專利名稱：電功率控制的方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及對電功率進行大范圍的電流和電壓轉(zhuǎn)換和控制的領(lǐng)域；更具體說，涉及用電子手段實現(xiàn)功率控制的方法和裝置，更具體說，涉及用于開關(guān)模式的功率轉(zhuǎn)換技術(shù)來實現(xiàn)的方法和裝置。
背景技術(shù)：
一個電功率轉(zhuǎn)換電路就是一個對電功率進行改變，使具有某種電壓或電流的電源能應(yīng)用于需要不同電壓或電流的負載電路。在開關(guān)模式轉(zhuǎn)換電路和功率轉(zhuǎn)換技術(shù)中，功率的改變通常是把一個具有較高電流或電壓的電源功率改變成一個負載所需要的較低電流或電壓的功率，或者把一個具有較低電流或電壓的電源功率改變成一個負載所需要的較高電流或電壓的功率。其中，通過電路的設(shè)計有可能得到高的轉(zhuǎn)換效率，使輸出功率基本上與輸入功率相等。其中，在電路的輸入、輸出兩端，伏-安乘積(VA)是很相近的，假設(shè)在輸入端有一個固定的VA值，則電阻性負載上電壓的減少必然伴隨著其上電流的增加，反之亦然。
開關(guān)模式的功率轉(zhuǎn)換器有三種基本的拓撲結(jié)構(gòu)。它們包括降壓(反極性，見圖1)、升壓(上升)、反轉(zhuǎn)(包括反饋)轉(zhuǎn)換器，以及此三者的對偶電路。這三個基本類型裝置中任一個的對偶電路，有時都可以通過如下一個簡單的變換來實現(xiàn)把串聯(lián)電感變?yōu)椴⒙?lián)電容，把并聯(lián)電容變?yōu)榇?lián)電感。正如那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人可以理解的，還涉及許多其它的變換，而上述變換只是示例性的。眾所周知，對偶拓撲結(jié)構(gòu)有以下特征a)從電壓源來或去往電壓源的不連續(xù)電流變?yōu)檫B續(xù)電流；b)直流傳遞函數(shù)(輸出電壓對輸入電壓對占空因數(shù))保持相同；c)兩個輸入和輸出電感可以結(jié)合在一起形成一個磁性結(jié)構(gòu)。
在所有這些拓撲結(jié)構(gòu)中，至少對于上述直流功能來講，每一個轉(zhuǎn)換器通常都包括兩個開關(guān)，一個電感和輸入、輸出濾波器。幾乎所有通常的轉(zhuǎn)換器都是由這些拓撲結(jié)構(gòu)或它們的對偶結(jié)構(gòu)導出的，或是由它們組合而成的。
在這些已知的轉(zhuǎn)換器拓撲結(jié)構(gòu)中，對輸出電壓的調(diào)整是通過改變開關(guān)的占空因數(shù)來實現(xiàn)的。圖1所示的是一個帶有理想開關(guān)的簡單的降壓轉(zhuǎn)換器。在這種通常稱為降或升壓調(diào)整器的這種類型的直流轉(zhuǎn)換電路中，通常所使用的兩個固態(tài)開關(guān)是互為相反且周期性地工作的，這樣在一個開關(guān)為“通”或?qū)ǖ耐瑫r，另一個開關(guān)就是“斷”或斷開，反之亦然。所以，當兩個開關(guān)的占空因數(shù)調(diào)制改變時，電源和負載之間的電壓(或電流)也改變。例如，在一個降壓拓撲結(jié)構(gòu)中，如果S1被以一個給定的占空因數(shù)D調(diào)制，而S2則被與S1恰好相反地(S2關(guān)閉時，S1打開，反之亦然)調(diào)制，則輸出電壓由下式給出Vout＝Vint*D正如那些精于本領(lǐng)域技術(shù)的人所知的，還有其它與此相似的已知公式，可分別應(yīng)用于其他各類已知的調(diào)整器類。這個關(guān)系對于Vin的兩種極性都成立。理論上，在假設(shè)使用“理想”開關(guān)的情況下，輸入的交流電壓將會按照同樣的關(guān)系出現(xiàn)在輸出端。然而在實際上，在沒有這種理想開關(guān)的情況下，傳統(tǒng)的單級轉(zhuǎn)換器不能實現(xiàn)交流對交流的轉(zhuǎn)換功能。
在用于驅(qū)動諸如感應(yīng)電動機這樣的電抗性負載的轉(zhuǎn)換電路中，還必須考慮雙向能量流動及其他四象限操作的問題。在對交流功率進行轉(zhuǎn)換時，通常使用簡單的功率轉(zhuǎn)換器，然而，當功率增大時，這些轉(zhuǎn)換器就變得又重又大了，而且如果沒有修改成具有某種抽頭轉(zhuǎn)換功能，它們實質(zhì)上是不能改變其轉(zhuǎn)換比率的。
盡管在交流(交流)轉(zhuǎn)換器這個領(lǐng)域中已做了大量工作，但已知的方法都有一個或更多的不足之處。例如，某些轉(zhuǎn)換器所使用的簡單控制方案會導致各種失敗的開關(guān)模式。
在所有現(xiàn)實的開關(guān)中，都存在時間延遲及有限的升/降時間，這兩者均因裝置而異，也會因使用條件而異。如果對上面所述的傳統(tǒng)的兩個開關(guān)轉(zhuǎn)換器不加注意，則兩個開關(guān)就有可能同時導通，產(chǎn)生超過開關(guān)耗散能力的大電流，使開關(guān)損壞。
人們已知，通常在轉(zhuǎn)換器拓撲中被用作開關(guān)的某些類型的功率晶體管(及使用的其它類似半導體器件)中存儲了大量的電荷，如果有一個控制電壓用于使一個晶體管截止同時使另一個晶體管導通時，第一個晶體管中的電流會在對該晶體管實施截止控制后再持續(xù)一段時間，由此就會發(fā)生兩個晶體管同時導通而使電源短路的情形，這樣就會有潛在的能使開關(guān)毀壞的電流流過開關(guān)。
兩個晶體管同時“截止”也是個問題，因為如果第一個晶體管在第二個晶體管導通前就截止，這種調(diào)整電路中的串聯(lián)電感(與斷開的開關(guān)串聯(lián))就會通過該斷開開關(guān)放電，或強制電流流過該開關(guān)，從而給該開關(guān)加上可能使它損壞的電壓。
一個已知的用來解決第一個現(xiàn)象的技術(shù)是，在另一個開關(guān)截止后，給每一個開關(guān)的導通加入一個開關(guān)延遲，或稱死亡時間。通常，開關(guān)延遲時間值的選擇是要能確保在一個開關(guān)導通前，另一個開關(guān)一定要完全截止。但在上面所假定的交流電路中，隨之而來的就是會產(chǎn)生兩個開關(guān)同時截止。并且正如前面所討論的，如果在輸出電感L1中有電流流過，則兩個開關(guān)同時截止的結(jié)果就是給這兩個開關(guān)加上了一個有可能使它們毀壞的尖峰電壓。通常這個尖峰電壓得通過某些緩沖器或箝位網(wǎng)絡(luò)來箝位，但接著就會在開關(guān)中產(chǎn)生過度的箝位功率耗散及過度的開關(guān)損失。作為一個此類問題的例子，同時也是有限方案的例子，請看Peterson的US專利號4,947,311，我們把他的技術(shù)說明當作技術(shù)背景的一部分在這里進行引用。
上述問題的另一個解決辦法是通過使用利用了零電壓或電流開關(guān)技術(shù)的諧振開關(guān)電路來實現(xiàn)的。它們有時被稱為“軟開關(guān)”技術(shù)或零電壓開關(guān)技術(shù)。使用這些技術(shù)的轉(zhuǎn)換器在理論上確實有可能獲得比使用上述緩沖器的“硬”開關(guān)電路更大的效率，但實踐證明，某些拓撲結(jié)構(gòu)是難以控制的，其中的諧振電路在低功率范圍內(nèi)會漸漸變得不穩(wěn)定起來。另外，這種諧振電路規(guī)定的操作條件更窄(即最小和最大電流限制)，所以其工業(yè)上應(yīng)用時的魯棒性較差，而且這些電路通常是以增大的導通損耗來換取小開關(guān)損耗的，并且需要很大的諧振元件。
如同在通常電路中遇到的那樣，進入電感性負載內(nèi)的開關(guān)損耗通常是與斷開時間、峰值電流、峰值電壓及開關(guān)頻率的乘積成正比例，并能用以下已知的公式計算出來Psw＝0.5 toff*Vpeak*Ipeak*頻率其中Psw是以功率單位表示的開關(guān)損耗。在一個緩沖或箝位電路中，只要電流或電壓中的一個不為零，則在死亡時間內(nèi)，緩沖器兩端總有一個上升電壓。其結(jié)果是，總是存在一個很大的開關(guān)或緩沖耗散。另外，在高電流浪涌條件下，緩沖器可能不能足夠地限制電壓上升，而導致設(shè)備潛在地有可能突然損壞。
所以這些已知電路在轉(zhuǎn)換能力上有巨大的局限性，至少在輸出功率、效率、可靠性和成本等方面是如此，尤其當前的高功率半導體技術(shù)更是如此。在這些技術(shù)中，較高功率和較低成本的設(shè)備開關(guān)轉(zhuǎn)換速度通常也是最慢的，所以它們就有著固有的、不可接受地高的開關(guān)損耗。
近來，有人提出了各種其它直接進行交流/AC(交流/交流)轉(zhuǎn)換的轉(zhuǎn)換器的拓撲結(jié)構(gòu)(有時也簡稱之為電子轉(zhuǎn)換器)。這些拓撲結(jié)構(gòu)通常分為兩類“零電壓開關(guān)”(ZVS)即“軟開關(guān)”；和通常的開關(guān)模式拓撲結(jié)構(gòu)，即“硬開關(guān)”。在那些被建議用于硬開關(guān)轉(zhuǎn)換器的拓撲結(jié)構(gòu)中，功率開關(guān)或者用兩個雙向開關(guān)來實現(xiàn)，或者用四個單向開關(guān)來實現(xiàn)。針對上述兩開關(guān)轉(zhuǎn)換器的控制方法通常都具有簡單調(diào)制的形式(諸如脈寬調(diào)制，或稱PWM)，它們利用了上述的死亡時間或延遲。
當上述所建議的拓撲結(jié)構(gòu)是由四個開關(guān)實現(xiàn)的時，所建議的相應(yīng)的控制方法就顯得彼此不同了。Venturini描述的開關(guān)控制方法被稱為“交錯轉(zhuǎn)換(staggered commutation)”，Lipo也對一個相似的方法進行了討論。在這兩個方法中，所有四個開關(guān)都需要能被高速度地控制，且需要由一個公共控制器來提供關(guān)鍵的時序(包括死亡時間)和電平移動。Cho簡單地描述了一個不同的對兩個開關(guān)以高速進行調(diào)制的方法，但沒有定義任何所需的死亡時間或過渡(而在有些情況下它們確實需要)。Vill交流a使用的是由簡單的脈寬調(diào)制器操作的兩個雙向零電壓開關(guān)(ZVS)。
這些建議的控制方法具有許多共同之處1)它們都有多個同時以高頻率操作的開關(guān)；2)這些開關(guān)間的時序是嚴格界定的，以便能避開交叉導通或由輸出電感來的尖峰電壓；3)可能得對最大占空因數(shù)進行限制，使之能適應(yīng)可能需要的固定的時間延遲的要求，但這樣一來，電路對過載輸出的響應(yīng)時間就可能被延遲，這一點非常危險；4)它們都給輸出電感加上高頻率電壓波形，這些頻率從無負載到滿負載基本不變，這樣就會在電感中產(chǎn)生固定的芯損，甚至在輕負載或無負載條件下也伴隨有巨大的功率損耗，這樣就減低了輕負載時的轉(zhuǎn)換效率，從而帶來用電成本的增加；5)通過使用一個不變的高頻波形，輸出電感中的開關(guān)頻率交流電流成份也從無負載到滿負載保持不變，這樣在輕負載時，在諸如晶體管、二極管、濾波電容器等功率元件中，就留有很大的電流在流動，所有這些都將造成很大的功率損耗，減少輕負載時的轉(zhuǎn)換效率并增加用電成本；6)它們都以高頻率對多個開關(guān)進行調(diào)制，這會導致控制電路需要大的平均電流，尤其對于IGBT(絕緣柵雙極型晶體管)，MOSFET(金屬氧化硅場效應(yīng)管)，BJT(雙極面結(jié)型晶體管)和MCT(MOS控制閘流管)這些大的半導體功率器件更是如此。
另外，三相電作為主要的電功率配電方式已有近一個世紀，在大多數(shù)情況下都采用三線(也稱“detla”)配電方式。
目前人們使用不各種方法來對三相電功率進行調(diào)整，包括抽頭選擇、磁合成器，鐵磁諧振變壓器、反相器等等。Mozdzer和Bose描述了一種與上面所列不同的電路。
其他已知用做功率控制器的是被稱為靜態(tài)，VAR(伏特-安培響應(yīng))補償器的裝置，它能有效地增加或減少系統(tǒng)中的電感或電容，另外還有自適應(yīng)VAR補償器及“動態(tài)電壓還原器”，這些已知的設(shè)備在向系統(tǒng)傳送可變電容或可變電感方面存在著缺點。
當線電流是正弦波形且與線電壓同相時，交流功率的質(zhì)量最好且電操作效率最高。然而眾所周知，諸如電抗性負載這樣的電元件會使供電線電流的相位與線電壓的相位互相偏移，這個相位偏移通常被定義為“功率因數(shù)”，或更具體說是“偏移功率因數(shù)”(以下簡記為PF或簡稱為功率因數(shù))，它由以下的已知關(guān)系式給出PF＝COSθ其中θ是相位偏移“超前”(或是“滯后”，視情況而定)的程度，也就是基礎(chǔ)電壓和電流間的相角。在理想狀況，即電流與電壓同相時，上式值為1.0，當相移程度增加時，功率因數(shù)就降到了1以下。功率因數(shù)有時也定義為“真實”功率(以Watts為單位)與視在功率(以伏-安或VA為單位)二者之比。
因此，采用功率因數(shù)對功率轉(zhuǎn)換和能量利用的相對效率進行測量，對于重型牽引機械等，如電動機，則變得更為關(guān)鍵了。典型的感應(yīng)電動機的功率因數(shù)的范圍為無負載時的很低到滿負載時的0.85到0.9(而“理想”時為1.0)范。電力供應(yīng)部門通常對那些功率因數(shù)低于0.90的用戶增收費用。另外，隨著給電源加上的即時總負載的不同，功率因數(shù)可能會有很大的變化。所以對于功率因數(shù)不好的情況通常采用功率因數(shù)補償(“PFC”)，以通過較好地利用現(xiàn)有的功率配電系統(tǒng)來減少對cpital intersive additions功率網(wǎng)的需求。通常，傳統(tǒng)功率因數(shù)補償是這樣實現(xiàn)的，在供電線上跨接一系列的電容器，通過半導體開關(guān)元件或繼電器不斷地把各個電容器接入或斷開。
其他傳統(tǒng)的PFC技術(shù)包括一種與電容器或電池存儲器組協(xié)同操作的晶體管橋(例如，請見Wilkerson的US專利第5,283,726號)。這種傳統(tǒng)PFC技術(shù)的一個主要的不利之處是輸出開關(guān)經(jīng)常與DC(直流)存儲器組電壓接通和斷開，而這個電壓是高于峰值功率線電壓的。其結(jié)果是開關(guān)損耗相當高。
