專利名稱：一種寬負載范圍的低電壓應(yīng)力反激功率因數(shù)校正變換控制方法及其裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電力控制設(shè)備，尤其是一種低電壓應(yīng)力的反激功率因數(shù)校正變換器控制方法及其裝置。
背景技術(shù)：
近年來，電力電子技術(shù)迅速發(fā)展，作為電力電子領(lǐng)域重要組成部分的電源技術(shù)逐漸成為應(yīng)用和研究的熱點。開關(guān)電源以其效率高、功率密度高而確立了其在電源領(lǐng)域中的主流地位，但其通過整流器接入電網(wǎng)時會存在一個致命的弱點功率因數(shù)較低(一般僅為O. 45 O. 75)，且在電網(wǎng)中會產(chǎn)生大量的電流諧波和無功功率而污染電網(wǎng)。抑制開 關(guān)電源產(chǎn)生諧波的方法主要有兩種一是被動法，即采用無源濾波或有源濾波電路來旁路或消除諧波；二是主動法，即設(shè)計新一代高性能整流器，它具有輸入電流為正弦波、諧波含量低以及功率因數(shù)高等特點，即具有功率因數(shù)校正功能。開關(guān)電源功率因數(shù)校正研究的重點，主要是功率因數(shù)校正電路拓撲的研究和功率因數(shù)校正控制集成電路的開發(fā)。傳統(tǒng)的有源功率因數(shù)校正電路一般采用Boost-升壓拓撲，這是因為Boost具有控制容易、驅(qū)動簡單以及功率因數(shù)可以接近于1，但是Boost功率因數(shù)校正有輸出電壓高的缺點。在小功率的應(yīng)用場合，Buck-降壓拓撲和反激變換器經(jīng)常使用，但是Buck電路實現(xiàn)PFC時，由于當(dāng)輸入電壓低于輸出電壓時，不傳遞能量，輸入電流為0，交越失真嚴重。而反激變換器在整個工頻周期內(nèi)都可以傳遞能量，功率因數(shù)和總諧波畸變都優(yōu)于Buck變換器。反激功率因數(shù)校正器通常有斷續(xù)模式和臨界連續(xù)模式兩種工作模式。斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器可以獲得單位功率因數(shù)，但是其峰值電流很大，使開關(guān)管的導(dǎo)通損耗增大并影響變換器效率；臨界連續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器，其導(dǎo)通時間在一個工頻周期內(nèi)是固定的，雖然效率比斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器高，但是不能獲得單位功率因數(shù)，功率因數(shù)和總諧波畸變都比斷續(xù)模式反激功率因數(shù)校正器差。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是提供一種新穎的具有寬負載范圍的低電壓應(yīng)力反激功率因數(shù)校正變換器及其控制方法，采用該方法可使反激功率因數(shù)校正器獲得單位功率因數(shù)，降低開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力，并提高了變換器的帶載能力。本發(fā)明實現(xiàn)其發(fā)明目的，所采用的技術(shù)方案是一種具有寬負載范圍的低電壓應(yīng)力反激功率因數(shù)校正變換器控制方法，其具體作法是在傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器的開關(guān)管Q1與反激變壓器T的原邊繞組2端之間串聯(lián)一個開關(guān)管Q2,開關(guān)管Q1與開關(guān)管Q2之間連接功率二極管D6的陽極，功率二極管D6的陰極接反激變壓器T原邊繞組的I端。在對傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器作如上設(shè)置后，由R1和R2組成的輸出電壓采樣對變換器輸出電壓V()(t)采樣后輸入運算放大器的負端，運算放大器的正端輸入?yún)⒖茧妷盒盘杤Mf，經(jīng)過補償網(wǎng)絡(luò)后運算放大器輸出補償控制信號vramp。把鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波和補償控制信號Vramp分別輸入比較器I的正端和負端。比較器I的輸出信號經(jīng)過RS-觸發(fā)器I后輸入到半橋驅(qū)動電路，經(jīng)驅(qū)動電路放大后輸出給開關(guān)管Qi。當(dāng)鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波電壓大于補償控制信號Vconp時開關(guān)管Q1關(guān)斷，當(dāng)鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波電壓小于補償控制信號V_p時開關(guān)管Q1導(dǎo)通；且設(shè)定補償網(wǎng)絡(luò)使整個電壓控制環(huán)路的截止頻率遠小于工頻，則運算放大器輸出的補償控制信號Vramp在半個工頻周期內(nèi)維持不變。輸入電壓vin(t)與負載電流ijt)信號分別輸入正弦波發(fā)生電路，產(chǎn)生的正弦波信號輸入到比較器2的負端，比較器2的正端輸入信號為反激變壓器副邊輸出電流信號L(t)。比較器2的輸出信號與比較器I的輸出信號經(jīng)過或門后輸入RS-觸發(fā)器2，其輸出再經(jīng)過半橋驅(qū)動電路放大后輸出給開關(guān)管Q2。
