成了大約2.3瓦的功率損耗。
由于提供直流輸出電壓E06的DC-DC變換器11的DC-DC變換效率大約為90％，在DC-DC變換器11中的功率損耗大約為1.2瓦。
因此，當(dāng)輸送直流輸出電壓E04至E06時，如附圖8所示的電源電路造成了總共大約6.5瓦的功率損耗。
此外，需要將散熱器連接到三端子串聯(lián)調(diào)節(jié)器IC-1和IC-2，并且DC-DC變換器11也需要鐵氧體小珠電感器FB和陶瓷電容器Cn作為抑制由開關(guān)操作所造成的開關(guān)噪聲的部件。因此如附圖8所示的電源電路的缺點(diǎn)是隨著部件數(shù)量的增加它的部件成本增加。
因此，考慮到上述問題，根據(jù)本發(fā)明的開關(guān)電源電路如下為實(shí)現(xiàn)上述目的，根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供一種開關(guān)電源電路，包括開關(guān)裝置，該開關(guān)裝置包括斷續(xù)地輸出所輸入的直流輸入電壓的開關(guān)器件；包括初級繞組和至少第一和第二次級繞組的隔離變流變壓器，該隔離變流變壓器適合于將在初級繞組中所獲得的開關(guān)裝置的輸出成的開關(guān)噪聲。
DC-DC變換器11的直流輸出電壓包括諧波波動電壓分量。因此，在輸出電壓線中提供由電解電容器C061和C062和電感器L23(3.3μH)形成的π型濾波電路12以消除高頻波動電壓分量。
附圖9A至9L所示為在附圖8中所示的電源電路的操作波形。
附圖9A至9F所示為在使直流輸出電壓E04至E06的電壓波動恒定在±2％的范圍內(nèi)并且直流輸出電壓E01至E06的總的負(fù)載功率為200瓦的情況下的操作波形。附圖9G至9L所示為在直流輸出電壓E01至E06的總的負(fù)載功率為100瓦的情況下的操作波形。
當(dāng)總的負(fù)載功率為200瓦時，使開關(guān)器件Q1的開關(guān)頻率控制在例如為71.4千赫茲，以及開關(guān)器件Q1的接通/切斷周期TON/TOFF為10微秒/4微秒。
附圖9A所示為通過開關(guān)器件Q1的接通/切斷操作在初級側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr上產(chǎn)生的諧振電壓V1，諧振電壓V1在周期TOFF中形成了正弦脈沖波形，在周期TOFF中開關(guān)器件Q1切斷。
同時，如在附圖9B所示集電極電流ICP流經(jīng)開關(guān)器件Q1。
在開關(guān)器件Q1的接通時，阻尼器電流(負(fù)向)流經(jīng)鉗位二極管DD1和開關(guān)器件Q1的基極和集電極。在阻尼器電流流動的阻尼器電流周期(0.5微秒)為ZVS(零伏特開關(guān))范圍，而開關(guān)器件Q1在ZVS范圍中接通。
作為開關(guān)操作的結(jié)果，在隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)上形成的次級側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2上產(chǎn)生的電壓V2具有如附圖9C所示的諧振波形。
在次級繞組(N3+N4)上產(chǎn)生的電壓V3具有如在附圖9D中所示的諧振波形。如附圖9E所示的輸出電流I3從次級繞組(N3+N4)流動。
在次級繞組N5上產(chǎn)生的電壓V5具有如附圖9F所示的諧振波形。
當(dāng)總的負(fù)載功率為100瓦時，使開關(guān)器件Q1的開關(guān)頻率控制在例如為100千赫茲，以及開關(guān)器件Q1的接通/切斷周期TON/TOFF為6微秒/4微秒。在這種情況下，在初級側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr上產(chǎn)生如附輸送到次級繞組并具有所需的耦合度以使初級繞組和次級繞組彼此弱耦合；由初級繞組和初級側(cè)并聯(lián)諧振電容器所形成的初級側(cè)并聯(lián)諧振電路，該諧振電路將開關(guān)裝置的操作轉(zhuǎn)換為電壓諧振型操作；通過連接次級側(cè)諧振電容器和第一次級繞組所形成的次級側(cè)諧振電路；第一直流輸出電壓發(fā)生裝置，該第一直流輸出電壓發(fā)生裝置包括次級側(cè)并聯(lián)諧振電路，并適合于通過對從第一次級繞組中獲得的交流電壓進(jìn)行整流操作輸送第一直流輸出電壓；第二直流輸出電壓發(fā)生裝置，該第二直流輸出電壓發(fā)生裝置具有對從第二次級繞組中所獲得的交流電壓進(jìn)行整流操作的整流電路，并適合于輸送第二直流輸出電壓；以及恒壓控制裝置，該恒壓控制裝置包括設(shè)置在次級側(cè)參考地端和形成提供輸送第二直流輸出電壓的整流電路的整流二極管的陽極之間的電容器；以及通過串聯(lián)至少一個鉗位電容器和輔助開關(guān)器件所形成的并與該電容器并聯(lián)設(shè)置的有源鉗位電路，該恒壓控制裝置適合于根據(jù)第二直流輸出電壓的電平通過控制輔助開關(guān)器件的傳導(dǎo)角實(shí)施對第二直流輸出電壓的恒壓控制。