已知的自動功率因校正器體積大、速度慢且結(jié)構(gòu)復雜，所以只對大電動機或較小的電動機機組適用。即使如此，也只是對“系統(tǒng)平均”的PF進行了校正，而研究表明，最好是在負載上，而不是在系統(tǒng)級別上進行PF校正。由于以上原因及其他為那些精于本領(lǐng)域技術(shù)的人所了解的原因，給每一個負載(電動機)連上一個通常的PFC是不現(xiàn)實的。當今生產(chǎn)的電能的60％是5HP(馬力)的或更大電動機消耗的(而全部工業(yè)消耗的電能的80％用在了電動機上)，認識到這一點是非常重要的。而且在當今，每年生產(chǎn)的電的價值超過520億美元。任何能使這些電動機的耗電量明顯下降和/或能增加其用電效率的方法都會節(jié)省大量的美元。
另外，還有其它元件如整流電源和SCR(可控硅整流器)及其它非線性源如計算機、開關(guān)模式電源、焊接設(shè)備、反相器、受控橋式整流器、熒光燈和其它需要鎮(zhèn)流器的燈，它們都實際上改變了交流線電流的正弦波形。這些非線性設(shè)備通常都是在電壓達到其峰值時吸進電流，所以引起諧波失真。但功率網(wǎng)的設(shè)計工作情況，并不是這樣的。
由這些非線性負載產(chǎn)生的非正弦電流在數(shù)學上可以分解為一個具有線路頻率的“基波”正弦波電流和許多其頻率是線路頻率的倍數(shù)的諧波，基波電流在負載中產(chǎn)生功率，而所謂的“諧波”電流只增加熱損耗并降低系統(tǒng)的功率因數(shù)(即，它們通常降低配電系統(tǒng)的效率)而不在負載中產(chǎn)生凈功率。據(jù)EPRI(電力研究所)的估計預測，到2010年，所有電負載的60％將會是這種非線性的固態(tài)電子負載，所以未來電負載的大部分將會構(gòu)成這種不受歡迎的諧波生成器。
這一點在通常的PFC技術(shù)的中甚至已經(jīng)是如此了，除了其它已指出的不利之處外，它們也加重了上述的諧波問題，增大電路諧振，當電容器接入時，甚至會在電源中產(chǎn)生“振鈴現(xiàn)象”。這個振鈴現(xiàn)象可能引起可調(diào)速電動機及其它電子設(shè)備的誤動作和停止工作。
正如上面所討論的，每一個非線性裝置都產(chǎn)生它自己的由不同的諧波成分構(gòu)成的失真波形。每個裝置都在電壓正弦波的一部中允許電流流過而在電壓正弦波的另一個部分中阻止電流流過。更為糟糕的是，諸如可調(diào)速電機(SCK)這些相位受控裝置所產(chǎn)生的諧波電流的振幅是做為負載的函數(shù)來變化的。另外，政府的法規(guī)不斷地傾向于提高能量效率，并且可以預料最終會強行要求消除電源中的諧波。所有這些都表明功率質(zhì)量(PQ)問題是主要需要考慮的問題，并且很清楚，需要能更有效地利用功率而不產(chǎn)生諧波失真的PFC和PQ技術(shù)。
已有人提出，目前從幅度到種類都在擴大和不斷增長的各種功率質(zhì)量問題實際上都可被概括入一個配電系統(tǒng)中，它們產(chǎn)生如下影響電子設(shè)備性能的變壞，連續(xù)或分散計算機及其它微處理器的誤動；使可調(diào)速電動機的保護電路斷路；使三相系統(tǒng)的中性線過熱，導致其燒毀；使轉(zhuǎn)換器過熱且過早損壞，甚至當該轉(zhuǎn)換器的額完指標在其他方面還可以時也是如此；使電動機過熱；擾亂電路斷開器的斷開；電話干擾；及PFC電容器保險的燒斷。
另外，在其它工業(yè)領(lǐng)域中，也存在對功率調(diào)整和/或功率轉(zhuǎn)換裝置的需求。例如在電影和娛樂工業(yè)中，傳統(tǒng)的光源變暗技術(shù)會在攝影棚的大型燈中產(chǎn)生可被聽到的60Hz交流聲。通常使用的傳統(tǒng)技術(shù)是用相角點火雙向可控硅(fired tri交流s)，這個技術(shù)基本上是通過以每半個周期的固定百分比的時間來斷開連著燈的電路的辦法來限制加在燈上的能量，(作為例子，請見圖2所示的斷開波形)。這個方案實現(xiàn)起來相對地簡單，但就是在電氣上有噪聲，這會導致附加的設(shè)計問題和附加的實現(xiàn)成本。一種能平滑、寂靜地使這種燈變暗的方法將會具有很大的用途。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的一個目的是提供一個功率控制器，它具有低的電氣可聽噪聲，對低的和高的功率應(yīng)用都適用，對電感性負載具有很高的忍受能力，重量輕，可數(shù)字化控制及響應(yīng)速度快。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一個在輸出功率、效率、可靠性及成本方面都優(yōu)于已知拓撲結(jié)構(gòu)的功率轉(zhuǎn)換器。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一個開關(guān)損耗總量低的功率轉(zhuǎn)換器。
本發(fā)明的另一目的是要提供一個在浪涌電流高和存在電抗性電流的條件下不會因電壓升高而使開關(guān)裝置損壞的功率轉(zhuǎn)換器。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一個適用于輸入和輸出電壓以及輸入和輸出電流的四象限操作和能量可雙向流動的功率轉(zhuǎn)換器。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一個轉(zhuǎn)換器/控制器拓撲結(jié)構(gòu)，它可以克服傳統(tǒng)的有源PFC技術(shù)的不利之處。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一個可被用做一個連續(xù)可變的電容性負載的控制器拓撲結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一個可被用做一個連續(xù)可變的電感性負載的控制器拓撲結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一個可被用做一個連續(xù)可變的電阻性負載的控制器拓撲結(jié)構(gòu)。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一個相對便宜、響應(yīng)快、自阻尼的功率因數(shù)補償器，其尺寸和體積足夠小，對大部分當今和未來所使用的電動機都實用，且不產(chǎn)生線路諧波問題或因電容接入而引起的系統(tǒng)諧振和振鈴等問題。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一個功率控制器，它可以通過控制一個交流電源，使之產(chǎn)生同為正弦波且同相的輸出電流和/或電壓，以此來保證得到最佳功率質(zhì)量和最大電操作效率。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一個能中和線路諧波的功率控制器。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一個能成功地克服以下一個或更多個有關(guān)功率質(zhì)量的問題的功率控制器電子設(shè)備性能的退化及連續(xù)或分散計算機及其它微處理器的誤動；轉(zhuǎn)換器過熱和過早損壞，甚至該轉(zhuǎn)換器的額定功率有時已足夠大時也是如此；電動機的過熱；擾亂電路斷開器的斷開；電話干擾；及PFC電容保險的燒斷。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一個電壓調(diào)整器或一個功率線路調(diào)整器來緩和電壓的局部時間的增大和下降，過壓及電壓不足等情況。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一種功率調(diào)整(電壓和/或電流)方法和裝置，它相對于負載來講具有低阻抗源的特征。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一種在單相或多相配電系統(tǒng)上對功率進行控制的方法，包括大部分的已知的功率系統(tǒng)頻率，諸如50，60和400HZ。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一種控制功率轉(zhuǎn)換器的方法和裝置，該方法可實現(xiàn)幾乎為瞬時的控制調(diào)整，其好處之一便是在過流情況下該裝置為非自毀性的。
本發(fā)明的另一個目的是要提供一種以不產(chǎn)生可聽見的交流哼聲的方式來使燈變暗的方法。
本發(fā)明還有另一個目的是要提供一個能滿足上述所總結(jié)的需要中的任何一個或任何組合的系統(tǒng)。
這里所公布的發(fā)明可以達到將會從下面的公開內(nèi)容中明白的上述本發(fā)明的目的及其它目的。
本發(fā)明討論和提供了這樣的一個系統(tǒng)。本發(fā)明所代表的方法可以快速、準確且能遠距離地進行交流功率轉(zhuǎn)換，其損耗卻比通常所用的技術(shù)所能提供的要小。它也代表一個簡潔、有效且成本低的處理交流功率的裝置，該裝置簡單、可靠、諧波失真低；在低、高功率應(yīng)用下都能使用；對電抗性和雙向負載有高的承受力，重量輕，數(shù)字化可控，且響應(yīng)速度快。
由于本發(fā)明所提供的是唯一能在一個單級交流到交流功率轉(zhuǎn)換裝置中有效地提供全部四象限操作的系統(tǒng)，且利用了四個可獨立控制的開關(guān)，所以應(yīng)用本發(fā)明來解決功率質(zhì)量問題特別是解決可變需要可變的功率質(zhì)量問題，會收到很大的益處，尤其是關(guān)于電抗性負載時，更是如此。
本發(fā)明提供一個電功率控制器(這里有時也稱調(diào)整器或轉(zhuǎn)換器)的設(shè)備或裝置，它可控制以或調(diào)整加給負載的交流電壓或電流。這個電壓可以是單相也可以是多相(如通常的三相)結(jié)構(gòu)。本控制器對于每條待調(diào)整的輸入線(或相)有四個獨立可控的開關(guān)，及至少一個電感，所有這些都被置于數(shù)個在其他方面是通常的功率調(diào)整器拓撲結(jié)構(gòu)中，如降壓、升壓、反相或隔離轉(zhuǎn)換/調(diào)整器或其對偶拓撲結(jié)構(gòu)。那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人可以根據(jù)上述電感相對于開關(guān)和輸入電壓的位置，來相應(yīng)地實現(xiàn)一種調(diào)整或轉(zhuǎn)換的方案。
本控制器還有一個邏輯控制電路。該邏輯控制電路包括一個極性檢測器做為它的一部分，該極性檢測器最好與輸入電壓并聯(lián)，且最好有兩個輸出，其中一個輸出是另一個的相反(彼此反相)，雖然還可以用許多功能上等價的其他方法來實現(xiàn)這一點，如用一個或更多的反相器等，正如那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人可以理解的。該邏輯控制電路還有一個具有兩個相反輸出的占空因數(shù)調(diào)制器。每個開關(guān)都在邏輯控制下，被這些檢測器和調(diào)制器的輸出調(diào)制，使得某些由一個或多開關(guān)組成的組合總是處于導通狀態(tài)，即“閉合”。換句話說，就是從來不會有由全部四個開關(guān)組成的組合斷開的時候，當然本設(shè)備不被使用(不加電或是被從電路中拿走)的情況除外。
由此，每個開關(guān)斷開后都只轉(zhuǎn)到瞬時線電壓(ILV)上，而不是轉(zhuǎn)到一個存儲器組電壓或DC軌上。由于ILV值可以小到為零，所以損耗降低的程度等于ILV低于存儲器組電壓或DC軌電壓的程度。通常只單是開關(guān)損耗就可以節(jié)省36％或更多，即使對電阻性負載也是如此(對于電抗性負載則有可能節(jié)省更多)。
本裝置的一個變形具有四個OR(“或”)門，它們分別被極性檢測器和占空因數(shù)調(diào)制器的輸出通過斷開和接通時延來驅(qū)動。這樣，第一和第三OR門都接收從極性檢測器來的第一輸出作為第一輸入，第二和第四OR門都接收從極性檢測器來的第二輸出作為第一輸入；并且第一和第二OR門接收從占空因數(shù)調(diào)制器來的第一輸出作為第二輸入，第三和第四OR門接收從占空因數(shù)調(diào)制器來的第二輸出作為第二輸入。每一個OR門的輸出都各自控制或調(diào)制或驅(qū)動一個開關(guān)或門。最好每對開關(guān)的源極都連在一起，但在其它的某些實施例中并不必如此。
在本控制裝置的優(yōu)選實施例中，至少一個，最好是所有的開關(guān)都是電可控的，盡管那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人可以改用非電的方法實現(xiàn)，包括部分或全部地使用人工控制方法，及涉及導波光學的控制方案，如光纖控制裝置。并有每個開關(guān)最好都是一個固態(tài)開關(guān)裝置，一個二極管并聯(lián)于其源漏極間，二極管的極性的方向與開關(guān)的相反，且一對開關(guān)所連的二極管的方向彼此相反。這些開關(guān)最好都是晶體管，如BJT(雙極型結(jié)型晶體管)，IGBT，或MOSFET(金屬氧化物場效應(yīng)管)晶體管，甚至是晶體閘流管如MCT(磁控管)或GTO(門控斷流器)。
本控制裝置的一個實施例有兩個彼此串聯(lián)的開關(guān)，它們最好極性相反，連同一個電感連到一個輸入端，還有二個彼此串聯(lián)且最好極性相反的開關(guān)，并連同上述電感一起連到返回端。換句話說，就是第一對開關(guān)連在輸入端與電感間，第二對開關(guān)連在電感與返回端間。
正如在本公布中所使用的，當說到那些抵抗或阻止電流在一個方向上流動(通常在一組規(guī)定條件下)而在另一個方向則不阻止的電子裝置時，術(shù)語“極性(方向)相反”指它們的連接方式是使電流以相同方向流動時，在兩個裝置中都不受阻；換句話說，它們的“極”是相反安排的，正如那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人可以理解的那樣。
本發(fā)明在另一方面，有一個單獨提供的對功率控制器的占空因數(shù)進行控制的邏輯控制器。這個邏輯控制器對于控制一個具有四個獨立受控的公開的開關(guān)的功率控制裝置來講是非常適用的。該邏輯控制器有一個與輸入電壓并聯(lián)，具有兩個輸出端的極性檢測器和一個也有兩個輸出端的占空因數(shù)調(diào)制器。檢性檢測器的兩個輸出是彼此反相的(即彼此相反)，占空因數(shù)調(diào)制器的輸出也是如此。本控制器以如下方式使用對四個待控制的開關(guān)單獨進行調(diào)制，使得總有某些由一個或多個開關(guān)組成的組合是導通的。斷開或?qū)ㄑ舆t可以任意選用。