與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明的有益效果是I、相對于傳統(tǒng)的反激功率因數(shù)校正器，采用本發(fā)明的寬負載范圍的低電壓應(yīng)力反激功率因數(shù)校正變換器及其控制，可以獲得單位功率因數(shù)和更小的總諧波畸變；2、相對于傳統(tǒng)的反激功率因數(shù)校正變換器，采用本發(fā)明的寬負載范圍的低電壓應(yīng)力反激功率因數(shù)校正變換器及其控制，在同樣的主電路參數(shù)條件下可以適用于更大功率的功率因數(shù)校正變換器，在獲得同樣高的功率因數(shù)的情況下，可以獲得更高的效率。3、相對于傳統(tǒng)的反激功率因數(shù)校正變換器，采用本發(fā)明的寬負載范圍的低電壓應(yīng)力反激功率因數(shù)校正變換器及其控制，可以降低開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力，降低了開關(guān)管的選擇難度，同時降低了變換器成本并提高了效率。本發(fā)明的另一目的是提供一種實現(xiàn)以上功率因數(shù)校正方法的裝置。其具體構(gòu)造采用在傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器的開關(guān)管Q1與反激變壓器T的原邊繞組2端之間串聯(lián)一個開關(guān)管Q2,開關(guān)管Q1與開關(guān)管Q2之間連接功率二極管D6的陽極，功率二極管D6的陰極接反激變壓器T原邊繞組的I端。由R1和R2組成的輸出電壓采樣對變換器輸出電壓vjt)采樣后輸入運算放大器的負端，運算放大器的正端輸入?yún)⒖茧妷盒盘朧Mf，經(jīng)過補償網(wǎng)絡(luò)后運算放大器輸出補償控制信號Vramp。把鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波和補償控制信號Vconp分別輸入比較器I的正端和負端。比較器I的輸出信號經(jīng)過RS-觸發(fā)器I后輸入到半橋驅(qū)動電路，經(jīng)驅(qū)動電路放大后輸出給開關(guān)管％。當(dāng)鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波電壓大于補償控制信號Vconp時開關(guān)管Q1關(guān)斷，當(dāng)鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波電壓小于補償控制信號V_p時開關(guān)管Q1導(dǎo)通；且設(shè)定補償網(wǎng)絡(luò)使整個電壓控制環(huán)路的截止頻率遠小于工頻，則運算放大器輸出的補償控制信號Vcotp在半個工頻周期內(nèi)維持不變。輸入電壓Vin(t)與負載電流ijt)信號反別輸入正弦波發(fā)生電路，產(chǎn)生的正弦波信號輸入到比較器2的負端，比較器2的正端輸入信號為反激變壓器副邊輸出電流信號L(t)。比較器2的輸出信號與比較器I的輸出信號經(jīng)過或門后輸入RS-觸發(fā)器2，其輸出再經(jīng)過半橋驅(qū)動電路放大后輸出給開關(guān)管Q2?？梢?，采用以上裝置可以方便可靠地實現(xiàn)本發(fā)明以上方法。


圖I為寬負載范圍的低電壓應(yīng)力反激功率因數(shù)校正變換器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖。圖2為傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器在100W負載功率下的主要波形圖。
圖3為傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器在200W負載功率下的主要波形圖。圖4為本發(fā)明實施例一在100W負載功率下的主要波形圖。圖5為本發(fā)明實施例一在200W負載功率下的主要波形圖。圖6為本發(fā)明實施例二的電路結(jié)構(gòu)示意圖。
具體實施例方式下面通過具體的實例并結(jié)合附圖對本發(fā)明做進一步詳細的描述。實施例一圖I為本發(fā)明實施例一的結(jié)構(gòu)框圖。 本發(fā)明的一種具體實施方式