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供一種開關(guān)電源電路，包括開關(guān)裝置，該開關(guān)裝置包括斷續(xù)地輸出所輸入的直流輸入電壓的開關(guān)器件；包括初級繞組和至少第一和第二次級繞組的隔離變流變壓器，該隔離變流變壓器適合于將在初級繞組中所獲得的開關(guān)裝置的輸出輸送到次級繞組并具有所需的耦合度以使初級繞組和第一和第二次級繞組彼此弱耦合；由初級繞組和初級側(cè)并聯(lián)諧振電容器所形成的初級側(cè)并聯(lián)諧振電路，該諧振電路將開關(guān)裝置的操作轉(zhuǎn)換為電壓諧振型操作；通過連接次級側(cè)諧振電容器和第一次級繞組所形成的次級側(cè)諧振電路；第一直流輸出電壓發(fā)生裝置，該第一直流輸出電壓發(fā)生裝置包括次級側(cè)并聯(lián)諧振電路，并適合于通過對從第一次級繞組中獲得的交流電壓進(jìn)行整流操作輸送第一直流輸出電壓；第二直流輸出電壓發(fā)生裝置，該第二直流輸出電壓發(fā)生裝置具有對從第二次級繞組中所獲得的交流電壓進(jìn)行整流操作的整流電路，并適合于輸送第二直流輸出電壓；第三直流輸出電壓發(fā)生裝置，該第三直流輸出電壓發(fā)生裝置具有對從第二次級繞組中所獲得的交流電壓進(jìn)行分壓和整流的整流電路，并適合于至少輸送第三直流輸出電壓；以及恒壓控制裝置，該恒壓控制裝置包括設(shè)置在次級側(cè)參考地端和形成提供輸送第三直流輸出電壓的整流電路的整流二極管的陽極之間的電容器；以及通過串聯(lián)至少一個鉗位電容器和輔助開關(guān)器件所形成的并與該電容器并聯(lián)設(shè)置的有源鉗位電路，該恒壓控制裝置適合于根據(jù)第三直流輸出電壓的電平通過控制輔助開關(guān)器件的傳導(dǎo)角實(shí)施對第三直流輸出電壓的恒壓控制。
附圖1所示為根據(jù)本發(fā)明的第一實(shí)施例的電源電路的結(jié)構(gòu)；附圖2A和2B所示為在附圖1中的正交型控制變壓器的結(jié)構(gòu)的剖視圖；附圖3所示為在附圖1中的隔離變流變壓器的結(jié)構(gòu)的剖視圖；附圖4A和4B所示為解釋在附圖3中的互感為+M和-M時的操作的輔助圖；附圖5A至5J所示為說明在附圖1中的電源電路的主要部件的操作的波形圖；附圖6所示為根據(jù)本發(fā)明的第二實(shí)施例的電源電路的結(jié)構(gòu)；附圖7A和7B所示為控制變壓器的結(jié)構(gòu)的剖視圖，在該控制變壓器中控制繞組和驅(qū)動繞組以彼此斜向交叉的方式繞制；附圖8所示為常規(guī)的電源電路的結(jié)構(gòu)；附圖9A至9L所示為在附圖8中所示的常規(guī)的電源電路的主要部件的操作的波形圖；附圖10所示為相對于在附圖8所示的常規(guī)的電源電路的負(fù)載功率的直流輸出電壓的變化。
具體實(shí)施例方式
附圖1所示為根據(jù)本發(fā)明一個實(shí)施例的開關(guān)電源電路的結(jié)構(gòu)的電路圖。
在附圖1中所示的電源電路具有復(fù)諧振型開關(guān)變換器結(jié)構(gòu)，這種復(fù)諧振型開關(guān)變換器結(jié)構(gòu)具有在初級側(cè)上的電壓諧振型變換器和在次級側(cè)上的并聯(lián)諧振電路。
給在附圖1中所示的電源電路輸送直流輸入電壓Ei，通過在該附圖中沒有示出的橋式整流電路和濾波電容器Ci對例如從商用交流電源中輸入的輸入電壓進(jìn)行濾波獲得該直流輸入電壓Ei。
包括開關(guān)器件Q1并通過所謂單端系統(tǒng)執(zhí)行自激勵開關(guān)操作的電壓諧振型變換器作為中斷所輸入的直流輸入電壓Ei的開關(guān)變換器。在這種情況下，使用高壓雙極晶體管(雙極型結(jié)型晶體管)作為開關(guān)器件Q1。
開關(guān)器件Q1的基極通過基極電流限制電阻RB和啟動電阻RS連接到濾波電容器Ci的正電極側(cè)。開關(guān)器件Q1的發(fā)射極連接到初級側(cè)地端。
連接在開關(guān)器件Q1的基極和初級側(cè)地端之間的是用于自振動驅(qū)動的串聯(lián)諧振電路，通過彼此串聯(lián)驅(qū)動繞組NB、諧振電容器CB和基極電流限制電阻RB形成該串聯(lián)諧振電路。
插入在開關(guān)器件Q1的基極和濾波電容器Ci的負(fù)電極(初級側(cè)地端)之間的鉗位二極管DD1形成了在開關(guān)器件Q1的切斷周期之中流動的鉗位電流的路徑。
開關(guān)器件Q1的集電極連接到形成在隔離變流變壓器PIT的初級側(cè)上的初級側(cè)繞組N1的一端，同時開關(guān)器件Q1的發(fā)射極接地。