本控制裝置的優(yōu)選實施例使用了四個OR門，它們分別以極性檢測器和占空調(diào)制器的輸出通過任選的斷開或?qū)ㄑ舆t做為輸入，這樣第一和第二OR門都把接收到的由極性檢測器來的第一輸出做為第一輸入，第二和第四OR門都把接收到的由極性檢測器來的第二輸出做為第一輸入，第一和第二OR門都把接收到的由占空因數(shù)調(diào)制器來的第一輸出做為第二輸入，第三和第四OR門把接收到的由占空因數(shù)調(diào)制器來的第二輸出做為第二輸入。每個OR門的輸出各自都多調(diào)制或驅(qū)動一個開關(guān)或門。
在本發(fā)明的另一個方面中，控制器基于輸入電壓和誤差校正電路的輸出來選擇象限模式。正的輸入電壓決定了要用象限I或象限II，負的輸入電壓決定了要用象限III或象限IV。具體是使用象限III，或是使用象限III還是IV則根據(jù)誤差校正電路。誤差校正電路系統(tǒng)把輸出電壓與參考電壓相比較并以誤差幅度的方式?jīng)Q定所需的電流流動方向和所需的調(diào)制量以便保持控制器的輸出調(diào)整。電流可在任何象限上以任何方向流動或轉(zhuǎn)移而不毀壞控制器。
該功率控制器由三部分實現(xiàn)1)一個電壓極性檢測器，檢測輸入電壓的極性并把信號送給控制邏輯部分；2)把一個控制輸入信號送入一個調(diào)制器部分(如一個PWM)，這個調(diào)制器把輸入信號轉(zhuǎn)換為一個調(diào)制的數(shù)字脈沖序列，隨后再把這個序列送入控制邏輯部分(這個控制輸入可以是固定的，可以為的，和/或由一個外部源或誤差放大器或誤差校正器提供，它們的類型是那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人所熟知的)；3)控制邏輯隨后接收極性和控制輸入信號并實現(xiàn)用表格方式總結(jié)于表2中的控制方案。
在優(yōu)選實施例中，上述步驟2)進一步具體化為把一個控制輸入送入一個可編程參考信號發(fā)生器，該參考信號發(fā)生器隨后產(chǎn)生一個將被送入一個誤差校正電路的可變正弦波參考輸出(與輸入電壓同相)；誤差校正電路將上述參考輸出與轉(zhuǎn)換器輸出相比較并給調(diào)制器提供一個結(jié)果信號。正如那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人可以理解的，邏輯方案可以用大量方法中的任意一種」來實現(xiàn)，包括微控制器、PAL(可編程陣列邏輯)、或離散邏輯，從控制邏輯部分來的輸出隨后被送入電平移位電路，后者又與功率開關(guān)相連接。
當應(yīng)用于本發(fā)明的功率控制器時，本優(yōu)選控制方案比起已知的和被建議的控制方案來講，有大量的優(yōu)點。
1.由于在任何給定的模式中，最多只有一個開關(guān)工作在高頻狀態(tài)，所以使用其它控制方案時控制器中各開關(guān)間的嚴格定時就不需要了。
2.在高頻開關(guān)操作期間不需實現(xiàn)任何延遲或死亡時間，這產(chǎn)生較大的最大占空因數(shù)和/或從0％到100％占空因數(shù)的較平滑的操作。另外，過載下電響應(yīng)是即時的(或至少是被極大地減少了的)，在下電前不經(jīng)過任何時延。
3.在無負載或輕負載期間，本功率控制器可以不連續(xù)地操作，這就減少了這些條件下的占空因數(shù)，從而極有益地減少了輸出濾波電感中的鐵芯損耗。明顯提高了輕負載的效率，降低了用電成本。
4.這種不連續(xù)操的能力還降低了輸出濾波電感中的高頻電流成分，進而降低了在輕負載期間由轉(zhuǎn)換器開關(guān)和二極管所切換和傳導的再循環(huán)電流的量，由此又進一步降低了功率損耗，進一步提高了輕負載效率。
5.由于在任何給定時刻最多只有一個開關(guān)被調(diào)制，用于驅(qū)動開關(guān)的平均總功率就被大大地降低了。
本發(fā)明也提供了一個可變電感、一個可變電阻和一個可變電容器。本發(fā)明的可變電容器可被制成是非諧振的，這些裝置的操作看起來象線性負載一樣，所以就不會降低使用它們的系統(tǒng)的功率因數(shù)(即它們是“透明的”)?？勺冸娙萜骺捎糜谝粋€自動PFC系統(tǒng)。這些裝置相對于已知的靜態(tài)VAR補償器、自適應(yīng)VAR補償器和動態(tài)電壓還原器來講是新穎的，并可以實現(xiàn)為一個本發(fā)明的功率控制器和接到控制器的輸出端和返回端間的電容器的組合，其功能就是一個可變電容器。本發(fā)明的功率控制器也可以和一個連在控制器的輸出端和返回端間的電感聯(lián)合起來，其功能就是一個可變電感。
本發(fā)明還提供了幾個方法。在一個實施例中提供了一種低阻抗的功率調(diào)整或轉(zhuǎn)換的方法，由此使得不論輸入電壓波形的頻率如何，其振幅都呈線性變化，而其特征波形可以改變，也可以不改變，這樣只用一種單級轉(zhuǎn)換(即不用中間的DC電壓或電流連接)就能產(chǎn)生與負載成比例的輸出電壓。
在一種本方法的變形方法中，上面所提的電壓幅度的變化是通過對輸入電壓進行可變占空因數(shù)調(diào)制來實現(xiàn)的，其中以一種(在其他方面相同于)通常的功率調(diào)整拓撲的方式接入了一個電感。
一種實現(xiàn)可變占空因數(shù)調(diào)制的優(yōu)選方法包括如下步驟1)實時監(jiān)測輸入電壓的極性，得出一對彼此相反的極性信號；2)依照所欲修改的幅度并與之成比例地改變調(diào)制器的占空因數(shù)，該調(diào)制器有兩個彼此相反的輸出；3)把一個極性信號和一個調(diào)制器輸出信號送給一個OR門，每個信號都有一個持續(xù)時間，占空因數(shù)調(diào)制器的輸出信號的持續(xù)時間的開始時刻要延遲，而極性信號的持續(xù)時間的結(jié)束時刻也要延遲；4)用OR門邏輯輸出來控制一個開關(guān)裝置，以實現(xiàn)對輸入電壓的可變占空因數(shù)調(diào)制。然后，最好對每個OR門重復上述1)到4)步，并且對輸入電壓的可變占空因數(shù)調(diào)制這一步包括在操作期對開關(guān)進行調(diào)制的步驟，以使本發(fā)明的控制器所用的所有開關(guān)永遠不是同時不通電的(即“斷開”)(除了電路沒電以外)。
本發(fā)明的另一個方面是一個可變功率因數(shù)校正器，它有一個與交流線上的被調(diào)整負載相并聯(lián)的電容器，及一個與該電容器串聯(lián)，以改變該電容器電壓的由線路電源驅(qū)動的可變電壓輸出，以便改變通過功率控制器耦合(reflect)到交流線上的電容量。以相應(yīng)的方法，一個由線路電源驅(qū)動的可變電壓輸出可被用來與其他適當?shù)脑黄饦?gòu)成可變電阻、調(diào)諧LC電路和可變電感。
本功率因數(shù)校正器的優(yōu)選實施例在調(diào)整交流輸入電壓的電氣功率控制器、調(diào)整器或轉(zhuǎn)換器中實現(xiàn)了可變電壓輸出。這樣一種控制器的優(yōu)選實施例有兩對共四個開關(guān)和一個電感，并且開關(guān)對和電感最好是組成一種通常使用的功率調(diào)整器的拓撲結(jié)構(gòu)，如降壓、升壓或是反相(或是它們的對偶)。本控制器還有一個如上所述的邏輯控制器，這樣每個開關(guān)都以以下方式進行調(diào)制，某些由一個或多個開關(guān)組成的組合總是閉合的，換句話說就是絕對不會有一個組合是四個開關(guān)都斷開的。
一個優(yōu)選的功率因數(shù)校正器還有一個與連在交流線上的負載相串聯(lián)的電流傳感器。線路電壓和電流的檢測信號都被送入一個相位延遲檢測器中，由它來決定交流線路電壓和負載電流間的相位延遲。本功率因數(shù)校正器使用了一個功率因數(shù)誤差放大器，它接收相位延遲檢測器的輸出，并給功率控制器的邏輯控制器送一個信號，以便在線路上自動維持一個已選定的功率因數(shù)校正。
本功率因數(shù)校正器也可能很有利地使用一個電流傳感器和一個諧振誤差放大器，電流傳感器串聯(lián)在功率控制器與負載之間，而諧振放大器則接收該傳感器的輸出，從而給功率控制器的邏輯控制器送入一個信號以便自動進行共振抑制、諧振衰減和/或負載電流整形。
在本功率因數(shù)調(diào)整器的一種變形中，使用了多個電容和功率控制器以便在一個多相交流系統(tǒng)中進行可變的自動的功率因數(shù)校正。在一個三相系統(tǒng)的變形中，最好把第一功率控制器并接在第一交流線和第三交流線之間，把第二功率控制器并接在第二交流線和第三交流線之間。同時，最好第一電容連在第一功率控制器輸出端與第三交流線間，第二電容連在第二功率控制器的輸出端與第三交流線間，第三電容連在第一與第二功率控制器的輸出端間。
本功率因數(shù)校正器的另一個變形使用了一個并聯(lián)在第二交流線和第三交流線間的第一功率控制器，它接收一個由第一交流線導出的信號作為輸入。第二功率控制器并聯(lián)在第一和第二交流線間，它接收由第三交流線導出的信號作為輸入。第三功率控制器并聯(lián)在第一和第三交流線間，它的輸入是由第二交流線導出的信號。
本發(fā)明的另一個方法通過耦合或引入一個連續(xù)可變的電容到一個功率線上以校正功率因數(shù)的變動來實現(xiàn)功率因數(shù)校正，其中電容的改變是通過利用功率控制的方法來改變功率線上的電壓的方法實現(xiàn)的。
這種方法最好使用一種基于可變占空因數(shù)調(diào)制的功率控制方法，它包括以下步驟1)實時檢測輸入電壓的極性以便得出一對彼此相反的極性信號；2)依照對幅度欲修改的量成比例地改變調(diào)制器的占空因數(shù)，調(diào)制器有兩個彼此相反的輸出；3)把一個極性信號和一個調(diào)制器輸出信號送入一個“或”門，在這里每個信號都有一個持續(xù)時間，占空因數(shù)調(diào)制輸出信號持續(xù)時間的起始時刻要延遲，而極性信號持續(xù)時間的結(jié)束時刻也要延遲；4)使用“或”門的邏輯輸出來對輸入電壓進行可變占空因數(shù)調(diào)制。
在本方法的一個變形中，在把一個可變電容耦合或引入到功率線上之前，還使用了如下附加步驟1)對功率線上的電流的幅度進行實時檢測；2)同時檢測功率線上的相位延遲(如通過計算電流相對于電壓的相位延遲)；3)把相位延遲檢測那一步的輸出進行放大；4)用3)中經(jīng)放大的輸出來對功率因數(shù)校正功率控制器進行控制。
本方法的另一個變形中，在把一個可變電容耦合或引入到功率線上之前，還使用了如下附加步驟1)實時檢測功率控制器和功率因數(shù)校正電容器之間的線上的電流的幅度；2)對電流檢測步驟的輸出進行放大；3)用放大的輸出來控制功率因數(shù)校正功率控制器。
本發(fā)明的一個方法方面涉及通過獨立于頻率地改變電源電壓的幅度來進行電子功率控制，因而輸出頻率就總是與輸入頻率相同。這里也公布了一個優(yōu)選實施例中實現(xiàn)這種功能的一個電路設(shè)備。本發(fā)明這方面的優(yōu)選電路系統(tǒng)使用四個固態(tài)開關(guān)，如IGBT等，四個二極管，一個電感，輸入和輸出濾波器及新穎的控制電路。本發(fā)明的控制器裝置和方法可用來實現(xiàn)其他傳統(tǒng)的轉(zhuǎn)換器類型的降壓、升壓及其反相(及這些的對偶電路)以獲得不同的調(diào)整特征，包括使輸出與輸入實現(xiàn)電隔離。
這種創(chuàng)造性的方法和裝置可用于功率因數(shù)校正，電壓和/或電流諧波的濾波和抵銷，線路和負載的調(diào)整，發(fā)電機阻抗特性的改進或改變，兩個功率網(wǎng)間的功率傳輸?shù)目刂?，及浪涌、下降、斷開及大多數(shù)其他的電壓或功率調(diào)整問題的可編程控制。
在本發(fā)明的另一方面中，所公布的功率因數(shù)校正方法主要是把同一控制電路系統(tǒng)用于不同的應(yīng)用。本質(zhì)上，上面所公布的方法，最好是使用上述控制電路的方法，是用來動態(tài)地控制加在單個大的(若沒有一個足夠大的則也可以是數(shù)個)電容器兩端的電壓(所以也就是該電容器被耦合的電容)，該電容連續(xù)可調(diào)，但為此而需要的組成元件數(shù)目比先前認為必須的要少得多，且所有校正都在一秒以內(nèi)完成。該電路可連接在功率線與一個PFC電容器和/或電抗器之間。隨著占空因數(shù)D的改變，耦合到功率線上的電容為Crefl＝D2×Cpfc所以，該電容器可被在0與其額定值間連續(xù)調(diào)節(jié)，加在功率線上的校正負載可在0到把該校正負載直接連到線上時的值之間連續(xù)可控。隨后正如那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人將會做的則如測得了功率因數(shù)或相位延遲，并把測得的結(jié)果送入一個適當?shù)恼`差放大器中，控制電路系統(tǒng)會自動調(diào)整功率因數(shù)使之甚至接近于1，而響應(yīng)時間為0.1秒量級。沒有其它方法能通過可變控制電壓源來使用耦合電容以獲得PFC。
與已知的轉(zhuǎn)換器和PFC校正器件不同，本發(fā)明的裝置和方法沒有使用DC存儲器組，并且在任何給定的時刻，只有一個器件在實際地導通輸出電流。另外，斷開電壓隨著即時線電壓而變。并(對電感性負載而言)當輸出電流達到最小值時，它才達到最大值。所以開關(guān)損耗就極大地低于現(xiàn)有方法的開關(guān)損耗，而這里所公布的功率因數(shù)校正器的輸出能力和效率都高于已知PFC方法的輸出能力和效率，而其尺寸卻比它們的小。
對于平衡負載來講，這里所公布的PFC方法和裝置可以通過進行適當?shù)呐渲茫从脙蓚€單元和三個PFC電容器，而用于三相PFC。在另一種應(yīng)用中，由于本發(fā)明可以改變電感性負載和阻抗，所以它也可用做一個可調(diào)諧電路的全部或一部分，用于通過手動或自動地調(diào)諧濾波器來減輕功率線上的諧波電流。
本發(fā)明的另一個擴展包括一個工作頻率相對快的(數(shù)個kHz或更多)環(huán)路，該環(huán)路或者沿系統(tǒng)(電動機及PFC)電流閉合，或者沿裝置(本發(fā)明)輸出(電容器)的電流閉合?？刂齐娐废到y(tǒng)可做成為能阻止或在某種程度上校正由這種系統(tǒng)中的諧振引起的諧波電流。配電系統(tǒng)中的功率線諧波電流是被廣泛認識的一個問題。
這樣做比普通的PFC技術(shù)有巨大的好處，后者用晶體閘流管或繼電器把數(shù)個電容器接入或斷開。本發(fā)明的裝置更簡單，更小，更便宜且更精確，更可靠。它還消除與PFC電容器相關(guān)的系統(tǒng)諧振。