為，一種寬負載范圍的低電壓應(yīng)力反激功率因數(shù)校正變換器的拓撲結(jié)構(gòu)和控制方法，其具體作法是在傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器的開關(guān)管Q1與反激變壓器T的原邊繞組2端之間串聯(lián)一個開關(guān)管Q2,開關(guān)管Q1與開關(guān)管Q2之間連接功率二極管D6的陽極，功率二極管D6的陰極接反激變壓器T原邊繞組的I端。由R1和R2組成的輸出電壓采樣對變換器輸出電壓vjt)采樣后輸入運算放大器的負端，運算放大器的正端輸入?yún)⒖茧妷盒盘朧Mf，經(jīng)過補償網(wǎng)絡(luò)后運算放大器輸出補償控制信號ν·ρ。把鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波和補償控制信號ν_ρ分別輸入比較器I的正端和負端。比較器I的輸出信號經(jīng)過RS-觸發(fā)器I后輸入到半橋驅(qū)動電路，經(jīng)驅(qū)動電路放大后輸出給開關(guān)管Qp當(dāng)鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波電壓大于補償控制信號Vcomp時開關(guān)管Q1關(guān)斷，當(dāng)鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波電壓小于補償控制信號Vconp時開關(guān)管Q1導(dǎo)通；且設(shè)定補償網(wǎng)絡(luò)使整個電壓控制環(huán)路的截止頻率遠小于工頻，則運算放大器輸出的補償控制信號Vramp在半個工頻周期內(nèi)維持不變。輸入電壓vin(t)與負載電流ijt)信號反別輸入正弦波發(fā)生電路，產(chǎn)生的正弦波信號輸入到比較器2的負端，比較器2的正端輸入信號為反激變壓器副邊輸出電流信號込⑴。比較器2的輸出信號與比較器I的輸出信號經(jīng)過或門后輸入RS-觸發(fā)器2，其輸出再經(jīng)過半橋驅(qū)動電路放大后輸出給開關(guān)管Q2。利用SMetrix/SMPLIS仿真軟件分別對傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器和本發(fā)明實施例一進校時域仿真，仿真結(jié)果波形如下圖2為傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器在100W負載功率下的時域仿真波形，從上到下依次為開關(guān)管Q1承受的電壓應(yīng)力波形、輸出電壓波形、輸入電壓波形合輸入電流波形。從圖2可以看出，輸入電流很好的跟蹤了輸入電壓的波形，該電源具有很高的功率因數(shù)。此時反激功率因數(shù)校正變換器輸出電壓穩(wěn)定在48V，穩(wěn)態(tài)時開關(guān)管Q1承受的最大電壓應(yīng)力為300V。圖3為傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器在200W負載功率下的時域仿真波形，從上到下依次為開關(guān)管％承受的電壓應(yīng)力波形、輸出電壓波形、輸入電壓波形合輸入電流波形。從圖3可以看出，當(dāng)負載功率增大時，輸入電流在峰值點附近發(fā)生畸變，無法跟蹤輸入電壓的波形，降低了電源的功率因數(shù)。此時反激功率因數(shù)校正變換器輸出電壓穩(wěn)定在48V，穩(wěn)態(tài)時開關(guān)管Q1承受的最大電壓應(yīng)力為450V。圖4為本發(fā)明實施例一在100W負載功率下的時域仿真波形，從上到下依次為開關(guān)管92承受的電壓應(yīng)力波形、開關(guān)管％承受的電壓應(yīng)力波形、輸出電壓波形、輸入電壓波形合輸入電流波形。從圖4可以看出，輸入電流很好的跟蹤了輸入電壓的波形，該電源具有很高的功率因數(shù)。此時反激功率因數(shù)校正變換器輸出電壓穩(wěn)定在48V，穩(wěn)態(tài)時開關(guān)管Q1承受的最大電壓應(yīng)力為180V，穩(wěn)態(tài)時開關(guān)管Q1承受的最大電壓應(yīng)力為140V。圖5為本發(fā)明實施例一在200W負載功率下的時域仿真波形，從上到下依次為開關(guān)管92承受的電壓應(yīng)力波形、開關(guān)管％承受的電壓應(yīng)力波形、輸出電壓波形、輸入電壓波形合輸入電流波形。從圖5可以看出，負載增大時本發(fā)明實施例一的輸入電流仍然很好的跟蹤了輸入電壓的波形，該電源具有很高的功率因數(shù)。此時反激功率因數(shù)校正變換器輸出電壓穩(wěn)定在48V，穩(wěn)態(tài)時開關(guān)管Q1承受的最大電壓應(yīng)力為200V，穩(wěn)態(tài)時開關(guān)管Q1承受的最大電壓應(yīng)力為140V。由圖2 圖5可以看出，傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器在200W負載功率下無法正常工作；但是在同樣的主電路參數(shù)條件下，本發(fā)明實施例一在100W與200W負載功率下，均可以實現(xiàn)輸入電流很好的跟蹤了輸入電壓的波形，具有很高的功率因數(shù)，且開關(guān)管(^與仏承受的電壓應(yīng)力均小于傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器中開關(guān)管Q1承受的電壓應(yīng)力。 實施例二圖6示出，本例與實施例一相比，不同之處是開關(guān)電源的功率因數(shù)校正變換器為正激變換器?？刂品绞胶凸ぷ鬟^程與實施例一類似。同樣能通過仿真結(jié)果證明，它能實現(xiàn)本發(fā)明的目的。本發(fā)明方法除可用于以上實施例中的反激功率因數(shù)校正變換器組成的開關(guān)電源夕卜，也可用于正激功率因數(shù)校正變換器等隔離型功率因數(shù)校正變換器電路組成的功率因數(shù)開關(guān)電源。