初級側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr與開關(guān)器件Q1的集電極和發(fā)射極并聯(lián)。初級側(cè)并聯(lián)諧振電容器Cr的電容和初級側(cè)繞組N1的漏電感L1形成了電壓諧振型變換器的初級側(cè)并聯(lián)諧振電路。
雖然沒有詳細(xì)描述，但是，在開關(guān)器件Q1的切斷周期的過程中，通過初級側(cè)并聯(lián)諧振電路的作用在初級側(cè)諧振電容器Cr上所產(chǎn)生的電壓V1在實(shí)際中形成了正弦脈沖波形，由此獲得了電壓諧振型操作。
在附圖2A和2B所示的正交型控制變壓器PRT-1是一種具有諧振電流檢測繞組ND、驅(qū)動繞組NB和控制繞組NC1的飽和電抗器。正交型控制變壓器PRT-1用于驅(qū)動開關(guān)器件Q1并實(shí)施恒壓控制。
如附圖2A和2B所示，正交型控制變壓器PRT-1的結(jié)構(gòu)是一種通過連接兩個雙-U-型磁芯所形成的立方磁芯，每個磁芯都具有四個磁性支柱，在每個磁性支柱的端部相連接。諧振電流檢測繞組ND和驅(qū)動繞組NB都以相同的方向繞在立方磁芯的兩個給定的磁性支柱上，控制繞組NC1以與諧振電流檢測繞組ND和驅(qū)動繞組NB正交的方向繞制。
在這種情況下正交型控制變壓器PRT-1的諧振電流檢測繞組ND串接在濾波電容器Ci的正電極和初級側(cè)繞組N1之間，因此開關(guān)器件Q1的開關(guān)輸出經(jīng)過初級側(cè)繞組N1輸送到諧振電流檢測繞組ND。
通過諧振電流檢測繞組ND所獲得的開關(guān)輸出經(jīng)過變壓器耦合感應(yīng)在驅(qū)動繞組NB中，由此在驅(qū)動繞組NB中產(chǎn)生作為驅(qū)動電壓的交流電壓。
該驅(qū)動電壓作為驅(qū)動電流通過基極電流限制電阻RB從形成自振蕩驅(qū)動電路的NB和CB的串聯(lián)諧振電路輸出到開關(guān)器件Q1的基極。
因此，開關(guān)器件Q1以由串聯(lián)諧振電路的諧振頻率所確定的開關(guān)頻率執(zhí)行開關(guān)操作。
隔離變流變壓器PIT將開關(guān)器件Q1的開關(guān)輸出輸送到開關(guān)電源電路的次級側(cè)。
如附圖3所示，隔離變流變壓器PIT具有通過如下的方式組合例如由鐵磁材料所制成的E-形磁芯CR1和CR2所形成的E-E型磁芯磁芯CR1的磁性支柱對著磁芯CR2的磁性支柱。初級側(cè)繞組N1和次級側(cè)繞組N2都以通過分離線軸B彼此分開的狀態(tài)繞在E-E形磁芯的中心磁性支柱上。此外，如附圖3所示，通過使每個E-形磁芯CR1和CR2的中心磁芯支柱短于每個E-形磁芯CR1和CR2的兩個外部磁性支柱來在中心磁性支柱上形成間隙G。因此以所需的耦合系數(shù)例如0.85形成弱耦合，因此不容易實(shí)現(xiàn)飽和狀態(tài)。
當(dāng)在隔離變流變壓器PIT中沒有形成間隙G時，在回程操作的過程中隔離變流變壓器PIT非常可能達(dá)到飽和狀態(tài)并且產(chǎn)生異常操作。因此很難預(yù)料對次級側(cè)進(jìn)行正確的整流操作。
至于隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)操作，根據(jù)初級側(cè)繞組N1和次級側(cè)繞組N2的極性(繞組方向)、整流二極管D0的連接關(guān)系和在次級側(cè)繞組中所感應(yīng)的交流電壓的極性的變化，在初級側(cè)繞組N1的電感L1和次級側(cè)繞組N2的L2之間的互感M產(chǎn)生+M操作模式(極性相加模式；前向操作)或-M操作模式(極性相減模式；回程操作)。例如，在附圖4A中所示的等效電路具有+M的互感，而在附圖4B中所示的等效電路具有-M的互感。
在通過隔離變流變壓器PIT的初級側(cè)繞組N1和次級側(cè)繞組N2、N5A和N5B的極性所提供的+M操作模式的周期中，在附圖1中所示的電源電路分別通過整流二極管D01至D03對濾波電容器C01至C03進(jìn)行充電。
如附圖1所示，在隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)上，通過繞上次級繞組N2或第一次級繞組以及次級繞組N5A和N5B或第二次級繞組形成次級側(cè)繞組。
在這種情況下，如附圖1所示，在次級繞組N5A和次級繞組N5B之間的抽頭連接到次級側(cè)地端。次級側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2連接在次級側(cè)地端和次級繞組N2的端點(diǎn)之間。
因此，次級側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2與次級繞組(N2+N5A)并聯(lián)。
在這種情況下，次級繞組(N2+N5A)的漏電感(L2+L5A)和次級側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2的電容在隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)上形成次級側(cè)并聯(lián)諧振電路。