本電路有這樣的好處，每個開關(guān)的斷開電壓只是瞬時輸入電壓。如那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人所理解的那樣，電壓被一個適當?shù)睦m(xù)流二極管箝位到這個值上值。在額定值為交流240的V的系統(tǒng)中。本發(fā)明的電路中平均斷開電壓為大約220V，比較那些已有系統(tǒng)，如那些使用DC軌的系統(tǒng)，其箝位電壓可能高達500V，產(chǎn)生比本發(fā)明的裝置多一倍還多的開關(guān)損耗。所以本發(fā)明比那些在已知電路中通常使用的電路減少了一半還多的開關(guān)損耗而根本沒有箝位耗散。一個帶有緩沖器的電路所需要的電容器太大，單是緩沖器耗散就是本創(chuàng)造性裝置中總開關(guān)損耗的數(shù)倍。比起已知的裝置來，本發(fā)明的裝置極大地減少了總開關(guān)損耗，當用于驅(qū)動峰值線電壓和電流不同相的電抗性負載時尤其如此。在通常的裝置中，這種相位錯開通常引起的損耗甚至更大。但在本發(fā)明的裝置中，如上所述，由于開關(guān)損耗與頻率和電壓的乘積成比列，所以這種相位差別產(chǎn)生較小的開關(guān)損耗。
進一步的好處有由于降低了峰值電壓而使導入到輸入和輸出上的EMI/RFI較低；同時，開關(guān)損耗的降低允許有較高的開關(guān)頻率，和減少輸入輸出濾波器的尺寸和重量。另一個好處是本電路可以成功地使用數(shù)種功率器件類型中的任意一種，包括雙極型、MOSFET、IGBT、GTO(柵關(guān)斷(Gate Turn Off))，和MCT。其他人(如Peterson)所公布的拓撲結(jié)構(gòu)則沒有這樣的靈活性。由于本發(fā)明的裝置中所有四個開關(guān)都是在電壓波形的過零點動作，所以在動作期間電流可以在兩個方向上流動而不會在開關(guān)上產(chǎn)生高尖峰電壓。其結(jié)果電路比現(xiàn)有的電路更寂靜、更小、更有效、更可靠。它可以在兩個方向上處理電壓和電流，實現(xiàn)真正的四象限操作和真正的雙向能量流通，而由于開關(guān)成本，散熱片的尺寸及重量和機器的尺寸所的減小獲的好處，對于補償額外電路和所需的小投資來說是綽綽有余的。


圖1是一個已知的簡單降壓調(diào)整器的示意圖。
圖2是一個代表從一個相角點火雙向閘晶管輸出的電壓的波形的曲線圖。
圖3是一個代表從本發(fā)明的實施裝置輸出的振幅調(diào)制正弦電壓波形的曲線圖。
圖4是本發(fā)明的一個功率控制器的實施例的原理圖。
圖5是本發(fā)明的一個功率控制器的實施例的方框圖及部分原理圖。
圖6A-6D是本發(fā)明的功率控制器的另外實施例的一組原理圖及部分方框圖。
圖7A-7D是另外的對偶拓撲結(jié)構(gòu)的一組方框圖和部分原理圖。
圖8是圖4中的電路操作的開關(guān)時序圖。
圖9為本發(fā)明的功率控制器的另外實施例的方框圖和部分原理圖。
圖10是一個自動可變的功率因數(shù)校正器的方框圖。
圖11是本發(fā)明的一個三相功率因數(shù)控制器的原理圖和部分方框圖。
圖12是另一種帶有軟起動電流限制的功率因數(shù)校正方法的原理圖和部分方框圖。
圖13是本發(fā)明的一種可調(diào)電容器的原理圖和部分方框圖。
圖14是本發(fā)明的一種可調(diào)電感的原理圖和部分方框圖。
圖15是本發(fā)明的一種可調(diào)諧波抑制器的原理圖和部分方框圖。
圖16是本發(fā)明的一種可調(diào)電阻的原理圖和部分方框圖。
圖17是本發(fā)明的一個交流功率調(diào)節(jié)器的原理圖和部分方框圖。
圖18是本發(fā)明的一個隔離輸出交流功率調(diào)節(jié)器的原理圖和部分方框圖。
圖19是本發(fā)明的一個高電壓輸入交流功率調(diào)節(jié)器的原理圖和部分方框圖。
圖20是本發(fā)明的一個交流混合功率調(diào)節(jié)器的原理圖和部分方框圖。
圖21是本發(fā)明的一個混合隔離交流功率調(diào)節(jié)器的原理圖和部分方框圖。
圖22是本發(fā)明的一個交流電壓調(diào)整器的原理圖和部分方框圖。
圖23是本發(fā)明的一個隔離交流電壓調(diào)整器的原理圖和部分方框圖。
圖24是本發(fā)明的一個可調(diào)并聯(lián)諧波濾波器的原理圖和部分方框圖。
圖25是本發(fā)明的一個可調(diào)串聯(lián)諧波抑制器的原理圖和部分方框圖。
圖26A-26E是對本發(fā)明的PF校正器樣機進行測試期間示波器顯示結(jié)果的一組打印輸出。
圖27是關(guān)于本發(fā)明的功率控制器的原型機的SCR性能數(shù)據(jù)的比較表。
圖28是通常的功率控制裝置與本發(fā)明的功率控制器相比的相對效率圖。
圖29是一個通常的功率控制裝置與本發(fā)明的功率控制器相比的相對諧波和功率因數(shù)(對電阻性負載而言)的圖。
圖30是本發(fā)明的一個功率控制器的優(yōu)選實施例的方框圖。
圖31是本發(fā)明的一個優(yōu)選三相delta功率調(diào)節(jié)器的部分原理和方框圖。
圖32是本發(fā)明的一個功率控制器的優(yōu)選實施例的另一種方框圖。
圖33是本發(fā)明的一個高電壓功率控制器的優(yōu)選實施例的部分原理和方框圖。
圖34是本發(fā)明的一個高電壓功率控制器的優(yōu)選實施例的另一種部分示原理圖和方框圖。
圖35是本發(fā)明的一個優(yōu)選的三相delta高電壓功率調(diào)節(jié)器的部分原理圖和方框圖。
具體實施例方式
現(xiàn)在轉(zhuǎn)向附圖，我們將參照大量的附圖通過本發(fā)明的一個優(yōu)選實施例對本發(fā)明進行描述，各附圖中相同的標號代表相同的元部件。
圖1所示的是已知的降壓調(diào)整器拓撲結(jié)構(gòu)的一個通常的結(jié)構(gòu)，包括在此作為一個參考。通常的降壓調(diào)整器10有一個第一開關(guān)11、一個第二開關(guān)12、輸入濾波電容器13、輸出濾波電容器14、電感15、輸入16、輸出17和返回18。開關(guān)11和12交替地閉合與斷開(被調(diào)制)，這樣連同電感15一起，以眾所周知的方式使輸出端17的電壓逐步從輸入端16的電壓值降到與開關(guān)的占空因數(shù)調(diào)制的值成比例的電壓值。
圖2表示從一個相角點火晶閘管輸出的被斷開的波形的曲線圖，與圖3相比，圖3則是一個代表本發(fā)明的功率控制器的輸出電壓波形的曲線圖，波形的幅度隨時間變化，波形不斷，頻率不變。圖2是相位受控的可變輸出電壓的典型波形，在這里，輸出端瞬時平均電壓的逐步下降是通過把波形一部分切掉來實現(xiàn)的。這個過程產(chǎn)生了許多功率調(diào)整的弊病，在此我們將對這些弊病在其他某處進行描述。
圖4所示是一個用于本發(fā)明的控制器(這里有時也稱轉(zhuǎn)換器或功率轉(zhuǎn)換器)裝置的優(yōu)選實施例選中的電路。本發(fā)明的這方面的優(yōu)選電路使用四個IGBT固態(tài)開關(guān)、四個二極管、一個電感、輸入和輸出濾波器及新穎的控制電路。這個控制電路通常是按圖5所示的功能方框圖來實現(xiàn)的。本發(fā)明的控制器裝置及方法可被用于實現(xiàn)等類型通常的轉(zhuǎn)換器類型，包括降壓、升壓，反相、及反饋所有在其他方面都是，如圖6a~6d所示，及實現(xiàn)如圖7中所示的這些拓撲結(jié)構(gòu)的對偶結(jié)構(gòu)。
按照圖5或4，一個對加到電抗性、電阻性或非線性負載上的功率進行控制的優(yōu)選電路要包括至少四個單獨受控的單向開關(guān)，它們被一個邏輯“塊”線電壓的極性進行不同的調(diào)制，使得不管線電壓的極性如何，總有它們的某種組合是導通的，包括對于輸入電壓極性改變的“過零”點也是如此。上述“塊”中優(yōu)選的控制裝置包括一個極性檢測器、一個調(diào)制器(最好是一個脈寬調(diào)制器)及控制邏輯。
本技術(shù)領(lǐng)域的熟練技術(shù)人員將會理解，調(diào)制器可使用數(shù)個已知方法中的任意一個，包括用固定或可變的頻率和電流及電壓模式，并可以用許多方式其中一種或多種來實現(xiàn)，包括用一個或多個微控制器。大量算法中的任意一種都可用來提供恒定的、變化的或可編程的輸出(指RMS(均方根)，平均及峰值電壓/或電流)來控制調(diào)制器。該調(diào)制器最好能提供一個高頻率(＞10KHZ)的占空因數(shù)在0％到100％間的邏輯輸出，并最好還提供一個附加的極性與前者相反的輸出。
在線電壓的“過零”期間(即當輸入電壓從一種極性轉(zhuǎn)變到另一種極性時)，所有開關(guān)都同時導通一小段時間(在優(yōu)選實施例中，預期這個時段是數(shù)個微秒級)以便如可能需要的那樣，允許連續(xù)電流在輸出中流動。所以在過零轉(zhuǎn)變期間電流可在任一個方向上流動，而同時不在開關(guān)上產(chǎn)生高的尖峰電壓。在這段時間里，電路的輸入和輸出實際上被四個同時導通的開關(guān)短路的。但由于轉(zhuǎn)變被選擇在瞬時輸入電壓足夠低的點上(接近過零，即在+/-4V或更小的范圍內(nèi)，這要根據(jù)所使用的功率開關(guān)來定)，所以很少或沒有電流從輸入源流出。
隨后，每當極性循環(huán)到此，都重復上述的操作。所以每個線電原周期都有四個階段正極性、極性轉(zhuǎn)變(過零)、負極性、極性轉(zhuǎn)換(過零)。因為優(yōu)選電路中開關(guān)可能在高電壓值及變化的電壓下操作，所以為了與開關(guān)相連接的需要，控制邏輯還包括了電平轉(zhuǎn)移。
通過對如在圖4中優(yōu)選電路實施例所示的本發(fā)明的功率控制器100的基本組成原理方框圖的說明，人們會更加詳細地理解本發(fā)明的功率控制器100。輸入方框110包括跨接片JP1，功率通過它加到功率控制器100上。JP1-2與一條功率返回總線相連(輸出連接器JP2-2的線2也是如此)且這個總線與機殼的地線(JP1-3和JP2-3)是隔離的。公共功率返回總線使功率控制器100能夠被畫成一個三端元件(至少為了以方框圖的形式，例如圖10中那樣)。為防嚴重故障而對輸入電流進行限制是保險F 2來提供的。
輸入濾波器120包括電容器C14~C18、電感L3和L4、及電阻R10。正如那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人會理解的，這是一個多級濾波器，它可以把高頻開關(guān)噪聲濾除在輸入線外，減少所導通的E MI/RFI。R10為濾波器提供阻尼，以減少振鈴現(xiàn)象。R26是一個泄放電阻，它可在功率斷開后泄掉輸入濾波器所存的電荷。
功率級130a~b包括開關(guān)Q1~Q4及二極管D1~D4。盡管如在其他處詳細說明的那樣，這些開關(guān)可以由數(shù)種其他類型中之任一種類型的晶體管來實現(xiàn)，但它們最好還是用IGBT型晶體管來實現(xiàn)。盡管四個IGBT開關(guān)Q1~Q4組合起來并連同這里所公布的控制電路系統(tǒng)一起形成了一個能提供四象限操作(見下面的討論)及低開關(guān)損耗的單個組合布局，但它們的受控是分別獨立。
在優(yōu)選實施例中，四個開關(guān)Q1-Q4是成對的，每一對Q1-Q2和Q3-Q4它們的源極都連在一起，一對中的兩個開關(guān)都是彼此極性相反的。
輸出過載電流的保護是通過變流器T1和T2逐個周期地實現(xiàn)的。電流檢測信息被二極管D9和D10整流，并被送入檢測電阻R27～R29(方框130b)，隨后被在調(diào)制器ICU1(見下)的電流限制針U1～9中比較。開關(guān)Q6和電阻R30、R31(方框130b)給電流檢測電路提供斜率補償以便在各種占空因數(shù)下提供更穩(wěn)定的操作。二極管D5～D8被用來限制在開關(guān)Q1、Q2斷開期間變流器T1、T2的泄漏反抗尖峰電壓加于其上。
輸出濾波器140通過電感L1、L2及電容器C12和C13對輸出進行平均和濾波。L1和C12把被調(diào)制的功率級輸出平均為一個瞬時直流值(它在整個時間上變化，與輸入電壓和占空因數(shù)成比例)。L2和L13進一步從輸出中濾除高頻開關(guān)波形成分。電阻R11在輸入電壓斷開時把電容器C12、C13的電荷泄漏掉。
輸出方框150包括輸出連接器(跨接片)JP-2，后者有上方的輸出端JP2-1和功率返回端JP2-2(如上面所公布的，它與JP1-2的連接相同)。長期輸出過載電流保護是由保險F1提供的，而瞬時限制則如前面所討論的是在內(nèi)部提供的。
極性檢測器160用于通過比較器U8A及其相關(guān)電路來檢測線電源的極性。輸入電壓被通過電阻R25檢測，并被通過二極管D15和開關(guān)Q5箝位以使該信號保持在比較器U8A的共模輸入范圍以內(nèi)。U8A檢測電壓，并提供一個小量的滯后(大約1伏)以便阻止在噪聲環(huán)境中的亂操作。為著同樣的目的，通過電容器C27、C28也提供了某些濾波作用。
調(diào)制器170包括ICU1，它在功率控制器100的本實施例中用于提供調(diào)制，具體使用的方法是脈寬調(diào)制。然而那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人將會明白，大量其他傳統(tǒng)的控制器和其他的調(diào)制類型也可使用，如果想這樣的話。
調(diào)制器U1是一個用于通常開關(guān)電源的現(xiàn)成元件，用作調(diào)制器/調(diào)整器，這里其操作與通常的相同。定時元件R21、R33及C30被用來設(shè)定操作頻率在20kHz到40kHz的范圍內(nèi)。占空因數(shù)通過電阻R32改變，后者與軟起動針U1-8相連。盡管輸出電壓和電流可能被用很多種方式調(diào)整，包括平均、瞬時、RMS、諧波抑制和/或中和，功率因數(shù)校正等等，這些都在本說明書的某處進行了討論，但在本特定的實施例電路中卻沒有調(diào)整環(huán)路。調(diào)制器的輸出從U1-11(正常)和U1-14(反相)取出。
電平轉(zhuǎn)移可以由大量通用的方法來實現(xiàn)，如變壓器、光耦合器等。在圖4所示的優(yōu)選電路中，這個任務(wù)是由一個易于得到的集成電路(IC)來完成的。這個IC為與MOSFET或IGBT的門極進行接口提供了一個光耦合器和高電流驅(qū)動器。門電路的電功率是通過一個與整流器和濾波器連在一起的隔離變壓器提供的，那些，那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人可以使用大量等效的方法來替代本方法。