權(quán)利要求
1.一種寬負載范圍的低電壓應(yīng)力反激功率因數(shù)校正變換器控制方法，其特征在于在傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器的開關(guān)管Q1與反激變壓器T的原邊繞組2端之間串聯(lián)一個開關(guān)管Q2,開關(guān)管Q1與開關(guān)管Q2之間連接功率二極管D6的陽極，功率二極管D6的陰極接反激變壓器T原邊繞組的I端；在對傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器作如上設(shè)置后，由R1和R2組成的輸出電壓采樣對變換器輸出電壓V()(t)采樣后輸入運算放大器的負端，運算放大器的正端輸入?yún)⒖茧妷盒盘朧Mf，經(jīng)過補償網(wǎng)絡(luò)后運算放大器輸出補償控制信號V_p，把鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波和補償控制信號1。_分別輸入比較器I的正端和負端；比較器I的輸出信號經(jīng)過RS-觸發(fā)器I后輸入到半橋驅(qū)動電路，經(jīng)驅(qū)動電路放大后輸出給開關(guān)管Q1 ;當(dāng)鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波電壓大于補償控制信號Vramp時開關(guān)管Q1關(guān)斷，當(dāng)鋸齒波發(fā)生器輸出的鋸齒波電壓小于補償控制信號Vcotp時開關(guān)管Ql導(dǎo)通；且設(shè)定補償網(wǎng)絡(luò)使整個電壓控制環(huán)路的截止頻率遠小于工頻，則運算放大器輸出的補償控制信號Vconp在半個工頻周期內(nèi)維持不變；輸入電壓vin(t)與負載電流ijt)信號分別輸入正弦波發(fā)生電路，產(chǎn)生的正弦波信號輸入到比較器2的負端，比較器2的正端輸入信號為反激變壓器副邊輸出電流信號iL2 (t);比較器2的輸出信號與比較器I的輸出信號經(jīng)過或門后輸入RS-觸發(fā)器2,其輸出再經(jīng)過半橋驅(qū)動電路放大后輸出給開關(guān)管Q2。
2.一種實現(xiàn)權(quán)利要求或I所述方法的寬負載范圍的低電壓應(yīng)力反激功率因數(shù)校正變換器裝置，由改進的反激功率因數(shù)校正變換器和控制器組成，其特征在于，在傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器的開關(guān)管Q1與反激變壓器T的原邊繞組2端之間串聯(lián)一個開關(guān)管Q2,開關(guān)管Q1與開關(guān)管Q2之間連接功率二極管D6的陽極，功率二極管D6的陰極接反激變壓器T原邊繞組的I端。
3.如權(quán)利要求2所述的寬負載范圍的低電壓應(yīng)力反激功率因數(shù)校正變換器控制裝置，其特征在于，所述反激變換器拓撲也可替換為隔離型功率因數(shù)校正變換器拓撲如正激變換器拓撲。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種寬負載范圍的低電壓應(yīng)力反激功率因數(shù)校正變換器控制方法及其裝置，在傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正變換器的開關(guān)管Q1與反激變壓器T的原邊繞組2端之間串聯(lián)一個開關(guān)管Q2，開關(guān)管Q1與開關(guān)管Q2之間連接功率二極管D6的陽極，功率二極管D6的陰極接反激變壓器T原邊繞組的1端。通過如上設(shè)計拓寬了傳統(tǒng)反激功率因數(shù)變換器的帶載能力。本發(fā)明在同樣主電路參數(shù)的前提下，可以提高傳統(tǒng)反激功率因數(shù)校正器的負載范圍，降低變壓器原邊繞組所連開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力。本發(fā)明的寬負載范圍的低電壓應(yīng)力反激功率因數(shù)校正變換器效率高，同時能保證在整個輸入電壓范圍內(nèi)獲得單位功率因數(shù)。
文檔編號H02M1/42GK102946200SQ20121044717
公開日2013年2月27日 申請日期2012年11月9日 優(yōu)先權(quán)日2012年11月9日
發(fā)明者許建平, 張斐, 閻鐵生, 楊平, 周國華 申請人:西南交通大學(xué)