因此，在隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)上獲得電壓諧振操作，因此在隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)上感應(yīng)的交流電壓轉(zhuǎn)換為諧振電壓波形。
次級繞組(N2+N5A)具有由整流二極管D01和濾波電容器C01形成的半波整流和濾波電路，以從該半波整流和濾波電路中獲得用于水平偏轉(zhuǎn)的135伏特的直流輸出電壓E01。次級繞組N5A具有由整流二極管D02和濾波電容器C02形成的半波整流和濾波電路，以從該半波整流和濾波電路中獲得用于垂直偏轉(zhuǎn)的15伏特的直流輸出電壓E02。
此外，次級繞組N5B具有由整流二極管D03和濾波電容器C03形成的半波整流和濾波電路。
在這種情況下，整流二極管D03的陰極連接到次級繞組N5B的起始點(diǎn)，整流二極管D03的陽極連接到濾波電容器C03的負(fù)電極側(cè)，由此從該次級繞組N5B中獲得用于垂直偏轉(zhuǎn)的-15伏特的負(fù)電平的直流輸出電壓E03。
因此，從在隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)上的次級繞組N5A和N5B中感應(yīng)的電壓中獲得用于垂直偏轉(zhuǎn)的直流輸出電壓E02和E03(±15伏特)。在這種情況下，次級繞組N5A和N5B具有相同的匝數(shù)。
因此，在附圖1中所示的電源電路由具有在初級側(cè)上將開關(guān)操作轉(zhuǎn)換為電壓諧振型操作的初級側(cè)并聯(lián)諧振電路和在次級側(cè)上提供電壓諧振操作的次級側(cè)并聯(lián)諧振電路的復(fù)諧振型開關(guān)變換器。
直流輸出電壓E01還從分支點(diǎn)輸入到控制電路1中?？刂齐娐?由例如誤差放大器等形成并使用直流輸出電壓E02(15伏特)作為它的操作電壓。根據(jù)在從隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)中輸出的直流輸出電壓E01的電平的變化通過改變流經(jīng)正交型控制變壓器PRT-1的控制繞組NC1的控制電流的電平，控制電路1可變地控制繞在正交型控制變壓器PRT-1上的驅(qū)動繞組NB的電感LB。這就導(dǎo)致包括在用于開關(guān)器件Q1的自振蕩驅(qū)動的電路中的驅(qū)動繞組NB的電感LB的串聯(lián)諧振電路的諧振條件的變化。這代表改變開關(guān)器件Q1的開關(guān)頻率的操作。這種操作使例如從隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)中輸出的直流輸出電壓E01至E03穩(wěn)定。
在可變地控制驅(qū)動繞組NB的電感LB的正交型控制變壓器PRT-1作為如附圖1所示本發(fā)明實(shí)施例的電源電路的情況下，在改變開關(guān)器件Q1的開關(guān)頻率的過程中，開關(guān)器件Q1切斷的周期TOFF固定，而開關(guān)器件Q1接通的周期TON可變地控制。具體地說，在附圖1中所示的電源電路執(zhí)行綜合控制操作，在該綜合控制操作中電源電路通過可變地控制開關(guān)器件Q1的開關(guān)頻率作為對恒壓控制的操作來控制開關(guān)輸出的諧振阻抗，而同時電源電路在開關(guān)周期內(nèi)實(shí)施對開關(guān)器件Q1的PWM控制。
在附圖1中所示的開關(guān)電源電路進(jìn)一步具有由虛線所包圍的三個有源鉗位電路6a、6b和6c。在這種情況下，如該附圖所示，次級繞組N5A的端點(diǎn)經(jīng)過電感器L12、L13和L14連接到并聯(lián)諧振電容器C32、C33和C34的正端側(cè)，有源鉗位電路6a、6b和6c分別與并聯(lián)諧振電容器C32至C34并聯(lián)。
有源鉗位電路6a由輔助開關(guān)器件Q2、鉗位電容器CCL2和鉗位二極管DD2形成。例如選擇所謂的體型二極管作為鉗位二極管DD2。
驅(qū)動輔助開關(guān)器件Q2的驅(qū)動電路系統(tǒng)包括驅(qū)動繞組Ng、電容器Cg2和電阻Rg2。
鉗位二極管DD2與輔助開關(guān)器件Q2的漏極和源極并聯(lián)。在這種情況下，鉗位二極管DD2的陽極連接到輔助開關(guān)器件Q2的源極，而鉗位二極管DD2的陰極連接到輔助開關(guān)器件Q2的漏極。
輔助開關(guān)器件Q2的漏極連接到鉗位電容器CCL2的一個端子，而鉗位電容器CCL2的其它端子連接到將電感器L12、并聯(lián)諧振電容器C32和整流二極管D04的陽極彼此相連的連接點(diǎn)。輔助開關(guān)器件Q2的源極連接到次級側(cè)地端。