電平轉(zhuǎn)移方框180接收邏輯電路(見下)的輸出信號，這些信號隨后分別被集成電路U2-U5轉(zhuǎn)移電壓，再驅(qū)動開關(guān)Q1~Q4。U2~U5是常見元件，分別包含有一個光耦合輸入和高電流MOSFET驅(qū)動器輸出。它們由小功率源VH、VL來供電，這些小功率源是15VDC的浮地電源，而那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人會很容易地用通常方法構(gòu)筑出這樣的小功率源。在這種情況中，小型線性電源雖被使用但出于簡潔的考慮，圖中沒有畫出。
每個晶體管的門極都有一個串聯(lián)電阻(R1~R4)，以便限制振鈴和在開關(guān)轉(zhuǎn)換期間控制升、降時間。在每個晶體管的門源極間也有一個泄漏電阻以確保在失去VH或VL的情況下所有器件都處于非導通或“斷開”狀態(tài)。按照TC4804規(guī)范，進入每個光耦合器輸入端的電流都被一個1.21K的電阻(R12~R15)限制到大約7mA，該電阻還并聯(lián)有一個小電容(C19-C22)來加速響應(yīng)時間。
控制邏輯190包括IC器件U7A、U7B和U6A~D。對控制邏輯190的操作的理解的最好方法是從對它的三個基本操作模式的討論中得到。在所有模式中，控制邏輯190接收三種輸入信號(正常的被調(diào)制的輸出來自U1-11，反相的被調(diào)制的輸出來自U1-14及極性檢測來自U8A-1)并把它們轉(zhuǎn)變成四種單獨的用于控制Q1~Q4的晶體管驅(qū)動輸出。所以用對應(yīng)于控制邏輯單元對所接收的三種輸入所做的操作的三種模式來討論本發(fā)明是很的用的。然而這并不否定前面基于對應(yīng)于一個電壓波形當它沿時間移動時出現(xiàn)的四個部分的四階段操作的討論。三種基本操作模式中的每一種都有兩個條件(對它們的討論也建立了本發(fā)明設(shè)備和方法的完全四象限操作的本質(zhì))。
第一種模式是輸入電壓的正極性。在輸入極性為正期間，U8A為低，因而保持反相器U7B(輸出)為高和U7A(輸出)為低。U7B為高，則OR門U6B和U6D為高，通過U3開通Q2，通過U5開通Q4。U7A為低，則U6A被來自U1-11的調(diào)制器輸出控制。R18和C23提供一個導通延遲(上升沿)。關(guān)斷則不被延遲，因為二極管D14在下降沿旁路了R18。U6A隨后通過U2控制Q1。
同時，U7A為低允許U6C被反相的調(diào)制器輸出U1-14控制。它包括一個相似的，由R19、C24和D13組成的導通延遲電路。兩個延遲時間相同且足夠阻止Q1和Q2在操作中同時導通。U6C通過U4控制Q3。
正極性操作的兩個條件是1)正輸出電流，和2)負輸出電流。在正輸出電流期間，L1電流在Q1為導通狀態(tài)時被通過Q1和D2提供。當Q1斷開時，L1電流經(jīng)Q4和D3續(xù)流。在Q1斷開期間Q3(經(jīng)過延遲后)導通，但由于其極性所以沒有電流流過它；電流流過的是D3。
在負輸出電流期間，L1電流受Q3控制，流過Q3和D4。當Q3斷開時，L1電流經(jīng)Q2和D1續(xù)流回到輸入端。在這段時間里Q1導通，但由于其極性所以沒有電流流過它，而是流過D1。
第二種模式是輸入電壓的負極性。在極性為負期間，U8A為高，保持反相器U7B(輸出)為低和U7A(輸出)為高。U7A為高，則OR門U6A和U6C為高，所以通過U2導通Q1，通過U4導通Q3。U7B為低，使U6B受來自U1-11的調(diào)制器輸出控制。R18和C23提供一個導通延遲(上升沿)。由于二極管D14在下降沿旁路R 18，所以斷開時沒有延遲。U6B隨后通過U3控制Q2。
同時，U7B低允許U6D受調(diào)制器的反相輸出U1-14的控制。它包含一個由R19、C24和D13組成的導通延遲電路192。兩個延遲時間相同且足夠阻止Q2和Q4在操作期間同時導通。U6D通過U5控制Q4。
負極性操作的兩個條件是1)負輸出電流；和2)正輸出電流。在負輸出電流期間，在Q2為“通”狀態(tài)時，L1的電流受控流過Q2和D1。當Q2斷開時，L1電流經(jīng)Q3和D4續(xù)流。在Q2斷開期間Q4(經(jīng)過延遲)導通，但由于其極性而沒有電流流過，這時電流從D4流過。
在正輸出電流期間，L1電流受Q4控制，流經(jīng)Q4和D3。當Q4斷開時，L1電流經(jīng)Q1和D2續(xù)流回到輸入端。在這段時間Q2導通，但由于其極性而沒有電流流過，這時電流從D2流過。
第三種模式是極性轉(zhuǎn)換，它的兩個條件是正轉(zhuǎn)換和負轉(zhuǎn)換。在正轉(zhuǎn)換(從負極性到正極性)期間，Q2和Q4按照前面所述的比較器和邏輯狀態(tài)在轉(zhuǎn)換時刻導通，如前面所解釋的，Q1和Q3在負極性期間已經(jīng)導通，且由于有一個由電阻R16和電容器C25組成的延遲電路在此轉(zhuǎn)換時刻并不立即斷開。二極管D11在此轉(zhuǎn)換期間阻止任何導通延遲。
在負轉(zhuǎn)換(從正極性到負極性)期間，Q1和Q3在轉(zhuǎn)換時刻按照前面所描述的比較器和邏輯狀態(tài)導通。如在前面解釋的，Q2和Q4在正極性期間已經(jīng)導通，并由于有一個由電阻R17和電容器C26組成的延遲電路而在此時刻并不立即斷開。二極管D12在轉(zhuǎn)換期間阻止任何導通延遲。
在某些優(yōu)選實施例中，導通延遲由一個電路構(gòu)成，該電路中，高輸入轉(zhuǎn)換產(chǎn)生一個經(jīng)預先定好的延遲后的高輸出轉(zhuǎn)換，而低輸入轉(zhuǎn)換則產(chǎn)生一個立即的(即延遲最小)低輸出轉(zhuǎn)換。這最好能用一個由二極管、電阻和電容器的組合來實現(xiàn)，使得當由低到高轉(zhuǎn)換中，電容被通過電阻充電為高電壓，經(jīng)一定量的時間達到驅(qū)動OR門的邏輯門限電壓，這樣就提供了一個延遲，延遲的量可通過對上述二極管、電阻和電容器的值的選擇來選擇，正如那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人將會理解的那樣。然后在由高到低的轉(zhuǎn)換時，電阻被二極管旁路，產(chǎn)生一個低阻抗的泄電路徑，極大地提高了電容器的泄電速度。由此電容器電壓在最短時間內(nèi)降低，邏輯轉(zhuǎn)換的延遲也就最小。
在某些優(yōu)選實施例中，斷開延遲由一個電路構(gòu)成，其中低輸入轉(zhuǎn)換產(chǎn)生一個經(jīng)過一個預先定好的延遲之后的低輸出轉(zhuǎn)換，而高輸入轉(zhuǎn)換則立即(即最小延遲)產(chǎn)生一個高輸出轉(zhuǎn)換。這最好也由一個二極管、電阻和電容器的組合構(gòu)成，使得在由高到低的轉(zhuǎn)換時，電容被通過電阻泄電為低電平，經(jīng)過一定量的時間后達到驅(qū)動OR門的邏輯門限電壓，這樣就形成了一個延遲，延遲的量也可通過對上述的二極管、電阻和電容器值的選擇來選擇。隨后，在由低到高的轉(zhuǎn)換時，電阻被二極管旁路，產(chǎn)生一個低阻抗充電路經(jīng)，極大地增加了對電容器的充電速度。由此電容器的電壓在最短的時間內(nèi)升高，邏輯轉(zhuǎn)換的延遲就最小。對于所公布的斷開和導通延遲的方法，其任一或二者都可以有大量的替代方法來產(chǎn)生相應(yīng)的延遲，諸如使用單穩(wěn)態(tài)多諧振蕩器、計數(shù)器、微控制器等，這些都是那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人所能理解的。
對于正或負轉(zhuǎn)換，做為這種邏輯的一個結(jié)果，輸入電壓和輸出電壓是被即時箝位的，并也被即時有效地與輸入/輸出返回及相互之間短路。然而盡管這與通常的想法相背，但上述轉(zhuǎn)換邏輯事件全在輸入電壓波型的一個點上發(fā)生，在該點上輸入電壓瞬時值的絕對值實際上小于輸入電壓和輸入/輸出電壓返回間的半導體的總電壓降(即在所畫的電路中約小于4V)。因此在轉(zhuǎn)換期間沒有過大的電流輸入。輸出電壓被保持為一個與輸入電壓成比例的應(yīng)有的最小值。在功率級130中L1的電流適當?shù)乩m(xù)流，在輸入端輸出端或任何晶體管或二極管兩端都沒有過大的尖峰電壓。
如上所討論的，經(jīng)關(guān)斷延遲后，轉(zhuǎn)換完成，操作適當?shù)胤祷氐秸龢O性或負極性模式。功率控制器100的全部控制邏輯和操作至此就都定義完了。本控制器全部邏輯受控且在所有模式中和條件下都能平滑地轉(zhuǎn)換。
下表中給出圖4所示電路中優(yōu)選的元件值和/或類型。本列表，連同上述示意圖及這里所公布的其他內(nèi)容，使技師或精于本技術(shù)者能做出所公布的電路。本列表所示元件也可用于這里所公布的其他拓撲結(jié)構(gòu)實施例，盡管有某些能為那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人所理解的差別。
符號元件值/類型C1-C 8 .1UFR30 1.00KR12-R15 1.21KD11-D15 1N4448Q52N3906Q62N7000C13-C15 2UF400VR5-R94.99KR10 5.1 10WC12，C16-C18 5UF 400VR31 6.21K
R1-R4，R27-R29 10.0R16-R21 10.0KR32 10KR33 20KF1，F(xiàn)2 25AL430UHC27 47PFL2，L3 50UHR11，R25，R26 82K 2WR22 90.9KR24 100KC19-C26 100PFC9-C11100UFC28，C29 220PFL1240UHR23 453KC30 4700PFU7C D4040UBU6C D4071BD9，D10HER105D5-D8 HER305D1-D4 HFA25BP60JP1 輸入Q1-Q4 IRGPC50UU8L M393AJP2 輸出T1，T2 PE51687
U2-U5 TC4804U1U C3824現(xiàn)在參照圖5可以對上面參照圖4年描述的功能塊做進一步的理解。功率控制器100(這里有時也稱轉(zhuǎn)換器)的邏輯控制單元190中有四個OR門181~184，它們接收來自極性檢測器160和占空因數(shù)調(diào)制器170的經(jīng)關(guān)斷延遲194、195和導通延遲192、193的輸出做為輸入，這樣OR門181、183每個都接收一個來自極性檢測器160(反相的)的經(jīng)延遲194的輸出做為第一輸入，OR門182、184每個都接收來自極性檢測器160的經(jīng)延遲195的輸出做為第一輸入。OR門181、182每個都接收來自占空因數(shù)調(diào)制器170的，經(jīng)延遲192的輸出做為第二輸入，OR門183、184每個都接受來自占空因數(shù)調(diào)制器170的經(jīng)延遲193的輸出做為第二輸入。每個OR的輸出，經(jīng)電平移動方框180進行適當?shù)碾娖揭苿雍?，分別控制或驅(qū)動四個開關(guān)Q1~Q4中的一個(通過其相應(yīng)的門極)。
最好每一對開關(guān)的源極都連在一起，如本圖中所示，但在如圖9所示的某些另外的實施例中并不必如此，最好每個開關(guān)都是一個固態(tài)開關(guān)裝置，帶有一個極性與開關(guān)相反的并聯(lián)于該開關(guān)源漏極間的二極管，且每開關(guān)對中與開關(guān)相連的二極管極性相反，如圖所示。這些開關(guān)最好是晶體管，如圖中的Q1~Q4可以是IGBT晶體管。
功率控制器100的本實施例有一個降壓調(diào)整器型的拓撲結(jié)構(gòu)，但其中有兩個彼此串聯(lián)且最好是彼此極性相反的開關(guān)把電感L1連到輸入端110上，還有兩個彼此串聯(lián)且最好也是彼此極性相反的開關(guān)把電感L1連到返回端101上。
圖5中的功率控制器100的降壓調(diào)整器的通用形式和其他普通調(diào)整器形的構(gòu)形可以更好地從圖6a中看出。圖6b示出功率控制器100的逐步升高或升壓構(gòu)形。圖6c示出功率控制器100的反相調(diào)整器的構(gòu)形。圖6d示出功率控制器100的隔離或反饋構(gòu)形。
做為對本發(fā)明的通用性及其潛在的替代通常所用的拓撲結(jié)構(gòu)且除去其弊病的能力的進一步展示，圖7給出了相應(yīng)于圖6所示的四種拓撲結(jié)構(gòu)中每一種的“對偶”變換。圖7a示出功率控制器100的逐步下降或降壓對偶構(gòu)形。圖7b示出功率控制器100的逐步上升或升壓對偶構(gòu)型。圖7c示出功率控制器100的反相調(diào)整器的對偶構(gòu)形。圖7d示出功率控制器100的隔離反相對偶構(gòu)形。
如前面較詳細討論過的，在任何輸入電壓模式或輸出電流條件下，功率控制器100的結(jié)果輸出電壓都等于輸入電壓與調(diào)制器占空因數(shù)的乘積。正如那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人所能理解的，在所公布的電路中，確實有輕微的偏差存在，這是由導通延遲時間，及半導體和電阻上的電壓降引起的，但整個波形的純凈度(purity)是好的，尤其是在較高電壓時(如230V交流及以上)更是如此。
通過這里所公布的大量替代拓撲結(jié)構(gòu)，本發(fā)明的控制器或轉(zhuǎn)換器裝置和方法為我們預示出大范圍的應(yīng)用。例如，可以預見由本發(fā)明的裝置或方法所構(gòu)成的控制模塊可被用于人工操作、功率因數(shù)校正及自動功率因數(shù)校正，做為通用的供電線路調(diào)節(jié)器，電動機節(jié)電器及諧波抑制器。還有其它用途，如通過標準工業(yè)接口諸如4-20mA電流環(huán)，及任何其他標準工業(yè)接口，如RS232，RS485，IEEE488.2，VXI，0-10V，0-5V，+/-10V，+/-5V及人工操作等，就可以被用于工業(yè)過程控制。所預視的功率調(diào)整器經(jīng)適當制造可被用于大范圍操作電壓和電流的情形，例如從120V交流，1.5KVA到600V交流，200KVA；并且甚至可以超過這個范圍。安培數(shù)較高時，可把兩個或更多本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器模塊并聯(lián)起來使用，通過一個控制器/變壓器的混合可以對較高的電壓和電流進行控制。
在本發(fā)明的一種優(yōu)選方法中，最好是四個晶體管開關(guān)能單獨受控，且被按照輸入電壓的極性進行不同的調(diào)制，這樣就可實現(xiàn)一個序列，其中每個開關(guān)都只在進入瞬時線輸入電壓中斷開，如圖8所示的時序圖中的曲線所代表的那樣。在圖8中，一個理想的線電壓被示意性畫成一個正弦波，它具有代表過零點的901，902，903(它們是波形線通過零值線的點，并被用垂直虛線強調(diào)出來，并且，它們也對應(yīng)于波形從一種極性轉(zhuǎn)到另一種極性的時間點)。一個脈寬調(diào)制信號(PWM)920，其調(diào)制能力范圍為0％到100％之間(這里所示的是50％)，連同其反相的“反調(diào)制”信號921及一個線極性檢測器的輸出一起被送入如一個這里描述過的那樣的邏輯網(wǎng)絡(luò)。