因此，通過將鉗位電容器CCL2與輔助開關(guān)器件Q2和鉗位二極管DD2的并聯(lián)電路串聯(lián)起來形成有源鉗位電路6a。由此所形成的電路與并聯(lián)諧振電容器C32并聯(lián)。
類似地，有源鉗位電路6b由輔助開關(guān)器件Q3、鉗位電容器CCL3和鉗位二極管DD3形成。有源鉗位電路6c由輔助開關(guān)器件Q4、鉗位電容器CCIA和鉗位二極管DD4形成。
有源鉗位電路6b和6c與并聯(lián)諧振電容器C33和C34并聯(lián)，而控制電路3和4分別實(shí)施對在有源鉗位電路6b和6c中的輔助開關(guān)器件Q3和Q4的PWM控制。因此，可以等量地改變并聯(lián)諧振電容器C33和C34的電容，由此使直流輸出電壓E05和E06恒定。
如附圖1所述，輔助開關(guān)器件Q2至Q4的控制極分別連接到電阻Rg2、電容器Cg2和驅(qū)動繞組Ng的串聯(lián)電路；電阻Rg3、電容器Cg3和驅(qū)動繞組Ng的串聯(lián)電路；以及電阻Rg4、電容器Cg4和驅(qū)動繞組Ng的串聯(lián)電路，這些串聯(lián)連接電路分別作為驅(qū)動輔助開關(guān)器件Q2至Q4的驅(qū)動電路系統(tǒng)。這些串聯(lián)連接電路形成了驅(qū)動輔助開關(guān)器件Q2至Q4的自振蕩驅(qū)動電路。將這些串聯(lián)連接電路構(gòu)造成能夠確保在整流二極管D04至D06不導(dǎo)通時輔助開關(guān)器件Q2至Q4的接通/切斷操作。
通過將抽頭形成在次級繞組N5B上形成驅(qū)動繞組Ng，在這種情況下例如驅(qū)動繞組Ng的匝數(shù)為1T(匝)。應(yīng)該注意的是當(dāng)驅(qū)動繞組Ng的匝數(shù)為1T時，在實(shí)際中能確保驅(qū)動繞組Ng的操作；然而，該匝數(shù)并不限于1T。
電感器L12的其它的端連接到例如由肖特基(schottky)二極管所形成的整流二極管D04的陽極。由整流二極管D04和濾波電容器C04所形成的半波整流和濾波電路輸送直流輸出電壓E04(第二直流輸出電壓)。
類似地，電感器L13的其它的端連接到由肖特基二極管等所形成的整流二極管D05的陽極。由整流二極管D05和濾波電容器C05所形成的半波整流和濾波電路輸送直流輸出電壓E05(第三直流輸出電壓)。
此外，電感器L14的其它的端連接到由肖特基二極管等所形成的整流二極管D06的陽極。由整流二極管D06和濾波電容器C06所形成的半波整流和濾波電路輸送直流輸出電壓E06(第四直流輸出電壓)。
從分支點(diǎn)將直流輸出電壓E04至E06分別輸送到控制電路2、3和4。
控制電路2至4還由例如誤差放大器比如溫度補(bǔ)償并聯(lián)調(diào)節(jié)器形成，將直流輸出電壓E02輸入到每個控制電路2至4中作為它的操作電壓。
控制電路2根據(jù)直流輸出電壓E04的電平的變化對在有源鉗位電路6a中的輔助開關(guān)器件Q2進(jìn)行PWM控制。這種控制操作可以認(rèn)為均等地改變并聯(lián)諧振電容器C32的電容的操作。這種操作控制經(jīng)過電感器L12流到整流二極管D04的電流I4，由此將直流輸出電壓E04穩(wěn)定在9伏特±0.18伏特的范圍內(nèi)作為輸出。
類似地，控制電路3根據(jù)直流輸出電壓E05的電平的變化對輔助開關(guān)器件Q3進(jìn)行PWM控制，由此均等地改變并聯(lián)諧振電容器C33的電容?？刂齐娐?控制經(jīng)過電感器L13流到整流二極管D05的電流，由此將直流輸出電壓E05穩(wěn)定在5伏特±0.1伏特的范圍內(nèi)作為輸出。
此外，控制電路4根據(jù)直流輸出電壓E06的電平的變化對輔助開關(guān)器件Q4進(jìn)行PWM控制，由此均等地改變并聯(lián)諧振電容器C34的電容?？刂齐娐?控制經(jīng)過電感器L14流到整流二極管D06的電流，由此將直流輸出電壓E06穩(wěn)定在3.3伏特±0.07伏特的范圍內(nèi)作為輸出。
根據(jù)實(shí)驗(yàn)，當(dāng)實(shí)際構(gòu)造在附圖1中所示的電源電路時，作如下的選擇次級側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2＝0.01μF，隔離變流變壓器PIT的次級繞組N2＝40T；次級繞組N5A和N5B＝5T；驅(qū)動繞組Ng＝1T；電感器L12＝10μH；L13＝15μH；L14＝18μH；并聯(lián)諧振電容器C32至C34＝0.22μF；鉗位電容器CCL2至CCL4＝2.2μF；電容器Cg2至Cg4＝0.39μF；電阻Rg2至Rg4＝22Q。對于輔助開關(guān)器件Q2至Q4選擇10A/50V的MOS-FET和0.2Ω的接通電阻。
而在附圖1中所示的電源電路輸送9伏特的直流輸出電壓E04作為模擬IC的操作電壓，例如通過提供進(jìn)一步的有源鉗位電路該電源電路還給該模擬IC輸送12伏特的直流輸出電壓E04，而不是輸送9伏特的直流輸出電壓E04。
類似地，電源電路還給數(shù)字IC輸送2.5伏特的操作電壓。
作為在附圖1中所示的電源電路的操作波形的實(shí)例，附圖5所示為由上述部件所形成的開關(guān)電源電路的操作波形。
附圖5A至5E所示為在使直流輸出電壓E04至E06恒定以使其電壓波動落在±2％的范圍內(nèi)并且直流輸出電壓E01至E06的總的負(fù)載功率為200瓦的條件下的操作波形。附圖5F至5J所示為在直流輸出電壓E01至E06的總的負(fù)載功率為100瓦的條件下的操作波形。
當(dāng)總的負(fù)載功率為200瓦時，在隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)上的次級側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2上產(chǎn)生在附圖5A中所示的諧振電壓V2，并從次級繞組N5A中獲得如在附圖5B中所示的諧振電壓V3。
在這種情況下，在附圖5D中所示的電流I3流經(jīng)有源鉗位電路6a，通過并聯(lián)諧振電容器C32產(chǎn)生如附圖5C中所示的電壓V4，具有如附圖5E中所示的諧振波形的電流I4流經(jīng)整流二極管D04。
在另一方面，當(dāng)總的負(fù)載功率為100瓦時，在次級側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2上產(chǎn)生如附圖5F所示的諧振電壓V2，從次級繞組N5A中獲得如附圖5G所示的諧振電壓V3。
在這種情況下，在附圖5I中所示的電流I3流經(jīng)有源鉗位電路6a，通過并聯(lián)諧振電容器C32產(chǎn)生如附圖5H中所示的電壓V4，具有如附圖5J中所示的諧振波形的電流I4流經(jīng)整流二極管D04。
在附圖5A至5E中所示的操作波形和在附圖5F至5J中所示的操作波形的比較結(jié)果表明從隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)中獲得的諧振電壓V2的周期例如為6微秒/8微秒和6微秒/5微秒。因此，它表明通過綜合控制法可以控制開關(guān)器件Q1的開關(guān)操作。它還顯示每個部件的操作波形是諧振波形。
此外，如在附圖5C和5H中所示的諧振電壓V4和在附圖5D和5I中所示的電流I3的波形所示，輔助開關(guān)器件Q2的開關(guān)操作為ZVS，因此可以忽略在輔助開關(guān)器件Q2中的開關(guān)損耗。
因此，根據(jù)附圖1中所示的本實(shí)施例的開關(guān)電源電路由復(fù)諧振型開關(guān)轉(zhuǎn)換器形成，并具有有源鉗位電路6a至6c以從隔離變流變壓器PIT的次級側(cè)中輸送其電平波動在±2％范圍內(nèi)的直流輸出電壓E04至E06。根據(jù)直流輸出電壓E04至E06的電平的變化通過分別實(shí)施輔助開關(guān)器件Q2至Q4的開關(guān)操作的PWM控制使直流輸出電壓E04至E06恒定。
在這種情況下，當(dāng)附圖1的電源電路輸送直流輸出電壓E04至E06時所造成的功率損耗基本由在有源鉗位電路6a至6c中的輔助開關(guān)器件Q2至Q4中的開關(guān)損失和由體二極管所形成的鉗位二極管DD2至DD4中的傳導(dǎo)損失組成。如上文所述，輔助開關(guān)器件Q2至Q4的開關(guān)操作為ZVS，因此在輔助開關(guān)器件Q2至Q4中的開關(guān)損失處于可忽略的水平。因此，在使直流輸出電壓E04至E06為恒定而造成的功率損失是在有源鉗位電路6a至6c中的鉗位二極管DD2至DD4中的傳導(dǎo)損失。
即使在輔助開關(guān)器件Q2至Q4中的開關(guān)損失不忽略時，在每個輔助開關(guān)器件Q2至Q4中的開關(guān)損失大約為0.2瓦，并且在最大的負(fù)載功率下或總的負(fù)載功率為200瓦下在每個鉗位二極管DD2至DD4中的傳導(dǎo)損失大約為0.4瓦，以使在每個有源鉗位電路6a至6c中的功率損失為大約0.6瓦。在附圖1中所示的開關(guān)電源電路中的總的功率損失大約為2.1瓦。
另一方面，當(dāng)附圖8所示的常規(guī)的電源電路輸送恒定的直流輸出電壓E04至E06時所產(chǎn)生的功率損失大約為6.5瓦，如前文所描述。因此應(yīng)用附圖1的電源電路可以降低電源電路損耗大約4.4瓦。
當(dāng)將其轉(zhuǎn)到交流輸入功率時，可以降低大約4.8瓦，因此可以使其節(jié)約相應(yīng)量的能量。
此外，在附圖1中所示的電源電路并不要求提供直流輸出電壓E04和E05的三端子串聯(lián)調(diào)節(jié)器，因此不需要連接到三端子串聯(lián)調(diào)節(jié)器的散熱器。
在附圖8中所示的常規(guī)的電源電路中提供直流輸出電壓E06的DC-DC變換器11具有矩形操作波形，由此在開關(guān)操作中造成開關(guān)噪聲。因此在附圖8中所示的常規(guī)的電源電路要求抑制開關(guān)噪聲的部件和用于消除高頻波動電壓的π型濾波器電路。