當線電壓(極性)為正時(時間區(qū)間為910)，開關(guān)Q1被進行脈寬調(diào)制(通和斷)，每個“通”時間911都相對稍微落后于PWM的上升沿912，以同樣方式，Q3被反調(diào)制(即與Q1狀態(tài)的相反，或換句話說，當Q1為通時，Q3為斷，反之亦然)。給每個開關(guān)的導通都加上了一個小的延遲或死亡時間(用虛線標出)以便避免同時導通，這個時間的量依靠具體所使用的開關(guān)的特性來定，那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人都會理解。在這個正極性操作階段期間，Q2和Q4一直保持導通915，916。
當線電壓極性為負時(時間區(qū)間為930)，Q2被進行脈寬調(diào)制，而Q4則被反調(diào)制(即狀態(tài)與Q2相反)。又有一個小的延遲(存在，但未用虛線標出)或死亡時間被加給每個開關(guān)的導通以避免同時導通，在這負極性操作階段期間，Q1和Q3一直保持導通935，936。
在過零點902，903，Q3和Q4的斷開延遲941和942(以虛線標出)確保至少一個開關(guān)(最好是全部，如這里所畫的)保持通，或?qū)āＴ谶@個過零點最好所有開關(guān)都同時導通一小段時間(數(shù)個微秒級)以便在過零轉(zhuǎn)換期間允許電流在兩個方向上連續(xù)流動而同時卻不在開關(guān)上產(chǎn)生尖峰電壓；如同我們在前面更加完全地公布的那樣。在表1中對全部這些進行了總結(jié)。
表1

在圖30中，實現(xiàn)了控制部分190的一個另一種控制邏輯，它帶有加給調(diào)制器170的附加控制輸入210，表2對此進行了總結(jié)。
表2

其中“調(diào)”代表調(diào)制(即用PWM，脈頻寬調(diào)制，或諸如此類的能為那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人所知道的方法)；“X”意味著不論電流極性如何；“模式”代表在本控制器操作期間可能發(fā)生的不同的操作狀態(tài)；“電壓”代表功率控制器100的輸入電壓極性(來自極性檢測器160)；“0”代表電壓轉(zhuǎn)換點；“電流”代表功率控制器100的輸出電流極性；Q1，Q2，Q3和Q4是定義那些各自的功率開關(guān)的操作的輸出。這些開關(guān)通過通常用的電平移動電路180與控制邏輯部分190相接。
應(yīng)當記住，在不同的象限模式中，雖然一種模式轉(zhuǎn)變看來與作為電流狀態(tài)的“X”時，但電流是一個從邏輯方案得到的希望輸出而不是對它的輸入。在優(yōu)選實施例中，轉(zhuǎn)換器100依據(jù)輸入電壓和誤差校正電路輸出(在調(diào)制器170中)來決定自己的象限模式。所以輸入電壓為正決定要使用的象限為I或II，而負輸入電壓則決定了要使用的象限為III或IV。至于具體是用象限I還是II，或者III還是IV則依賴于誤差校正電路。誤差校正電路把輸出電壓與參考點相比較，并通過誤差幅度輸出來決定所需的電流流動方向和所需的調(diào)制量，以維持轉(zhuǎn)換器的輸出調(diào)整。
所以，在本發(fā)明的這方面的實踐中，對任意一種具體的象限或轉(zhuǎn)換，電流都可在任一個方向上流動而不毀壞轉(zhuǎn)換器100。在操作中，上面總結(jié)的控制功率開關(guān)的邏輯方案驅(qū)動電流在正確的方向上流動；轉(zhuǎn)換只是用來提供兩種操作模式間受控的不產(chǎn)生破壞的邏輯轉(zhuǎn)換。還應(yīng)當注意，模式和電壓轉(zhuǎn)換都是暫態(tài)過程，持續(xù)時間在數(shù)百個納秒到數(shù)個微秒間，典型值則是微秒級。
在這些實施例中的象限選擇大致與在用電動機驅(qū)動的船中改變電動機的方向相似。電動機既有方向控制(前向或反向)又有幅度(減速)控制，這分別與象限模式和調(diào)制幅度相對應(yīng)。隨后問題就清楚了，為了改變船的電動機方向，或者為了轉(zhuǎn)變轉(zhuǎn)換器的模式，沒有必要使它們停下來(使輸出電流為零)。
被總結(jié)于表2中的本控制邏輯方案有數(shù)個益處1.它提供了一種真正瞬時的調(diào)整器，因為在一個時刻只是一個開關(guān)被調(diào)制，而其他方案都使用一個開關(guān)序列或一系列開關(guān)并且在返回到一個改變了的開關(guān)狀態(tài)前，整個序列或系列都得運轉(zhuǎn)。
2.沒有死亡時間，這與所公布的某些實施例不同，在那些實施例中，用死亡時間來阻止全部開關(guān)同時導通。在本方案中，沒有交叉導通的機會，開關(guān)動作真正是瞬時的。
3.在較低功率范圍內(nèi)有較低的開關(guān)損耗及不連續(xù)的導通，因而有較高的效率。
4.不需要緩沖器，因此無緩沖器損耗。
5.它可以利用一種“全通”過零。
6.它向提供提供了真正的四象限操作和雙向功率流動。
在圖32中，以方框圖的形式給出了一個功率控制器100的優(yōu)選實施例，其中強調(diào)了對調(diào)制器部分170的輸入的細節(jié)的變化。正弦波形參考162送入極性開關(guān)163，它與輸入端110的電壓同相，并可由大量已知的源產(chǎn)生。例如可以使用一個相位鎖定到輸入線的正弦波發(fā)生器，或是一個微處理器查詢表在某些應(yīng)用中，輸入電壓本身經(jīng)衰減及任選的除諧濾波，也可被使用。由電壓極性檢測器161檢測輸入功率級130的輸入電壓的極性(+或-)。當輸入電壓為正時，檢測器161給所有的極性開關(guān)163~165和控制邏輯190輸出一個邏輯高狀態(tài)。當輸入電壓為負時，檢測器161輸出一個邏輯低狀態(tài)。
如果極性開關(guān)163-165接收到高邏輯輸入，它們就把輸入信號直接送到自己的輸出端；如果它們收到低邏輯輸入，它們就先把輸入信號反相，再送到自己的輸出端。這種構(gòu)形優(yōu)于簡單的全波整流塊。為了使誤差校正器172能給調(diào)制器173和174送出合適的信號，所有的參考和誤差信號輸入都必需與輸入到功率級130的電壓的的極性相比較。輸出電壓和電流的暫變和振鈴可以暫時地改變極性，但是誤差信號絕對不能改變極性狀態(tài)，否則誤差校正器172調(diào)整就會放大誤差而不是校正它們。
增益控制器171的輸入來自極性開關(guān)163和正弦波參考162。它是一個可調(diào)的改變送給誤差校正器172的參考信號的幅度的衰減器。它的輸入還來自控制輸入210，該輸入最好是一個外部輸入以決定總的輸出電平，正如那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人將會理解的那樣。在一個優(yōu)選實施例中，它是一個數(shù)字受控的衰減器，但在某些應(yīng)用中，用一個簡單的分壓器也就夠了。誤差校正器172隨后把被衰減的參考信號與來自輸出端150的輸出電壓相比較，并可任選地把參考信號與來自任選的電流檢測220的輸出電流相比較，上述輸出電壓和電流中任一個或兩者都經(jīng)過一個任選的衰減器230，然后再分別通過極性開關(guān)164和165，如上面所描述的那樣。誤差校正器172隨后給調(diào)制器173和174送出一個信號，該信號就會使功率控制器100的輸出150精確地跟上參考。在一個優(yōu)選實施例中，這是由單個誤差放大器來實現(xiàn)的，盡管使用一個微控制器也可能會是很有好處的，如那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人將會理解的。
調(diào)制器173和174中的每一個都接收一個來自誤差校正器172的信號，并把它轉(zhuǎn)變?yōu)閿?shù)字調(diào)制的輸出。這通常是以范圍為0％到100％PWM的形式來完成的，其頻率最好在10kHz～50kHz之間，依應(yīng)用而定。其他頻率和其他調(diào)制方法，如脈沖頻率調(diào)制(PFM)也可使用。在一個優(yōu)選實施例中，每個調(diào)制器都包括一個三角波形發(fā)生器和一個比較器。該三角波形被送入上述比較器的負輸入端，誤差校正器的輸出被送入該比較器的正輸入端。每個調(diào)制器的比較器的輸出被送入控制邏輯190。最好是每個調(diào)制器都有自己的不同于其他的三角波輸入偏置以使調(diào)制器能按照誤差校正器172的輸出產(chǎn)生一個順序響應(yīng)。例如，在一個優(yōu)選實施例中，峰—峰值為2.5V的三角波當它們被送入調(diào)制器的比較器時被以相對2.5V的步幅差開。調(diào)制器173(對應(yīng)于Q1，Q2)然后對誤差校正器的3.5VDC到6.0VDC的輸出做出響應(yīng)，而調(diào)制器174(對應(yīng)于Q3，Q4)則對誤差校正器的1.0VDC到3.5VDC的輸出做出響應(yīng)。另外調(diào)制器174的輸出最好是反相的。由此，調(diào)制器的全部輸出響應(yīng)可如表3所示(其中“1”為通，“0”為斷)表3

極性檢測器161和調(diào)制器的輸出被送入控制邏輯190，它所輸出的驅(qū)動功率晶體管的信號如表2或4。任選的電流檢測220是為了過流保護或為了調(diào)整送到負載的電流。它最好是一個變流器，但也可以由一個隔離放大器、霍爾效應(yīng)傳感器或其他為那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人所熟知的方法來實現(xiàn)。衰減器230最好是一個簡單的電阻性分壓器。
當本發(fā)明的功率轉(zhuǎn)換器只驅(qū)動非電抗性負載(即只在I、III象限)時，最好使用一種簡單的邏輯方案，如表4中總結(jié)的那樣。
表4

圖33給出了一個本發(fā)明的高電壓調(diào)整器1000的實施例，它包括兩個本發(fā)明的功率轉(zhuǎn)換器1001和1002及一個變壓器1050。從交流源來的輸入電壓被送到VIN(高)1090和VIN(低)1020。VIN(高)1090和VIN(低1020)與變壓器1050的初級線圈1051相連，且VIN(高)1090還與控制器1001的輸出1061相連?？刂破?002的輸出1062與VOUT(高)1030相連，同時VIN(低)1020直接與VOUT(低)1040相連。
兩個控制器都把次級線圈1052做為它們的電壓源，并且每個控制器都是單獨受控的，這樣兩個控制器的輸出電壓的差就被帶上正負號加到在VIN(高)1090的輸入電壓上，。例如，如果輸入電壓是10,000V交流，次級線圈為500V交流，后者在本發(fā)明的操作范圍內(nèi)，當沒有調(diào)整需要時，兩個控制器都被控制得保持輸出電壓為零，由于兩個控制器的輸出之差由此也為零，所以輸入電壓被傳給VOUT(高)1030輸出而沒有任何改變。當兩個控制器的輸出都被調(diào)制到某個相同的非零電壓值時，則二者的差也為零，只是功率在控制器自身中沒被有效地利用。如果控制器1002經(jīng)調(diào)制后其輸出電壓相對于它的返回端來講是增大了，且如果控制器1001被控制使其輸出電壓為零，則一個等于二個控制器的輸出電壓的差的交流電壓就能加到VIN(高)1090上，并被送到VOUT(高)1030。這個輸出相加和一般是從從0V交流到500V交流可調(diào)。
為了得到一個類似的連續(xù)可調(diào)的對VIN(高)1090的相減電壓，對控制器1001和1002調(diào)制正好與上面所述相反，這樣1001有增加的輸出而1002保持為零。通過這種方式，對于本例，電壓可以從大約9500V交流連續(xù)地改變到10,500V交流(10kV交流-500V交流到10KV交流+500V交流)，總的高電壓調(diào)整范圍為+/-5％。
圖34中給出了一個范圍擴大的高電壓交流調(diào)整器1080。擴大的范圍(例如超過與圖33中的實施例相關(guān)的范圍)是通過增加另一個次級線圈1053和另一對功率控制器1003和1004來實現(xiàn)的。如圖所示這兩對控制器是彼此串聯(lián)的(輸出1062與輸出1063相連)，每一對的輸出都簡單地彼此相加并被加到VIN(高)1090上。以這種方式使用的控制器對的數(shù)量還可以增加以便得到任何特殊需要的調(diào)整范圍(在上述例子中，每對增加500V交流的范圍)。在這種多對實施例中，可任選地使用普通的故障檢測電路，以便能確保只把出故障的控制器對去掉，而那些仍能操作的對還能提供最大的調(diào)整范圍。
圖35給出了與圖34的單相實施例相對應(yīng)的三相delta高電壓調(diào)節(jié)器1110的實施例。三個變壓器961、962、963把它們各自的初級線圈分別與各相輸入電壓971、972、973相連。圖中畫的是三個單獨的變壓器，盡管也可只用一個通常所用的三相變壓器。每個變壓器的初級線圈都有兩個相應(yīng)的次級線圈，以便如前面對圖33和34的描述那樣從輸入電壓中加、減電壓。
正如通常所期望的，使這樣一個系統(tǒng)的輸出能保持與輸入同相，尤其是當把本電路用于實際應(yīng)用時，每一相都被兩個功率控制器對來修改。例如，為了調(diào)整A相，電壓通過控制器1001和1002(delta相C-A)及控制器1007和1008(delta相A-B)送到相A的輸出981。以相似的方式，相B通過控制器1005和1006(delta相A-B)及控制器1011和1012(delta B-C)送到相B的輸出982，而相C通過控制器1009和1010(delta相B-C)及控制器1003和1004(delta相C-A)送到相C的輸出983。請把本實施例與圖31所示的其它三相delta功率控制器相比較。
圖9給出了本發(fā)明的功率轉(zhuǎn)換器的另外實施例。它特別適于較高功率(100A及以上)應(yīng)用。它在許多方面都與圖5所示的實施例相同，只是對開關(guān)Q1-Q4及開關(guān)二極管的布局有所不同。Q1-Q4與前面一樣是單獨受控的(邏輯控制信號直接加到每個開關(guān)的門極上，沒有兩個門極是連在一起的或是從相同的邏輯控制元件接受控制)，但各開關(guān)對(即Q1-Q2)的開關(guān)源極不是象在圖5的實施例中那樣直接連在一起的。二極管D1-D4位置也不同，不是簡單地跨接在開關(guān)的源、漏極間。附加的二極管D5-D8相對來講小且便宜，本設(shè)計增加它們是為了當開關(guān)斷開時幫助對它們進行旁路。但使用MOSFET開關(guān)(而不是優(yōu)選的IGBT開關(guān))時，就沒必要使用它們。