在另一方面，在附圖1中所示的電源電路的每個部件的操作波形為濾波諧振波形，由此使它可以抑制在開關(guān)操作中的開關(guān)噪聲。因此，在附圖1中所示的電源電路并不要求用于抑制開關(guān)噪聲的部件和消除高頻波動電壓的π型濾波器電路。
因此，在附圖8中所示的常規(guī)的電源電路要求6個濾波電解電容器，而在附圖1中所示的電源電路僅要求3個濾波電解電容器，因此使它相應(yīng)地減少了部件數(shù)量和部件成本。
根據(jù)本發(fā)明的電源電路并不限于在附圖1中所示的電路結(jié)構(gòu)。
附圖6所示為根據(jù)本發(fā)明第二實(shí)施例的開關(guān)電源電路的次級側(cè)結(jié)構(gòu)。如在附圖1的電源電路中相同的部件以相同參考標(biāo)號標(biāo)示，在此省略對它們的描述。次級側(cè)電路的結(jié)構(gòu)與在附圖1中的自激勵電壓諧振變換器中次級側(cè)電路的結(jié)構(gòu)相同，因此在附圖6中沒有示出。
在附圖6中所示的開關(guān)電源電路中的并聯(lián)諧振電容器C32，C33和C34的正電極側(cè)分別經(jīng)過電感器L12，L13和L14連接到次級繞組N5B的起始點(diǎn)。有源鉗位電路6a，6b和6c分別與并聯(lián)諧振電容器C32至C34并聯(lián)。因此在附圖1中所示的電源電路中的有源鉗位電路6a至6c連接到次級繞組N5A，在這種情況下有源鉗位電路6a至6c連接到次級繞組N5B。
因此，當(dāng)在附圖6中所示的開關(guān)電源電路應(yīng)用有源鉗位電路6a至6c以如在附圖1中所示的開關(guān)電源電路一樣使直流輸出電壓E04至E06恒定時，與常規(guī)的電源電路相比可以降低功率損失約4.4瓦。當(dāng)將這變換到交流輸入功率時，可以降低大約4.8瓦，因此使它可以節(jié)約相應(yīng)量的能量。
此外，由于在這種情況下的電源電路并不要求三端子串聯(lián)調(diào)節(jié)器，因此電源電路不需要連接到三端子串聯(lián)調(diào)節(jié)器的散熱器，并且還不需要用于抑制開關(guān)噪聲和高頻波動電壓的部件，因此使它相應(yīng)地降低了部件數(shù)量和部件成本。
應(yīng)該注意的是根據(jù)到目前為止所描述的實(shí)施例的電源電路的初級側(cè)電路的結(jié)構(gòu)都是以自激勵諧振變換器作為實(shí)例進(jìn)行描述；然而，它僅僅是一種實(shí)例，例如本發(fā)明還可以以外部激勵電壓諧振變換器實(shí)現(xiàn)。
在這些實(shí)施例中，正交型控制變壓器PRT用作控制變壓器以在初級側(cè)具有自激勵諧振變換器的電路結(jié)構(gòu)中實(shí)施電壓恒定控制；然而，也可以使用在附圖7中所示的控制變壓器而不使用正交型控制變壓器PRT。
如附圖7所示，控制變壓器的結(jié)構(gòu)是由將兩個雙U-形磁芯彼此組合而形成的立方磁芯，每個U-形磁芯都具有四個磁性支柱，例如，與在正交型控制變壓器的情況一樣。將控制繞組NC1和驅(qū)動繞組NB以彼此斜向交叉的關(guān)系繞在立方磁芯上。具體地說，控制繞組NC1或驅(qū)動繞組NB繞在立方磁芯的四個磁性支柱的兩個相鄰的磁性支柱上，而另一個繞組繞在處于彼此呈對角線位置上的兩個磁性支柱上。
控制變壓器以如下的方式運(yùn)行即使在流經(jīng)驅(qū)動繞組的交流電流從負(fù)電流電平變?yōu)檎娏麟娖綍r驅(qū)動繞組的電感仍然增加。因此，在切斷開關(guān)器件的負(fù)方向上的電流電平增加，由此縮短了開關(guān)器件的存儲時間。結(jié)果，也縮短了開關(guān)器件在切斷時的下降時間，由此進(jìn)一步降低了開關(guān)器件中的功率損失。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源電路，包括開關(guān)裝置，該開關(guān)裝置包括斷續(xù)地輸出所輸入的直流輸入電壓的開關(guān)器件；包括初級繞組和至少第一和第二次級繞組的隔離變流變壓器，所說的隔離變流變壓器適合于將在所說的初級繞組中所獲得的所說的開關(guān)裝置的輸出輸送到所說的次級繞組，并具有所需的耦合度以使所說的初級繞組和所說的次級繞組彼此弱耦合；由所說的初級繞組和初級側(cè)并聯(lián)諧振電容器所形成的初級側(cè)并聯(lián)諧振電路，所說的諧振電路將所說的開關(guān)裝置的操作轉(zhuǎn)換為電壓諧振型操作；通過將次級側(cè)諧振電容器連接到所說的第一次級繞組所形成的次級側(cè)諧振電路；第一直流輸出電壓發(fā)生裝置，該第一直流輸出電壓發(fā)生裝置包括所說的次級側(cè)并聯(lián)諧振電路，并適合于通過對從所說的第一次級繞組中獲得的交流電壓進(jìn)行整流操作輸送第一直流輸出電壓；第二直流輸出電壓發(fā)生裝置，該第二直流輸出電壓發(fā)生裝置具有對從所說的第二次級繞組中所獲得的交流電壓進(jìn)行整流操作的整流電路，并適合于輸送第二直流輸出電壓；以及恒壓控制裝置，該恒壓控制裝置包括設(shè)置在次級側(cè)參考地端和形成用于輸送所說的第二直流輸出電壓的整流電路的整流二極管的陽極之間的電容器；和通過串聯(lián)連接至少一個鉗位電容器和輔助開關(guān)器件所形成的并與所說的電容器并聯(lián)設(shè)置的有源鉗位電路，所說的恒壓控制裝置適合于根據(jù)所說的第二直流輸出電壓的電平通過控制所說的輔助開關(guān)器件的傳導(dǎo)角實(shí)施對所說的第二直流輸出電壓的恒壓控制。