在一個功率因數(shù)校正應(yīng)用中，本發(fā)明的轉(zhuǎn)換器電路可做為功率線與一個PFC電容器及/或電抗器間的接口。如果線上的功率因數(shù)，或相位延遲被測量，并隨后把結(jié)果送入一個適當?shù)恼`差放大器，這樣的設(shè)計對那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人來講是很容易得到的，則本功率控制器及控制電路將自動校正線上的功率因數(shù)，甚至能達到PF為1，而響應(yīng)時間只是0.1秒。
圖10給出一個這樣的自動功率因數(shù)校正器600，它包括一個功率控制器100和功率因數(shù)校正電容器630及控制電路。本拓撲結(jié)構(gòu)尤其適用于校正因使用電動機和變壓器而產(chǎn)生線上的落后功率因數(shù)。
自動功率因數(shù)校正器600的操作是基于添加了一個與要校正的滯后性負載相并聯(lián)的可變超前負載來進行的。這兩個負載互相抵消，因而產(chǎn)生了一個為1的功率因數(shù)。這可通過以下辦法實現(xiàn)，即改變控制器100送給PFC電容器630的輸出，這樣這個改變的輸出電壓隨后又改變輸出到電容器630的電流，這樣就把一個可變的容性負載耦合給功率線。通過添加一個與負載串聯(lián)的電流傳感器641就可實現(xiàn)自動校正。一個從電流傳感器641來的電流檢測信號671被與一個電壓信號672相比較以在相位延遲檢測器620中檢測相位延遲(并由此檢測功率因數(shù))。一個相位誤差放大器650接收這個相位延遲信息673并通過功率控制器100的調(diào)制器170來調(diào)整該功率控制器以便改變耦合的電容量，這樣就使相位延遲最小化(使PF趨于1)。這個環(huán)路最好有一個20HZ或更小的帶寬。(在本圖中功率控制器被畫成一個虛線框，而其調(diào)制器170被畫得似乎是單獨的一樣以便強調(diào)其功能)。
在本功率系統(tǒng)中，PFC電容器可能與其他元件發(fā)生諧振。為了限制或消除這種可能性，可任選地在控制器100的輸出與PFC電容器630間以串聯(lián)方式接入一個電流傳感器642。正如那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人將理解的，在電流傳感器642中，線源的基本線頻率已被濾掉，只剩了諧波電流信息。包含這個諧波信息的電流檢測信號674隨后被送入一個諧波誤差放大器660(數(shù)個kHZ帶寬)，它再隨后調(diào)整功率控制器100的調(diào)制器170以便保持電容器電流的正弦性(無諧波)。所以功率控制器100既響應(yīng)來自相位誤差放大器650的慢信號，又響應(yīng)來自諧波誤差放大器660的快信號。其結(jié)果是產(chǎn)生了一個具有連續(xù)可變能力的自動功率因數(shù)校正器600，且它不易與配電系統(tǒng)中的其他元件發(fā)生諧振。
這個被公布的PFC方法和裝置也可構(gòu)形成用于效負載平衡的三相PFC，如圖11中所示，這可通過使用兩個功率控制器單元100a和100b，三個功率因數(shù)校正(PFC)電容器630ab，630交流，630bc來實現(xiàn)。在本實施例中，功率控制器100a最好并聯(lián)在第一交流線(A)和第三交流線(C)之間，功率控制器100b并聯(lián)在第二交流線(B)和第三交流線間。電容器630交流最好連在控制器100a的輸出和交流線(C)間，電容器630bc連在功率控制器100b的輸出端與交流線(C)間，電容器630ab連在功率控制100a的輸出端和功率控制器100b輸出端間。
圖12示出了一個用于控制三相感應(yīng)電動機612的電路構(gòu)形，作為另一種PFC校正方法，它是當電動機612未工作在滿負荷時，由通過控制器100a，100b降低電動機的端電壓來實現(xiàn)的。功率控制器100a串聯(lián)在線1中，功率控制器100b串聯(lián)在線3中。兩個控制器都返回到線2。功率控制器100a和100b單獨調(diào)制和獨立受控，為感應(yīng)電動機612產(chǎn)生了最優(yōu)的功率轉(zhuǎn)換及控制，同時也優(yōu)化了三相線系統(tǒng)的功率質(zhì)量。
本發(fā)明的功率控制器100還適用于與簡單元件組合構(gòu)成一個完全可調(diào)(還可任選為自動可調(diào))的元件，諸如電容器、電感、電阻等，例如圖13、14和15中所示的元件。
圖31中以方框圖的形式示出了一個三相delta功率調(diào)節(jié)器。它是由三個本發(fā)明的功率控制器及三個變壓器構(gòu)成一個組合，其整體實現(xiàn)一個控制delta形連線的三相輸入的輸出電壓的電路。每個功率控制器都連在二個不同的相間，每個控制器都驅(qū)動一個改變兩個不同相間電壓的變壓器。換言之，每一相都受到兩個的轉(zhuǎn)換器/變壓器組合的作用。
做為一個說明性的例子，請看圖31中相AIN971。功率控制器992連在相B及相A間且驅(qū)動變壓器962。功率控制器991連在相A與相C間且驅(qū)動變壓器961。變壓器962的初級線圈返回端連接相AIN971，變壓器962的自耦抽頭被連到變壓器961的浮地線圈上。變壓器961的浮地線圈的輸出被送到輸出端相AOUT981。
現(xiàn)在，在正常操作條件下，所有控制器的輸出都從零電壓開始。在這種模式中，相A經(jīng)變壓器962和變壓器961而未變。然后，當功率控制991和992增加它們的輸出時，相A開始被改變了。來自功率控制器992的增加的輸出電壓通過變壓器962把變壓器962的輸出抽頭向接近B相移動。相似地，功率控制器991的輸出電壓的等量的增加經(jīng)過變壓器961把相AOUT981向著相C移動一個相等的距離。這兩個矢量的合成結(jié)果是相AOUT981在幅度上減少了，但仍與相AIN921同相。
對相B和相C的類似效果將可被理解，這樣其整體效果就是一個與輸入電壓同心同相的可調(diào)delta電壓源，如果控制器是獨立受調(diào)的，則輸入相角的不規(guī)則也可被補償，這就減少了三相電動機和變壓器中的電壓不平衡損耗。
對于從無輸出電壓到全輸出電壓的操作，每個變壓器的初級線圈與其自耦合抽頭及浮地線圈的匝數(shù)比為3∶1∶1。超過這個數(shù)(諸如6∶1∶1)將會產(chǎn)生較小的可調(diào)電壓范圍，但可減少對每個功率控制器輸出電流需求。
在另一個實施例中，三個功率控制器中的每一個都與一個不同的輸入相連接，并提供一個介于輸入電壓(即在IN與RETURN間)的0％到100％的輸出電壓。每個輸出都驅(qū)動它們自己的變壓器的初級線圈，每個這樣的變壓器都有一個連到一個相鄰相變壓器的輔助線圈的自耦合抽頭。上述輔助線圈的輸出隨后就成為那個變壓器相的受到調(diào)節(jié)的輸出。
對于輸出的從0到全輸入電壓的全范圍，變壓器的匝數(shù)比為N(初級)＝3N(抽頭)＝3N(輔助)其中N(初級)是從功率控制器的輸出到其返回端間的總匝數(shù)，包括抽頭線圈中的匝數(shù)。
只要抽頭線圈和輔助線圈的匝數(shù)相等，通過改變變壓器的匝數(shù)比，是有可能得到不同的操作范圍的。當所有功率調(diào)整的輸出電壓都為最小時，本實施例輸出電壓達到最大(接近輸入電壓)，這一點是容易理解的。相反，當所有功率控制器的輸出電壓都達到最大時，本實施例的輸出電壓卻最小。
一般說，最好是在輸出電壓都相等的條件下對三個控制器進行操作；然而由于它們有可能都是單獨受控的，所以本調(diào)節(jié)器就可能被用于補償輸入電壓不平衡。
圖13給出了一個可調(diào)電容510。功率控制器100改變耦合到輸入與返回端間的電容C1的電容量。所耦合的電容量的范圍是從0到C1的額定值。它的典型應(yīng)用是頻率及幅度特性可變的可調(diào)功率線濾波器，及諧波電流陷阱和抑制器的可調(diào)元件。見下面對圖24和25的討論。
圖14給出了一個可調(diào)電感520，通過控制器100，其被耦合的電感量可在L1的額定值到無窮(理論上)間變化。其應(yīng)用是那些上述應(yīng)用中的可變電容器的互補的元件。應(yīng)當注意，當占空因數(shù)為D，電感額定值為L時，被耦合的電感量由下式給出。
Lrefl＝L/D2圖16給出了一個可變電阻530，在控制器100的作用下，其阻值在R1到無窮(理論上)大間可調(diào)。本拓撲結(jié)構(gòu)的應(yīng)用包括電動機控制，功率線濾波器中的可變阻尼元件及為測試電氣設(shè)備用的可變交流/DC功率負載(這些電氣設(shè)備如變壓器、發(fā)電機、交流電源、反相器、配電系統(tǒng)等)。
圖15給出了一個帶有控制器100的可調(diào)諧波抑制器(并聯(lián)濾波器)550。電感L1連接在控制器100的輸出端與返回端間，同時電容器C1連接在控制器100的輸出與輸入端間。當控制器100的占空因數(shù)增加時，被耦合的電容量和電感量都下降。結(jié)果就產(chǎn)生了一個諧振點(凹口)可在一個很寬的頻率范圍內(nèi)調(diào)整的并聯(lián)LC濾波器。它可應(yīng)用于功率線諧波電壓和電流抑制。例如，可把本單元串聯(lián)入功率線，其諧振點調(diào)在一個想要抑制的諧波頻率上。當系統(tǒng)負載改變時，可通過人工或自動的適當再調(diào)整，達到性能最優(yōu)。
圖17給出了一個可在有限范圍內(nèi)調(diào)整輸出電壓的交流功率調(diào)節(jié)器700。本構(gòu)形所使用的功率控制器的電壓可以低于其他對一個大電壓范圍進行操作時所需的功率控制器的電壓。
輸入電壓被送入一個自耦合變壓器702，它有兩個輸出抽頭704，706。下面的抽頭706安排為所欲的最低電壓降，而上面的抽頭704設(shè)為最高的電壓升。功率控制器100連在這兩個抽頭間，可連續(xù)地改變兩個抽頭間的電壓間連續(xù)改變輸出電壓。調(diào)節(jié)器變換器700因此就可被或者用為輸入電壓變化時的一個恒定輸出電壓調(diào)整器，或者用為一個把恒定輸入電壓轉(zhuǎn)為變化的輸出電壓的裝置。
在使用本構(gòu)形時，如果所需的輸出變化范圍為+/-20％，則功率控制器100只需承受輸入電壓的40％。這樣就可使可得到的半導體器件能調(diào)整比不用自耦合變壓器702的功率控制器所能調(diào)的電壓高得多的電壓。在低壓電路(如120V交流)中，本構(gòu)形允許使用便宜的低壓(＜100VDC)半導體器件，從而比其他線路調(diào)節(jié)方法有巨大的成本益處。
圖18給出了一個隔離輸出交流功率調(diào)節(jié)器710，它具有功率控制器100和三部分磁耦合結(jié)構(gòu)720。這個拓撲結(jié)構(gòu)提供了隔離的在一個有限的輸出范圍內(nèi)可調(diào)的輸出電壓，同時也提供了從輸入到輸出端的電流隔離。
磁結(jié)構(gòu)720包括3個芯，它們的每端都耦合在一起。每個芯都分別有相應(yīng)的線圈722A，722B，722C。每個線圈的匝數(shù)分別為NA，NB，NC。為了工作在芯的磁飽和限制以內(nèi)，加給線圈的電壓V符合以下公式VA/NA+VB/NB+VC/NC＝0同時，相應(yīng)的電流公式為IANA＝IBNB＝ICNC在本隔離輸出交流功率調(diào)節(jié)器中，輸入電壓被直接加在線圈722A兩端。功率控制器100接收同樣的輸入電壓，并給線圈722B兩端加上一個可變電壓(722B的匝數(shù)為NB)，這個值與所要的輸出電壓調(diào)整范圍的最大量相對應(yīng)。輸出線圈722C的電壓可以由下式得出V出/NC＝-V入/NA-V控制器/NB
對于本拓撲結(jié)構(gòu)，當輸出調(diào)整范圍減小時，NB可以遠大于NA。這樣對于一個給定的總調(diào)節(jié)器710的輸出電流(及功率)，功率控制器100的輸出電流就可減少，在需要的范圍內(nèi)，線調(diào)整就可由一個相對小的功率調(diào)整器100來實現(xiàn)。因而，成本下降，效率提高，且可調(diào)整的功率范圍比只把一個功率控制器與一個標準隔離變壓器相級聯(lián)的構(gòu)形的調(diào)整范圍大。本構(gòu)形的應(yīng)用預計可能是線路電壓調(diào)整、數(shù)據(jù)處理、電信及醫(yī)療設(shè)備。
圖19給出一個高電壓輸入交流功率調(diào)節(jié)器730。本電路系統(tǒng)大致與上述圖18中的相同，只是功率控制器100壓低于系統(tǒng)輸入電壓的電壓下工作。線圈722A自身有抽頭724，實際上構(gòu)成一個控制器100所用的降壓自耦變壓器。抽頭電壓按功率控制器100的極限輸入電壓來選擇。所有其他說明和操作都與上面相同。
本拓撲結(jié)構(gòu)所能調(diào)整的電壓比在直接調(diào)整中被使用的通常的功率半導體器件所能調(diào)整的電壓高得多。做為一個例子，輸入電壓可高達13,200V，但調(diào)整只需由標準半導體器件(其額定值如1200V或1700V)實現(xiàn)。預計會應(yīng)用于受調(diào)整的配電變壓器如那些把電壓降到120/240V交流，以便為居民和商業(yè)顧客所用的變壓器。
圖20給出了一個交流混合功率調(diào)節(jié)器740，它與前面所公布的交流功率調(diào)節(jié)器700相似，只是它可把輸入電壓連到自耦變壓器742的不同抽頭746a～d上。輸出調(diào)整通常分兩步實現(xiàn)。第一步是從自耦變壓器742的抽頭746a、b、c、d中選出適當?shù)囊粋€，并把它連到輸入電壓。這個抽頭要選得使功率控制器100的輸入748高于所要的輸出電壓，而其返回端則低于所要電壓。連接最好用晶體閘流管開關(guān)746a～d且以一種與通常的抽頭開關(guān)線調(diào)節(jié)器的連接相同的方式來實現(xiàn)。
第二步包括對控制器100進行調(diào)制使之提供一個可調(diào)的能連續(xù)地在控制器的輸入端電壓與返回端電壓間變化的輸出電壓。通過這兩步，有可能實現(xiàn)當輸入電壓的范圍很大時對輸出電壓進行精確調(diào)整。本電路拓撲允許功率控制器100在一個較小的電壓范圍內(nèi)操作，這樣，對某給定的輸出電壓，就可使用電壓較低的功率控制元件。同時，保持了輸出連續(xù)可調(diào)能力，提供了比通常功率調(diào)節(jié)器更佳的調(diào)節(jié)能力。