2.一種開關(guān)電源電路，包括開關(guān)裝置，該開關(guān)裝置包括斷續(xù)地輸出所輸入的直流輸入電壓的開關(guān)器件；包括初級繞組和至少第一和第二次級繞組的隔離變流變壓器，所說的隔離變流變壓器適合于將在所說的初級繞組中所獲得的所說的開關(guān)裝置的輸出輸送到所說的第一和第二次級繞組，并具有所需的耦合度以使所說的初級繞組和所說的第一和第二次級繞組彼此弱耦合；由所說的初級繞組和初級側(cè)并聯(lián)諧振電容器所形成的初級側(cè)并聯(lián)諧振電路，所說的諧振電路將所說的開關(guān)裝置的操作轉(zhuǎn)換為電壓諧振型操作；通過將次級側(cè)諧振電容器連接到所說的第一次級繞組所形成的次級側(cè)諧振電路；第一直流輸出電壓發(fā)生裝置，該第一直流輸出電壓發(fā)生裝置包括所說的次級側(cè)并聯(lián)諧振電路，并適合于通過對從所說的第一次級繞組中獲得的交流電壓進(jìn)行整流操作輸送第一直流輸出電壓；第二直流輸出電壓發(fā)生裝置，該第二直流輸出電壓發(fā)生裝置具有對從所說的第二次級繞組中所獲得的交流電壓進(jìn)行整流操作的整流電路，并適合于輸送第二直流輸出電壓；第三直流輸出電壓發(fā)生裝置，該第三直流輸出電壓發(fā)生裝置具有對從所說的第二次級繞組中所獲得的交流電壓進(jìn)行分流和整流的整流電路，并適合于至少輸送第三直流輸出電壓；以及恒壓控制裝置，該恒壓控制裝置包括設(shè)置在次級側(cè)參考地端和形成用于輸送所說的第三直流輸出電壓的整流電路的整流二極管的陽極之間的電容器；以及通過串聯(lián)連接至少一個鉗位電容器和輔助開關(guān)器件所形成的并與所說的電容器并聯(lián)設(shè)置的有源鉗位電路，所說的恒壓控制裝置適合于根據(jù)所說的第三直流輸出電壓的電平通過控制所說的輔助開關(guān)器件的傳導(dǎo)角實(shí)施對所說的第三直流輸出電壓的恒壓控制。
3.如權(quán)利要求1或2中所述的開關(guān)電源電路，其中所說的第一次級繞組由所說的第二次級繞組的導(dǎo)線繞制而成。
4.如權(quán)利要求1或2中所述的開關(guān)電源電路，進(jìn)一步包括第二恒壓控制裝置以通過如下的方式驅(qū)動所說的開關(guān)器件進(jìn)行開關(guān)操作來實(shí)施恒壓控制根據(jù)所說的第一直流輸出電壓的電平可變地控制所說的開關(guān)器件的開關(guān)頻率，同時在開關(guān)周期內(nèi)所說的開關(guān)器件的切斷周期固定而所說的開關(guān)器件的接通周期變化。
5.如權(quán)利要求4中所述的開關(guān)電源電路，其中所說的第二恒壓控制裝置包括控制變壓器，所說的控制變壓器具有與所說的隔離變流變壓器的所說的初級繞組串聯(lián)連接的檢測繞組以檢測諧振電流；用于驅(qū)動所說的開關(guān)裝置的驅(qū)動繞組；以及相對于該兩個繞組正交方向地或斜向地繞制的控制繞組以根據(jù)所說的次級側(cè)直流輸出電壓的電平通過控制電流的變化改變所說的驅(qū)動繞組的電感，由此所說的第二恒壓控制裝置可變地控制所說的開關(guān)器件的開關(guān)頻率。
6.如權(quán)利要求1或2中所述的開關(guān)電源電路，其中所說的輔助開關(guān)器件由自振蕩驅(qū)動電路驅(qū)動，通過將驅(qū)動繞組和至少一個電容器彼此串聯(lián)連接形成該自振蕩驅(qū)動電路，通過在所說的次級繞組上形成抽頭而形成該驅(qū)動繞組。
全文摘要
在使通過對在隔離變流變壓器PIT的次級繞組中所產(chǎn)生的交流電壓進(jìn)行整流所得到的直流輸出電壓恒定的過程中,將由輔助開關(guān)器件、鉗位電容器和鉗位二極管形成的有源鉗位電路與并聯(lián)諧振電容器并聯(lián)以輸送交流電壓,而不使用三端子調(diào)節(jié)器和斬波調(diào)節(jié)器,這就使功率損失降低并使直流輸出電壓恒定?？刂齐娐穼?shí)施有源鉗位電路的輔助開關(guān)器件的PWM控制,由此等量地改變并聯(lián)諧振電容器的電容。因此,使直流輸出電壓恒定,并降低了在使直流輸出電壓恒定的過程中所造成的功率損失。
文檔編號H02M3/28GK1338812SQ0112559
公開日2002年3月6日 申請日期2001年8月16日 優(yōu)先權(quán)日2000年8月16日
發(fā)明者安村昌之 申請人:索尼株式會社