圖21給出了一個混合隔離交流功率調(diào)節(jié)器750，它與上面公布的高電壓輸入交流功率調(diào)節(jié)器730相似，尤其是它也使用了一個三部分磁性結(jié)構(gòu)720和功率控制器100，但它對線圈722A增加了抽頭選擇能力。抽頭的連接最好是通過晶體閘流管開關(guān)744a～c把輸入電壓連到線圈722A的合適的抽頭746a～c上來實現(xiàn)。抽頭的選擇使得輸出電壓能經(jīng)過離散的一步或多步而得到粗略的調(diào)整。細調(diào)是通過改變功率控制器100的輸出進而改變線圈722B的電壓來實現(xiàn)的。
由于本發(fā)明的這個實施例中有抽頭選擇能力，功率控制器100就只需對比起在其他實踐或應(yīng)用中所調(diào)整范圍小得多的范圍進行調(diào)整，并且由控制器100傳給變壓器的功率的量就降低了。這就使得或者功率控制器的尺寸降低，或者功率控制器的尺寸一定時增加本調(diào)節(jié)系統(tǒng)的輸出能力。
用22示意性地畫出了一個本發(fā)明的優(yōu)選交流電壓調(diào)整器。這個電路使用兩個驅(qū)動變壓器310的初級線圈311的相對兩端的功率控制器100a和100b。次級線圈312與輸入線(高)相串聯(lián)。
調(diào)整器300的功能通過用次級線圈312對輸入電壓進行加或減來實現(xiàn)。加和減又通過對控制器100a和100b的輸出進行單獨調(diào)制來控制。共有三種操作模式。
在模式1中，兩控制器的輸出電壓都為零。變壓器的初線線圈311的電壓由此也被箝位為零，同時允許電流流過次級線圈312(因變壓器的耦合，在初級線圈中也有電流流過)。零初級線圈電壓導致零次級線圈電壓，從而輸入電壓從輸入端到輸出端保持既不加也不減。
在模式2中，控制器100a的輸出增加，超過了控制器100b的輸出(最好是保持最小)。在本模式中，一個可變的電壓量從控制器100a加到了初級線圈311上，進而給輸入電壓加了一個與之成比例的(取決于初、次級線圈間的匝數(shù)比)電壓，輸出電壓因之也有效地增加了。
在模式3中，控制器100b的輸出增加超過了控制器100a的輸出(現(xiàn)在它最好是最小)。在本模式中，一個可變的電壓從控制器100b加到了初級線圈311上，進而從輸入電壓中減去了一個成比例(取決于初、次級線圈間的匝數(shù)比)的電壓，輸出電壓因之也有效地下降了。
工業(yè)級(460V交流)的電壓調(diào)整器需要+/-10％的調(diào)整能力。這將意味著在一個優(yōu)選電路中，變壓器的匝數(shù)比(初、次級線圈間匝數(shù)之比)近似于10∶1。運用本電路和通常的功率半導體器件技術(shù)，在每相超過1MW的功率水平上，是有可能進行調(diào)整的。
圖23示意性地給出了本發(fā)明的優(yōu)選隔離交流電壓調(diào)整器320。預計，隔離交流電壓調(diào)整器320是利用公用配電電壓，為居民、商業(yè)及工業(yè)應(yīng)用提供被隔離和受調(diào)整的低電壓輸出。
在操作中，輸入電壓被加到輸入線圈331上，并由此其大部分被傳遞到輸出線圈333上。兩功率控制器100a和100b與這里所公布的一致，從線圈331上一個較低的電壓抽頭335提出自己的輸入。控制器100a和100b被用來驅(qū)動中間線圈332，該線圈的匝數(shù)最好能是線圈331的數(shù)倍。輸出線圈333有普通的中性抽頭338。
這兩個功率控制器操作在與圖22中描述的設(shè)備中的三種模式基本相同的模式中。整體上，這兩個控制器提供要傳遞給線圈333的總電壓的一小部分以便有效地調(diào)節(jié)輸出電壓，使之從名義值上升或下降，或被箝位在名文值。該電路的益處有在整個調(diào)整范圍內(nèi)幅度都連續(xù)可調(diào)，且沒有會被用壞的機械接點。
圖24示意性地給出了一個本發(fā)明的可調(diào)的并聯(lián)諧波濾波400的實施例?？烧{(diào)的并聯(lián)諧波濾波器400是一個把本發(fā)明的功率控制器100用做一種可調(diào)電容器的系統(tǒng)，對此前面已有詳細說明。PFC電容器430連于功率控制器100的輸出端與負載410的下端間。電感420連于輸入高端與控制器100的輸入端間。功率控制器100與負載410并聯(lián)。
預計，濾波系統(tǒng)400可被用為一個諧波電流陷阱，優(yōu)點是其諧振頻率連續(xù)可調(diào)。由于有連續(xù)可調(diào)能力，所以可調(diào)的并聯(lián)諧波濾波器400可被精細地調(diào)諧，以便獲得更好的性能及更減少與功率線上其他元件發(fā)生的諧振。它還隨時可被再調(diào)整以適應(yīng)電氣系統(tǒng)中線路及負載條件的變化。
圖25示意性地給出了一本發(fā)明的可調(diào)串聯(lián)諧波抑制器450的實施例。可調(diào)串聯(lián)諧波抑制器450是一個應(yīng)用了結(jié)合圖15所討論的可調(diào)諧波抑制器550的系統(tǒng)，其功能是一種可調(diào)的并聯(lián)LC網(wǎng)絡(luò)。電感420連于功率控制器100的輸入端與輸出端間，而PFC電容器430則連于功率控制器100的輸出端與負載410的上端間。功率控制器100與負載410串聯(lián)?？蛇x的濾波器460與負載410并聯(lián)。
預計，可調(diào)串聯(lián)諧波抑制器450可用來有選擇地抑制系統(tǒng)中的任何諧波電流使之不能流回電源?？烧{(diào)串聯(lián)諧波抑制器450可任選地通過一個附加的并聯(lián)濾波器460來吸收(或分流)任何抑制的諧波電流。出于與可調(diào)并聯(lián)諧波濾波器400相同的原因，可調(diào)串聯(lián)諧波抑制器450可被精細調(diào)諧以便優(yōu)化性能和適應(yīng)功率配電條件的改變。
對本發(fā)明的功率控制器的實施例的原型機的初步測試的結(jié)果是令人鼓舞的。在一個對本發(fā)明的功率因數(shù)校正器的實施例的測試中，對一臺一馬力水泵(空轉(zhuǎn)、最小負載、最大負載)，一臺窗扇(低、中、高速)和一臺徑向手鋸(空轉(zhuǎn))進行了測式，首先不進行任何功率因數(shù)校正，對輸入電流進行測試，同時記錄PF。然后用本發(fā)明的校正器進行PF校正再測試輸入電流并記錄PF。結(jié)果被總結(jié)于表5。所有測試都用的是120V交流，60ZH。
表5

這些結(jié)果在提供了很好的數(shù)字的同時，也表明了適當處理PFC電容器與寄生的系統(tǒng)電感之間所發(fā)生的諧振的重要性。這個問題的存在是眾所周知的。許多通常的PFC系統(tǒng)的制造廠商都使用了一種精密的、昂貴的任選諧波“陷阱”陣列，而且這種陣列需根據(jù)具體應(yīng)用專門設(shè)計。被動阻尼，正如那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人將會理解的，在某種程度上可被裝入一個系統(tǒng)以便減少諧波電流。但我們所首選的主動阻尼能產(chǎn)生更好的PFC效果，且效率提高，成本下降。在主動阻尼中，小信號控制電路被用來控制改變與諧波相反的PWM的占空因數(shù)使得控制器能抑制該諧波，并產(chǎn)生更高的PF。預計它也會同樣好地減少公用服務(wù)供電系統(tǒng)中的諧振。
第二輪測試是對一個空轉(zhuǎn)的1HP電動機進行的，以便測試和說明本發(fā)明的帶有主動阻尼能力的功率因數(shù)調(diào)整器的PFC效率。圖26a是一個示波器打印輸出，它表示的是上述空轉(zhuǎn)的1HP電動機的線電流波形。輸入電壓為120V交流。在本測試中，所記錄的PF低于0.4，輸入電流為10.7ARMS。波形有輕微的失真。在圖26系列中，測試時的示波器公共設(shè)置為自動沿觸發(fā)；沿；源＝1；電平＝875.000m V；截止時間＝14.000m S。
圖26b是一個示波器打印結(jié)果，它表明本發(fā)明的原型機的PFC效果，但不加任何阻尼。輸入電流基本上被減小到4.8ARMS。在9次諧波上顯著的振蕩和電流吸收可以被看到。圖26C是一個示波器打印結(jié)果，它顯示給電路加上一個被動(且消耗功率)阻尼器后的結(jié)果。輸入電流降到4.6ARMS，振蕩有些減少。
圖26d是一個示波器打印結(jié)果，它顯示去掉了被動阻尼，并使用有自帶主動阻尼電路的PFC原型機后的結(jié)果?？梢钥吹秸袷幰驯蝗サ?在本屏幕的蹤線中仍有過零處的低頻干擾，這是由誤差放大器中的極性轉(zhuǎn)換引起的)。波形中還有某些失真，我們認為這是存在于原始電動機電流波形上的未校正失真。輸入電流降到4.3ARMS，甚至比加上被動阻尼還低。
圖26e是一個示波器打印輸出，它是為了對主動和被動阻尼的效果進行比較的。在大多數(shù)方面，它都與前一個結(jié)果相同，但當輸入電流增大到4.5ARMS時，被動阻尼器明顯地消耗較大功率，而與單獨使用主動阻尼相比，它對波形并無多大改進。
可以預計在工業(yè)應(yīng)用中的更普遍的比這更高的電壓的條件下，測試結(jié)果會比這些更好。這些測試是在120V交流下進行的，此時IGBT和二極管的電壓降從百分比的損耗角度上講是比在高壓下更大的。而且在240V交流和480V交流時，每kVAR的轉(zhuǎn)換器損耗會更小。其次，這些測試不是在有很糟糕的諧振背景下進行的。；在其“凈化”(指理想的正弦波)功率要小得多的一個工廠中，多個電動機與PFC的諧振聯(lián)合起來常會使保險燒斷和PFC電容器毀壞。所以對這里所說明的這種PFC就會有更加大得多的需求了。
我們還做了另一個測試，以便對通常的SCR功率控制裝置與本發(fā)明的功率控制器(有時在表和圖中也寫為“MPC”)進行比較。圖27是關(guān)于SCR性能與一個本發(fā)明的功率控制器的原型機的性能相比較的結(jié)果的數(shù)據(jù)的表。一個按照本發(fā)明的功率控制器的原型運行于“降壓”模式，在120V交流RMS條件下其范圍是從100％到0％。對kW效率和KVA效率都進行記錄，還記錄了輸入和輸出的kW，kVA，PF及％THD-rmsA。SCR裝置也運行于同樣的范圍。結(jié)果被總結(jié)于表中，并且通過讀這張表，就可看出數(shù)據(jù)至少在若干方面的趨勢。SCR在從100％到0％的全范圍內(nèi)保持高度有效，而MPC在50％時衰減，當?shù)陀?0％則急劇下降，MPC能保持高輸入PF直到一個得多的電壓(在40％時仍為0.89；而SCR在85％左右就低于0.9了)，并保持近似1的輸出PF直到低于10％。相似的，MPC在全范圍內(nèi)能保持較低的輸入和輸出電流，且在輸入輸出兩端％THD都非常低。
圖28是通常的功率控制裝置與本發(fā)明的功率控制器相比的相對效率曲線圖。圖29是通常的功率控制裝置與本發(fā)明的功率控制器相比的相對諧波和功率因數(shù)(對電阻負載)的曲線圖。對兩個曲線圖的研究表明雖組SCR的記錄效率保持于圖28曲線圖的頂部，但在圖29所示的PF和％THD性能都最壞。在圖28中，很明顯MPC的KW效率在100％至60％范圍內(nèi)與SCR的非常接近(大于90％)，且在100％至20％范圍內(nèi)超過反相器和線性電源的效率。總之，MPC比起通常的裝置來有好的效率，好的功率因數(shù)及卓越的諧波性能(THD＜1％)。
關(guān)于上面為了實現(xiàn)本公開的目的所述的元件選擇及裝配方法，除了這里已專門詳細規(guī)定和說明的之外，這些元件的工作方式與規(guī)范和它們被制造或裝配或使用的方式，不論是互相結(jié)合使用還是與本發(fā)明中其他元件的結(jié)合使用，我們相信都在那些精于本技術(shù)領(lǐng)域的人的知識范圍內(nèi)。這里敘述它們就偏離本公布的主題了。所以這里我們沒有必要重復那些已為專家們所知的東西。
工業(yè)上的可應(yīng)用性一個以高頻(＞10KHZ)和利用開關(guān)模式功率轉(zhuǎn)換技術(shù)實現(xiàn)的變電器，比起已有的電路來具有極大的優(yōu)點，包括輸出高、尺寸小、重量輕、成本低、效率高、寂靜的電操作性好及可靠性好。
從廣泛的觀點看，本發(fā)明的最大市場是關(guān)于電功率質(zhì)量產(chǎn)品和電能節(jié)約產(chǎn)品的。目前已涉及到本發(fā)明的應(yīng)用中至少一半是關(guān)于提高電動機和/或由電動機驅(qū)動的設(shè)備的用電效率，或是凈化由上述二者引起的電源“污染”問題的。據(jù)愛迪生電氣研究所(Edison Electric Institute)報告，僅在美國就有十億臺電動機，它們用去了美國總消耗的電能的將近一半。
按照法律，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)特征以具體或不太具體的語言進行了描述。然而，人們將會理解，本發(fā)明并不限于所揭示的特定特征，因為這里所示的方法和結(jié)構(gòu)只是實現(xiàn)本發(fā)明的優(yōu)選形式。所以對本發(fā)明的在后附的權(quán)利要求的合法有效的范圍內(nèi)的任何形式或改動都請求專利權(quán)，請根據(jù)相應(yīng)部分的條款正確理解。
權(quán)利要求
1.一個功率控制器，它有基于輸入電壓和誤差電路輸出的四種象限模式，其中此正輸入電壓將決定象限I或象限II將被使用；負輸入電壓將決定象限III或象限IV將被使用；其中選擇象限I還是象限II或象限III還是象限IV則決定于誤差電路。
2.按照權(quán)利要求1的功率控制器， 其中為了維持控制器的輸出調(diào)整，誤差電路把輸出電壓與一個參考電壓相比，并用一個誤差幅度輸出來決定所需的電流流動方向和所需的調(diào)制量。
3.按照權(quán)利要求2的功率控制器，還包括一個跨接在該控制器的輸出端和返回端之間的電容器，由此該控制器和該電容器組成的組合在功能上就是一可變電容器。
4.按照權(quán)利要求2的功率控制器，還包括一個跨接在該控制器的輸出端與返回端之間的電感，由此由該控制器和該電感組成的組合在功能上就是一個可變電感。
全文摘要
一種功率控制器，具有基于輸入電壓和誤差電路輸出的四種象限模式，其中此正輸入電壓將決定象限I或象限II將被使用；負輸入電壓將決定象限III或象限IV將被使用；其中選擇象限I還是象限II或象限III還是象限IV則決定于誤差電路。其中為了維持控制器的輸出調(diào)整，誤差電路把輸出電壓與一個參考電壓相比，并用一個誤差幅度輸出來決定所需的電流流動方向和所需的調(diào)制量。利用本發(fā)明的控制器，可以降低開關(guān)損耗，提高效率及可靠性。
文檔編號H02M1/42GK1410855SQ0212829
公開日2003年4月16日 申請日期1996年1月11日 優(yōu)先權(quán)日1995年1月11日
發(fā)明者戴維·F·巴雷堤士, 格雷戈里·P·威甘德 申請人:微行星有限公司